JP2015091215A - モータ駆動回路およびその駆動方法、それを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】脱調を防止しつつ、高効率でステッピングモータを駆動する。
【解決手段】ロジック回路２１０は、入力パルスＳ１と同期して、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１に接続されるブリッジ回路２０２を制御し、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１に供給される電力を制御する。逆起電力検出部２２０は、コイルＬ１の両端間に生ずる逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦを検出する。負荷角推定部２３０は、コイルＬ１のハイインピーダンス区間に設けられた検出区間における逆起電力にもとづいて、負荷角φを推定する。ロジック回路２１０は、推定された負荷角φが所定の目標角φ_ＲＥＦに近づくように、コイルＬ１に供給される電力を調節可能に構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、ステッピングモータの駆動技術に関する。

デジタルスチルカメラ、デジタルビデオカメラ、ディスク装置、プリンタ、コピー機などの電子機器において、レンズやピックアップ、ヘッド等の可動部品の位置調節、紙送り用ローラの駆動などにステッピングモータが多く用いられている。ステッピングモータは、外部から印加された入力パルスに同期して回転する同期モータであり、起動、停止、位置決めに優れた制御性を持っている。さらにステッピングモータは、オープンループでの制御が可能であり、またデジタル信号処理に適するという特性を有する。

特開平９−１０３０９６号公報 特開２００４−１２０９５７号公報 特開２０００−１８４７８９号公報 特開２００４−１８０３５４号公報

通常状態において、ステッピングモータのロータは、入力パルス数に比例したステップ角ずつ同期して回転する。ところが、急な負荷変動や速度変化が生ずると同期が失われる。これを脱調という。ひとたび脱調すると、その後、ステッピングモータを正常に駆動するために特別な処理が必要となるため、脱調を防止することが望まれる。

この問題を解決するために、多くの場合、想定される最大の負荷にマージンを設け、脱調マージンを考慮した出力トルクが得られるように、モータ駆動回路を設計することになるが、電力損失が大きくなる。またロータの位置を検出するためにセンサを用いると、部品点数の増加に伴うコスト増大が生ずる。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、脱調を防止しつつ、高効率でステッピングモータを駆動可能な駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、ステッピングモータの駆動回路に関する。この駆動回路は、入力パルスと同期して、ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御し、ステッピングモータのコイルに供給される電力を制御するロジック回路と、コイルの両端間に生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出部と、コイルのハイインピーダンス区間に設けられた検出区間における逆起電力にもとづいて、負荷角を推定する負荷角推定部と、を備える。ロジック回路は、推定された負荷角が所定の目標角に近づくように、コイルに供給される電力を調節可能に構成される。

この態様によると、脱調を防止しつつ、高効率でステッピングモータを駆動できる。
「検出区間」は、ある瞬時的な時刻であってもよいし、ある時刻からある時刻までの時間区間であってもよい。

負荷角推定部は、逆起電力をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータと、入力パルスの周期を測定する周期カウンタと、デジタル値に測定された周期を乗算することにより、負荷角に応じた負荷角検出値を生成する演算器と、を含んでもよい。ロジック回路は、負荷角検出値が目標角に応じた負荷角目標値に近づくように、コイルに供給される電力を調節してもよい。

ロジック回路は、負荷角検出値と負荷角目標値の誤差に応じた指令値を生成するコントローラと、指令値に応じたデューティ比を有する制御パルスを生成するパルス変調器と、制御パルスにもとづいてブリッジ回路を制御するプリドライバと、を含んでもよい。

ある態様の駆動回路は、ステッピングモータのコイルに流れる電流を示す電流検出値を生成する電流検出回路をさらに備えてもよい。ロジック回路は、負荷角検出値と負荷角目標値の誤差に応じた電流値を生成するコントローラと、電流検出値が電流値を超えないようにデューティ比が調節される制御パルスを生成する電流制御回路と、制御パルスにもとづいてブリッジ回路を制御するプリドライバと、を含んでもよい。

電流制御回路は、電流検出値を電流値と比較し、電流検出値が電流値を超えるとアサートされる比較信号を生成するコンパレータと、比較信号がアサートされると制御パルスを第１レベルに遷移させ、所定の周期ごとに制御パルスを第２レベルに遷移させるロジック素子と、を含んでもよい。

コントローラは、ＰＩコントローラを含んでもよい。

ロジック回路は、負荷角が目標角に近づくように、ブリッジ回路を駆動するための制御パルスをパルス変調してもよい。

ロジック回路は、負荷角が目標角に近づくように、ブリッジ回路に供給される電源電圧を調節してもよい。

検出区間は、ハイインピーダンス区間の略中央に位置してもよい。

検出区間は、ハイインピーダンス区間に遷移してから、ハイインピーダンス区間の長さに所定係数を乗じた時間の経過後に位置してもよい。ロジック回路もしくは逆起電力検出部は、ハイインピーダンス区間の長さを測定する測定部を備えてもよい。

駆動回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。駆動回路を１つのＩＣとして集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、ステッピングモータと、ステッピングモータを駆動する上述のいずれかのモータ駆動回路と、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、脱調を防止しつつ、高効率でステッピングモータを駆動できる。

実施の形態に係るモータ駆動回路の構成を示すブロック図である。 モータ駆動回路の動作シーケンスを示す波形図である。 図１のモータ駆動回路による逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの検出動作を示す図である。 逆起電力検出部の構成例を示す回路図である。 負荷角推定部およびロジック回路の構成例を示すブロック図である。 ロジック回路の別の構成例を示すブロック図である。 負荷角φとトルク効率の関係を示す図である。 従来のモータ駆動回路の動作波形図である。 図１のモータ駆動回路の動作波形図である。 図１０（ａ）〜（ｃ）は、モータ駆動回路を備える電子機器の例を示す斜視図である。 検出区間の生成方法の一例を示す波形図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、実施の形態に係るモータ駆動回路２００の構成を示すブロック図である。モータ駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２とともにアクチュエータ１００を構成する。ステッピングモータ１０２は、ＰＭ（Permanent Magnet）型、ＶＲ型（Variable Reluctance）型、ＨＢ（Hybrid）型であるとを問わない。

モータ駆動回路２００は、外部からの入力パルスＳ１を受け、入力パルスＳ１のパルス数に応じた角度、ステッピングモータ１０２を回転させる。モータ駆動回路２００は、ブリッジ回路２０２＿１、２０２＿２、ロジック回路２１０、逆起電力検出部２２０、負荷角推定部２３０、を備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。

ステッピングモータ１０２は、２チャンネルのコイルＬ１、Ｌ２を含む。
第１チャンネルＣＨ１のブリッジ回路２０２＿１は、ステッピングモータ１０２の第１コイルＬ１と接続される。第２チャンネルＣＨ２のブリッジ回路２０２＿２は、ステッピングモータ１０２の第２コイルＬ２と接続される。

ブリッジ回路２０２＿１、２０２＿２はそれぞれ、４つのトランジスタＭ１〜Ｍ４を含むＨブリッジ回路である。Ｈブリッジ回路２０２＿１のトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ロジック回路２１０からの駆動信号Ｓ４＿１にもとづいてスイッチングされ、それにより、第１コイルＬ１の両端間の電圧（第１コイル電圧ともいう）Ｖ_Ｌ１がスイッチングされる。

ブリッジ回路２０２＿２は、ブリッジ回路２０２＿１と同様に構成され、そのトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ロジック回路２１０からの駆動信号Ｓ４＿２（不図示）にもとづいてスイッチングされ、それにより、第２コイルＬ２の両端間の電圧（第２コイル電圧ともいう）Ｖ_Ｌ２がスイッチングされる。

ロジック回路２１０は、ステッピングモータ１０２の回転速度（同期速度）を指示する入力パルスＳ１を受ける。ロジック回路２１０は、入力パルスＳ１と同期して、ブリッジ回路２０２＿１、２０２＿２を制御し、ステッピングモータ１０２の第１コイルＬ１、第２コイルＬ２それぞれに供給される電流（電力）を制御する。

具体的には、ロジック回路２１０は、入力パルスＳ１の所定のエッジごとに、コイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}の位相（電気角）が１−２相換算において４５度変化するように、駆動信号Ｓ４＿１を生成する。本明細書において、単位時間あたりに含まれる所定のエッジの個数をパルスレートといい、単位をｐｐｓ（Pulse Per Sec.）と表記する。コイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}の波形を変化させる所定のエッジは、ポジティブエッジ、ネガティブエッジのいずれか、あるいはそれら両方であってもよい。

一例として、ロジック回路２１０は、第１駆動区間、第１ハイインピーダンス区間、第２駆動区間、第２ハイインピーダンス区間を繰り返す駆動信号Ｓ４＿１を生成する。
（１）第１駆動区間（電気角０〜１３５度）
第１コイルＬ１に第１方向（Ｉ_{ＣＯＩＬ１}＞０）にコイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}を流す。
（２）第１ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ１（電気角１３５〜１８０度）
第１コイルＬ１の両端をハイインピーダンスとする。
（３）第２駆動区間（電気角１８０〜３１５度）
第１コイルＬ１に第２方向（Ｉ_{ＣＯＩＬ１}＜０）にコイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}を流す。
（４）第２ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ２（電気角３１５〜３６０度）
第１コイルＬ１の両端をハイインピーダンスとする。

第２チャンネルＣＨ２においては、第２コイルＬ２に流れる電流Ｉ_{ＣＯＩＬ２}が、電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}に対して９０度進んだ、もしくは遅れた位相で制御される。ロジック回路２１０は、第３駆動区間、第３ハイインピーダンス区間、第４駆動区間、第４ハイインピーダンス区間を順に繰り返す駆動信号Ｓ４＿２を生成する。
（１）第３駆動区間（電気角２７０〜４５度）
第２コイルＬ２に第２方向（Ｉ_{ＣＯＩＬ２}＜０）にコイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ２}を流す。
（２）第３ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ３（電気角４５〜９０度）
第２コイルＬ２の両端をハイインピーダンスとする。
（３）第４駆動区間（電気角９０〜２２５度）
第２コイルＬ２に第１方向（Ｉ_{ＣＯＩＬ２}＞０）にコイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ２}を流す。
（４）第４ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ４（電気角２２５〜２７０度）
第２コイルＬ２の両端をハイインピーダンスとする。

ロジック回路２１０は、入力パルスＳ１と同期して、第１チャンネルＣＨ１、第２チャンネルＣＨ２それぞれの状態を変化させる。またロジック回路２１０は、入力パルスＳ１より高い周波数を有し、かつパルス変調された制御パルスＳ２を生成し、各状態において、制御パルスＳ２にもとづいてブリッジ回路２０２のトランジスタＭ１〜Ｍ４を高速にスイッチングさせる。

図２は、モータ駆動回路２００の動作シーケンスを示す波形図である。図２には、上から順に、コイルＬ１の電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}、コイルＬ２の電流Ｉ_{ＣＯＩＬ２}、コイルＬ１の一端の電圧Ｖｐ_１、他端の電圧Ｖｎ_１、およびステッピングモータ１０２のロータの位置が示される。電流の位相とロータの位置の相対的な関係は、負荷の状態やパルスレートに応じて変化する。図２は、コイル電流に対するロータの遅延がゼロの場合を示している。負荷やパルスレートに応じて、ロータの遅れが大きくなり、遅れが９０度を超えると脱調する可能性が高くなる。

逆起電力検出部２２０は、第１、第２ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ１、Ｈｉ−ｚ２において、第１コイルＬ１の逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１＿１}、Ｖ_{ＢＥＭＦ１＿２}を検出する。また逆起電力検出部２２０は、第３、第４ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ３、Ｈｉ−ｚ４において、第２コイルＬ２の逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ２＿１}、Ｖ_{ＢＥＭＦ２＿２}を検出する。

図３は、図１のモータ駆動回路２００による逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦの検出動作を示す図である。図３は、上から順に、コイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}、第１コイル電圧Ｖ_Ｌ１＝Ｖｐ_１−Ｖｎ_１、コイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ２}、第２コイル電圧Ｖ_Ｌ２＝Ｖｐ_２−Ｖｎ_２、を示す。ハイインピーダンス区間それぞれに検出区間ｔ１〜ｔ４が設定され、検出区間ｔ１〜ｔ４それぞれにおいて、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１＿１}、Ｖ_{ＢＥＭＦ１＿２}、Ｖ_{ＢＥＭＦ２＿１}、Ｖ_{ＢＥＭＦ２＿２}が検出される。検出区間は、たとえばハイインピーダンス区間の中央に設定してもよい。

図４は、逆起電力検出部２２０の構成例を示す回路図である。なお逆起電力検出部２２０の構成はそれには限定されない。

本実施の形態では、単一の逆起電力検出部２２０が、２チャンネルで共有される。チャンネルセレクタ２２２は、ステッピングモータ１０２の回転と同期しており、第１、第２ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ１、Ｈｉ−ｚ２において、第１コイルＬ１側を選択し、第３、第４ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ３、Ｈｉ−ｚ４において、第２コイルＬ２側を選択する。

逆起電力検出部２２０は、第１、第２ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ１、Ｈｉ−ｚ２において、第１コイルＬ１に生ずる逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}＝Ｖｐ_１−Ｖｎ_１を、第３、第４ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ３、Ｈｉ−ｚ４において、第２コイルＬ２に生ずる逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ２}＝Ｖｐ_２−Ｖｎ_２を検出する。

たとえば逆起電力検出部２２０は、ローパスフィルタ２２４、極性切りかえスイッチ２２６、差動アンプ２２８、を備える。ローパスフィルタ２２４は、チャンネルセレクタ２２２からの電圧のペアＶｐ、Ｖｎそれぞれを分圧し、ノイズ成分を除去する。

極性切りかえスイッチ２２６は、検出した逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦが負荷角０の場合に同じ極性を有するように（本実施の形態では、Ｖ_ＢＥＭＦ＞０となるように）、ローパスフィルタ２２４を通過した電圧Ｖｐ、Ｖｎを入れ替える。極性切りかえスイッチ２２６の機能は、チャンネルセレクタ２２２に組み込んでもよい。

差動アンプ２２８は、極性切りかえスイッチ２２６から出力される電圧Ｖｐ_１／２、Ｖｎ_１／２の差分を増幅し、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１／２}を生成する。

図１に戻る。

負荷角推定部２３０は、ハイインピーダンス区間に設定された検出区間における逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいて、負荷角φを推定する。負荷角φは、第１コイルＬ１および第２コイルＬ２に流れる駆動電流で定まる電流ベクトル（つまり位置指令）と、ロータ（可動子）の位置の差に相当する。

検出区間は、ハイインピーダンス区間に遷移してから、測定部により測定されたハイインピーダンス区間の長さに所定係数を乗じた時間の経過後に位置してもよい。たとえば所定係数を１／２とし、検出区間を、ハイインピーダンス区間の略中央に設定してもよい。

モータ駆動回路２００は、ハイインピーダンス区間の長さを測定する測定部を備えてもよく、測定部は、ロジック回路２１０もしくは逆起電力検出部２２０に内蔵されてもよい。ハイインピーダンス区間の長さは、入力パルスＳ１の周期に比例する。そこで測定部は、入力パルスＳ１の周期を測定してもよい。

検出区間における逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦは、以下の式で与えられる。
Ｖ_ＢＥＭＦ＝Ｋ_Ｅ・ω・ｃｏｓφ
Ｋ_Ｅは誘起電圧定数、ωは回転速度である。したがって、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦを測定することで、負荷角φと相関を有する推定値を生成することができる。

ロジック回路２１０は、推定された負荷角φが所定の目標角φ_ＲＥＦに近づくように、コイルＬ１、Ｌ２に供給される電力を調節可能に構成される。

図５は、負荷角推定部２３０およびロジック回路２１０の構成例を示すブロック図である。

負荷角推定部２３０は、Ａ／Ｄコンバータ２３２、周期カウンタ２３４、演算器２３６を含む。Ａ／Ｄコンバータ２３２は、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦをデジタル値に変換する。周期カウンタ２３４は、入力パルスＳ１の周期Ｔ_ＣＬＫを測定する。演算器２３６は、デジタル値Ｄ_ＢＥＭＦに、周期カウンタ２３４により測定された周期Ｔ_ＣＬＫを乗算することにより、負荷角φに応じた負荷角検出値ｙを生成する。
ｙ＝Ｄ_ＢＥＭＦ×Ｔ_ＣＬＫ＝Ｋ_Ｅ・ω・ｃｏｓφ×Ｔ_ＣＬＫ …（１）

ここで、入力パルスＳ１に対してステッピングモータ１０２が同期して回転するとき、ステッピングモータ１０２の回転速度ωは、入力パルスＳ１の周波数ｆ_ＣＬＫに比例し、周期Ｔ_ＣＬＫに反比例する。
ω＝Ｃ・ｆ_ＣＬＫ＝Ｃ／Ｔ_ＣＬＫ …（２）
Ｃは係数である。
したがって、Ｔ_ＣＬＫ＝Ｃ／ωとなる。これを式（１）に代入すると、式（３）を得る。
ｙ＝Ｋ_Ｅ・ω・ｃｏｓφ×Ｃ／ω＝Ｋ_Ｅ・Ｃ・ｃｏｓφ …（３）

ロジック回路２１０は、負荷角検出値ｙが目標角φ_ＲＥＦに応じた負荷角目標値ｙ_ＲＥＦに近づくように、コイルに供給される電力を調節する。
ｙ_ＲＥＦ＝Ｋ_Ｅ・Ｃ・ｃｏｓφ_ＲＥＦ …（４）
φ_ＲＥＦの値はユーザが任意に設定すればよく、ステッピングモータ１０２を高効率に駆動可能な値とすることが望ましい。

ロジック回路２１０は、コントローラ２１１、パルス変調器２１６、プリドライバ２１８を備える。

コントローラ２１１は、負荷角検出値ｙと負荷角目標値ｙ_ＲＥＦの誤差に応じた指令値Ｓ３を生成する。たとえばコントローラ２１１は、減算器２１２およびＰＩ（比例・積分）コントローラ２１４を含む。減算器２１２は、負荷角検出値ｙと負荷角目標値ｙ_ＲＥＦの差分Δｙを計算する。ＰＩコントローラ２１４は、差分ΔｙがゼロとなるようにＰＩ制御演算を行い、指令値Ｓ３を生成する。ＰＩコントローラ２１４に代えて、Ｐ（比例）制御演算を行うＰコントローラ、ＰＩＤ（比例・積分・微分）制御演算を行うＰＩＤコントローラを用いてもよい。あるいはコントローラ２１１の処理は、誤差増幅器を用いたアナログ回路でも実現可能である。

パルス変調器２１６は、指令値Ｓ３に応じたデューティ比を有する制御パルスＳ２を生成する。パルス変調器２１６は、たとえばパルス幅変調、パルス周波数変調、パルス密度変調などを行ってもよい。パルス変調器２１６の構成は特に限定されず、公知技術を用いればよい。

プリドライバ２１８は、制御パルスＳ２および入力パルスＳ１にもとづいてブリッジ回路２０２を制御する。

図６は、ロジック回路２１０の別の構成例を示すブロック図である。ロジック回路２１０は、コントローラ（以下、電流値設定部という）２１３および電流制御回路２４０を備える。電流値設定部２１３は、図５のコントローラ２１１に対応し、電流制御回路２４０は図５のパルス変調器２１６に対応するものと把握できる。

電流検出回路２３８は、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１、Ｌ２に流れる電流を示す電流検出値Ｖ_ＣＳを生成する。たとえば電流検出回路２３８は、ブリッジ回路２０２と接地ラインの間に設けられた電流検出抵抗Ｒ_ＣＳを含む。電流検出抵抗Ｒ_ＣＳには、コイル電流に比例した電圧降下Ｖ_ＣＳが発生する。なお電流検出回路２３８は電圧降下Ｖ_ＣＳを増幅するアンプや、電圧降下Ｖ_ＣＳを分圧する分圧回路をさらに備えてもよい。

電流値設定部２１３は、負荷角検出値ｙと負荷角目標値ｙ_ＲＥＦの誤差に応じた電流値Ｓ５を生成する。電流値設定部２１３は、図５のコントローラ２１１と同様に構成することができる。

電流制御回路２４０は、電流検出値Ｖ_ＣＳが電流値Ｓ５を超えないようにデューティ比が調節される制御パルスＳ２を生成する。

電流制御回路２４０は、コンパレータ２４２、ロジック素子２４６、Ｄ／Ａコンバータ２４８、オシレータ２４４を含む。Ｄ／Ａコンバータ２４８は、電流値Ｓ５をアナログの上限電圧Ｖ_ＣＬＩＭに変換する。コンパレータ２４２は、検出電圧Ｖ_ＣＳを上限電圧Ｖ_ＣＬＩＭと比較し、検出電圧Ｖ_ＣＳが上限電圧Ｖ_ＣＬＩＭに達すると、比較信号Ｓ６をアサート（たとえばハイレベル）する。

ロジック素子２４６は、比較信号Ｓ６がアサートされると制御パルスＳ２を第１レベル（ブリッジ回路２０２の非導通状態に対応するレベル、たとえばローレベル）に遷移させる。またロジック素子２４６は、所定のスイッチング周期Ｔ_ＳＷごとに制御パルスＳ２を第２レベル（ブリッジ回路２０２の導通状態に対応するレベル、たとえばハイレベル）に遷移させる。オシレータ２４４は、スイッチング周期Ｔ_ＳＷを有する内部クロックＳ７を生成する。ロジック素子２４６は、セット端子に内部クロックＳ７を受け、リセット端子に比較信号Ｓ６を受けるＲＳフリップフロップであってもよい。

プリドライバ２１８は、制御パルスＳ２および入力パルスＳ１にもとづいて駆動信号Ｓ４を生成し、ブリッジ回路２０２をスイッチングして、ステッピングモータ１０２に供給する電力を調節する。

図７は、負荷角φとトルク効率の関係を示す図である。トルク効率は、モータの出力トルクＴ_ＯＵＴと、Ｋ_Ｔ×Ｉ_ＯＵＴの比で与えられる。Ｋ_Ｔは、モータのトルク定数を、Ｉ_ＯＵＴはコイル電流である。

図７から明らかなように、負荷角φが９０度に近づくにしたがい、トルク効率は増大するが、負荷角φが９０度より大きくなると脱調する可能性が高くなる。したがって、負荷角φの目標値φ_ＲＥＦは、９０度を超えない範囲で大きな値とすることが好ましい。たとえばマージンを考慮すると、目標角φ_ＲＥＦは３０度〜６０度、より具体的には４５度付近に設定してもよい。

以上がモータ駆動回路２００の構成である。続いてその動作を説明する。

図８は、従来のモータ駆動回路の動作波形図である。図９は、図１のモータ駆動回路２００の動作波形図である。図８、図９にはそれぞれ、負荷トルクを、時刻ｔ１、ｔ２において変化させたときの動作が示される。

図１のモータ駆動回路２００の効果をより明確とするため、はじめに図８を参照して、従来のモータ駆動回路の動作を説明する。従来のモータ駆動回路では、モータのコイル電流の振幅が一定値となるように、あるいは所定値を超えないように、出力電圧のデューティ比が制御される。そして脱調を防止するために、想定される最大の負荷にマージンを設け、脱調マージンを考慮した出力トルクが得られるように、コイル電流の目標値が設定されている。

従来のモータ駆動回路では、負荷トルクの大きさにかかわらず、モータのコイル電流の振幅は実質的に一定に保たれており、負荷トルクの変動にともない負荷角φが変化する。したがって、脱調を防止するためにコイル電流を大きくすると、負荷角φが小さい値に保たれ、脱調しにくくなる反面、トルク効率は低下する。反対にトルク効率を高くするためにコイル電流の設定値を小さくすると、脱調する可能性が高くなる。

続いて図９を参照して、図１のモータ駆動回路２００の動作を説明する。モータ駆動回路２００において、ロジック回路２１０は、推定された負荷角φが所定の目標角φ_ＲＥＦに近づくように、コイルに供給される電力、より具体的には、コイルに印加されるスイッチング電圧のデューティ比を調節する。これにより、負荷トルクが大きいときにはコイル電流の振幅が増大し、負荷トルクが小さいときにはコイル電流の振幅が減少する。

このモータ駆動回路２００によれば、目標角φ_ＲＥＦの値を適切に選択することにより、脱調を抑制しつつ、高効率でモータを回転させることができる。

最後に、モータ駆動回路２００の用途を説明する。モータ駆動回路２００は、さまざまな電子機器に利用される。図１０（ａ）〜（ｃ）は、モータ駆動回路２００を備える電子機器の例を示す斜視図である。

図１０（ａ）の電子機器は、光ディスク装置５００である。光ディスク装置５００は、光ディスク５０２と、ピックアップ５０４、を備える。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２にデータを書き込み、読み出すために設けられる。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２の記録面上を、光ディスクの半径方向に可動となっている（トラッキング）。また、ピックアップ５０４と光ディスクの距離も可変となっている（フォーカシング）。ピックアップ５０４は、図示しないステッピングモータにより位置決めされる。モータ駆動回路２００は、ステッピングモータを制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ピックアップ５０４を高精度に位置決めできる。

図１０（ｂ）の電子機器は、デジタルスチルカメラやデジタルビデオカメラ、携帯電話端末など、撮像機能付きデバイス６００である。デバイス６００は、撮像素子６０２、オートフォーカス用レンズ６０４を備える。ステッピングモータ１０２は、オートフォーカス用レンズ６０４の位置決めを行う。モータ駆動回路２００はステッピングモータ１０２を駆動するこの構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、オートフォーカス用レンズ６０４を高精度に位置決めできる。オートフォーカス用レンズの他、手ぶれ補正用のレンズの駆動にモータ駆動回路２００を用いてもよい。あるいはモータ駆動回路２００は、絞り制御に用いてもよい。

図１０（ｃ）の電子機器は、プリンタ７００である。プリンタ７００は、ヘッド７０２、ガイドレール７０４を備える。ヘッド７０２は、ガイドレール７０４に沿って位置決め可能に支持されている。ステッピングモータ１０２は、ヘッド７０２の位置を制御する。モータ駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２を制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ヘッド７０２を高精度に位置決めできる。ヘッド駆動用のほか、用紙送り機構用のモータの駆動に、モータ駆動回路２００を用いてもよい。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
ロジック回路２１０は、負荷角φが目標角φ_ＲＥＦに近づくように、制御パルスＳ２のデューティ比を調節することに代えて、あるいはそれと組み合わせて、ブリッジ回路２０２に供給される電源電圧Ｖ_ＤＤを調節してもよい。電源電圧Ｖ_ＤＤを変化させることにより、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１、Ｌ２に供給される電力を変化させることができる。

（変形例２）
ロジック回路２１０は、負荷角推定部２３０により推定された負荷角φにもとづいて、脱調の有無を判定し、および／または脱調の予兆を検出することができる。たとえばロジック回路２１０は、推定された負荷角φが９０度を超えたこと、あるいは９０度に近づいたことを検出してもよい。そしてロジック回路２１０は、脱調の有無および／または脱調の予兆を示す通知信号を、外部のプロセッサ（不図示）に出力することにより、外部に脱調の有無、予兆を通知してもよい。これにより外部のプロセッサが、脱調状態から復帰するためのシーケンスを開始することができる。
（変形例３）
実施の形態では、ブリッジ回路１０の出力段がフルブリッジ回路で構成される場合を説明したが、本発明はそれには限定されず、その出力段はハーフブリッジ回路で構成されてもよい。

（変形例４）
実施の形態では、コイルＬ１、Ｌ２それぞれの逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}、Ｖ_{ＢＥＭＦ２}を監視し、脱調を予測する場合を説明したが、本発明はそれには限定されず、それらの一方のみを検出してもよい。この場合、チャンネルセレクタ２２２が不要となる。

（変形例５）
実施の形態では、第１ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ１、第２ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ２それぞれにおける逆起電力にもとづいて、負荷角φを推定したが、一方のハイインピーダンス区間のみの逆起電力のみを検出して、負荷角φを推定してもよい。同様に、第３ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ３、第４ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚ４のいずれか一方のみの逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいて負荷角φを推定してもよい。

（変形例６）
実施の形態では、ハイインピーダンス区間の中央に検出区間を配置する場合を説明したが、本発明はそれには限定されない。
所定の係数は、１／２〜３／４程度としてもよい。
あるいは、所定の係数は、１を超えない範囲でなるべく大きな値としてもよい。この場合には、検出区間は、ハイインピーダンス区間の終了直前となる。

（変形例７）
逆起電力の検出区間は、以下のように生成してもよい。
１． クロック信号を用いて、入力パルスＳ１の周期Ｔｐを測定する。そして、所定の整数をＮとするとき、ハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚに遷移した後、時間Ｔｐ／Ｎが経過した時刻を、検出区間としてもよい。

２． 図１１は、検出区間の生成方法の一例を示す波形図である。入力パルスＳ１を、遅延時間τ遅延させたレプリカＳ１’を生成する。遅延時間τは、一定としてもよいが、入力パルスＳ１の周期に比例するよう制御することが望ましい。そして、ステップ信号のレプリカＳ１’と同期して、駆動区間とハイインピーダンス区間を切りかえる。逆起電力を検出すべきハイインピーダンス区間Ｈｉ−ｚにおいて、オリジナルの入力パルスＳ１のエッジ（ここではポジティブエッジ）から、ステップ信号のレプリカＳ１’の対応するエッジ（ポジティブエッジ）までの区間を、検出区間ｔ１（ｔ２）としてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

１００…アクチュエータ、１０２…ステッピングモータ、Ｌ１…第１コイル、Ｌ２…第２コイル、２００…モータ駆動回路、２０２…ブリッジ回路、Ｒ_ＣＳ…検出抵抗、２１０…ロジック回路、２１１…コントローラ、２１３…電流値設定部、２１２…減算器、２１４…ＰＩコントローラ、２１６…パルス変調器、２１８…プリドライバ、２２０…逆起電力検出部、２２２…チャンネルセレクタ、２２４…ローパスフィルタ、２２６…極性切りかえスイッチ、２２８…差動アンプ、２３０…負荷角推定部、２３２…Ａ／Ｄコンバータ、２３４…周期カウンタ、２３６…演算器、２３８…電流検出回路、２４０…電流制御回路、２４２…コンパレータ、２４４…オシレータ、２４６…ロジック素子、２４８…Ｄ／Ａコンバータ、Ｓ１…入力パルス、Ｓ２…制御パルス、Ｓ３…指令値、Ｓ４…駆動パルス、Ｓ５…電流値、Ｓ６…比較信号、ｙ…負荷角検出値、ｙ_ＲＥＦ…負荷角目標値、Δｙ…誤差角。

Claims (16)

1. ステッピングモータの駆動回路であって、
   入力パルスと同期して、前記ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御し、前記ステッピングモータのコイルに供給される電力を制御するロジック回路と、
   前記コイルの両端間に生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出部と、
   前記コイルのハイインピーダンス区間に設けられた検出区間における逆起電力にもとづいて、負荷角を推定する負荷角推定部と、
   を備え、
   前記ロジック回路は、推定された前記負荷角が所定の目標角に近づくように、前記コイルに供給される電力を調節可能に構成されることを特徴とするモータ駆動回路。
2. 前記負荷角推定部は、
   前記逆起電力をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   前記入力パルスの周期を測定する周期カウンタと、
   前記デジタル値に、測定された前記周期を乗算することにより、前記負荷角に応じた負荷角検出値を生成する演算器と、
   を含み、
   前記ロジック回路は、前記負荷角検出値が前記目標角に応じた負荷角目標値に近づくように、前記コイルに供給される電力を調節することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
3. 前記ロジック回路は、
   前記負荷角検出値と前記負荷角目標値の誤差に応じた指令値を生成するコントローラと、
   前記指令値に応じたデューティ比を有する制御パルスを生成するパルス変調器と、
   前記制御パルスにもとづいて前記ブリッジ回路を制御するプリドライバと、
   を含むことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動回路。
4. 前記ステッピングモータのコイルに流れる電流を示す電流検出値を生成する電流検出回路をさらに備え、
   前記ロジック回路は、
   前記負荷角検出値と前記負荷角目標値の誤差に応じた電流値を生成するコントローラと、
   前記電流検出値が前記電流値を超えないようにデューティ比が調節される制御パルスを生成する電流制御回路と、
   前記制御パルスにもとづいて前記ブリッジ回路を制御するプリドライバと、
   を含むことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動回路。
5. 前記電流制御回路は、
   前記電流検出値を前記電流値と比較し、前記電流検出値が前記電流値を超えるとアサートされる比較信号を生成するコンパレータと、
   前記比較信号がアサートされると前記制御パルスを第１レベルに遷移させ、所定の周期ごとに前記制御パルスを第２レベルに遷移させるロジック素子と、
   を含むことを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動回路。
6. 前記コントローラは、ＰＩコントローラを含むことを特徴とする請求項３から５のいずれかに記載のモータ駆動回路。
7. 前記ロジック回路は、前記負荷角が前記目標角に近づくように、前記ブリッジ回路を駆動するための制御パルスをパルス変調することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のモータ駆動回路。
8. 前記ロジック回路は、前記負荷角が前記目標角に近づくように、前記ブリッジ回路に供給される電源電圧を調節することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のモータ駆動回路。
9. 前記検出区間は、前記ハイインピーダンス区間の略中央に位置することを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載のモータ駆動回路。
10. 前記検出区間は、前記ハイインピーダンス区間に遷移してから、前記ハイインピーダンス区間の長さに所定係数を乗じた時間の経過後に位置することを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載のモータ駆動回路。
11. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載のモータ駆動回路。
12. ステッピングモータと、
    前記ステッピングモータを駆動する請求項１から１１のいずれかに記載のモータ駆動回路と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
13. ステッピングモータの駆動方法であって、
    入力パルスと同期して、前記ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御し、前記ステッピングモータのコイルに供給される電力を制御するステップと、
    前記コイルのハイインピーダンス区間に設けられた検出区間における逆起電力を検出するステップと、
    前記検出区間における前記逆起電力にもとづき、負荷角を推定するステップと、
    推定された前記負荷角が所定の目標角に近づくように、前記コイルに供給される電力を調節するステップと、
    を備えることを特徴とする駆動方法。
14. 前記負荷角を推定するステップは、
    前記逆起電力をデジタル値に変換するステップと、
    前記入力パルスの周期を測定するステップと、
    前記デジタル値に測定された前記周期を乗算することにより、前記負荷角に応じた検出値を生成するステップと、
    を含み、
    前記コイルに供給される電力を調節するステップは、前記検出値が前記目標角に応じた目標値に近づくように、前記コイルに供給される電力を調節することを特徴とする請求項１３に記載の駆動方法。
15. 前記コイルに供給される電力を調節するステップは、前記検出値が前記目標角に近づくように、前記ブリッジ回路を駆動するための制御パルスをパルス変調するステップを含むことを特徴とする請求項１４に記載の駆動方法。
16. 前記コイルに供給される電力を調節するステップは、前記検出値が前記目標角に近づくように、前記ブリッジ回路に供給される電源電圧を調節するステップを含むことを特徴とする請求項１４に記載の駆動方法。

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