JPS626525A - Ｐｗｍ駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、ＰＷＭ　（パルス幅変調）駆動回路に関し、
特に駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス信
号を生成し、このパルス信号に基づいて負荷をスイッチ
ング駆動するＰＷＭ駆動回路に関する。

背円技術 モータ等の負荷を駆動する１方式として、ＰＷＭ双方向
スイッチング駆動方式が知られている。

当該駆動方式は、損失が少なくかつ消費電力を低減でき
るという優れた特徴を有しており、特にバッテリを電源
とする車載用機器や携帯用機器等におけるモータ等の負
荷の駆動に有用である。

従来、ＰＷＭ駆動回路としては、第１３図に示すように
、互いに同相の２つの三角波信号ａ、ｂを生成し、これ
ら三角波信号をその一方ａが他方すに比して直流バイア
スしノベルが高い状態で比較回路１００の上限及び下限
の基準入力とし、更に駆動信号Ｃを比較入力とすること
により、駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅でかつ
負荷の駆動方向に対応した一対のパルス信号ｄ、ｅを得
、この一対のパルス信号ｄ、ｅに基づいて負荷をスイッ
チング駆動する構成のものがあった。

かかる構成において、駆動信号Ｃの信号レベルが小なる
範囲では三角波信号の先端部分を使用することになる。

しかし、三角波信号の生成過程において、アンプには帯
域が無限大のちのは無く、三角波の先端部分にリンギン
グがのったり、いわゆるなまりが生ずるのは避けられな
いので、三角波信号の先端部分を使用しなければならな
い従来回路では、特に駆動信号Ｃの信号レベルが小なる
ときの入出力特性のリニアリティが悪化するという欠点
があった。

ところで、負荷を駆動するパワードライブ段においては
、負荷に対して互いに直列に接続された一対のトランジ
スタが２組設けられ、各組のトランジスタが異なるタイ
ミングでＯＮ状態となって負荷にＷｌなる方向の駆動電
流を供給することにより、負荷を双方向に駆動する構成
となっている。

ここで、トランジスタは一般に、第６図に示す如く、ベ
ース・エミッタ間の容ｆｆ１Ｃｏに起因するｔＯＦＦな
るディレ一時間を有し、駆動パルスの消滅後に瞬時にＯ
ＦＦ状態になり得ない特性を有している。これにより、
パワードライブ段において、駆動方向の反転時に上記デ
ィレ一時間ｔＯＦＦ内に逆方向駆動パルスが発生した場
合、一時的に異なる組のトランジスタが同時にＯＮ状態
となり、トランジスタに大電流が流れることによって当
該トランジスタが破壊に至る場合がある。

発明の概要 本発明は、上述した点に鑑みなされたもので、パルス信
号の生成に三角波信号の直線部分のみを利用することに
より、特に駆動信号の信号レベルが小なるときの入出力
特性のリニアリティを向上でき、更にはパワードライブ
段のトランジスタの同時ＯＮを確実に防止し得るＰＷＭ
駆動回路を提供することを目的とする。

本発明によるＰＷＭ駆動回路は、ピーク値がほぼ等しく
互いに逆相の２相の三角波信号を生成し、この２相の三
角波信号をそれぞれ比較回路の上限及び下限の基準入力
とすることにより、駆動信号の信号レベルに応じたパル
ス信号を生成する構成のものにおいて、駆動信号の信号
基準レベルに対する極性を判別し、この判別結果に基づ
いて駆動方向に対応した駆動パルスのみをパワードライ
ブ段に供給する構成となっている。

実　　施　　例 以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。

第１図において、第１の定電流源１は、トランジスタＱ
＋　、Ｑ２及び抵抗Ｒ＋　、Ｒ２からなる電流ミラー回
路によって構成されている。この第１の定電流源１と直
列接続された第２の定電流源２は、互いに並列接続され
たトランジスタＱ３．Ｑ４と、これらトランジスタＱ３
　、Ｑａ　と抵抗Ｒ３を介してベースが共通接続された
トランジスタＱ５及び各トランジスタのエミッタ抵抗Ｒ
Ｊ　、　Ｒｓからなる電流ミラー回路によって構成され
ており、第１の定電流源１の定電流値Ｉｏの２倍の電流
値２Ｉｏを吸い込むようになっている。第１及び第２の
定電流源１．２の共通接続点、即らｌ−ランジスタＱ２
及びトランジスタＱ３　、Ｑ４のコレクタ共通接続点と
基準“上位点であるアースとの間には、蓄電手段である
コンデンサＣ１が接続されている。

］ンデンリＣＩの両端電圧は、コンパレータＣＯＭＰ＋
　、ＣＯＭＰ２からなり当該電圧レベルを監視する比較
回路３の比較入力、即ちコンパレータＣＯＭ　Ｐ　＋の
反転入力及びＣＯＭ　Ｐ　２の非反転入力となる。比較
回路３の上限及び下限の比較基準レベルＶｕ及びｖしは
、互いに直列接続された４つの抵抗Ｒ５〜Ｒ８による基
準電源電圧Ｖ　ｒｅｆの分圧によって設定されている。

抵抗Ｒ５〜Ｒ８は更に、基準電′Ｆ７．電圧Ｖ　ｒｅｆ
を略１／２に分圧し、電圧ホロア回路構成のオペアンプ
ＯＰ＋を介して１／２Ｖｒｅｆとする。比較回路３の２
つの比較出力、即ちコンパレータＣＯＭＰ＋　、ＣＯＭ
Ｐ２の各出力はＲ８−フリップフロップ４のセット（Ｓ
）及びリセット（Ｒ）入力となる。フリップフロップ（
以下単にＦＦの記す）４のｄ出力は、トランジスタＱ６
及び抵抗Ｒ９，ＲＩＯからなり第２の定電流源２の活性
化・非活性化の制御をなす制御回路５に供給される。こ
の制御回路５は、トランジスタＱ６がＦＦ４のΦ出力に
応答してオン状態となってトランジスタＱ３　、Ｑ４を
オフ状態とＪることにより、第２の定電流源２を非活性
化状態とする。

第２の定電流源２におけるエミッタ抵抗Ｒ５の両端電圧
は電圧ホロア回路構成のオペアンプＯＰ２の反転入力と
なっている。オペアンプＯＰ２は抵抗Ｒ１１，ＲＩ２に
よる基準電源電圧Ｖ　ｒｅｆの分圧によって比較基準レ
ベルが設定されており、その比較出力によって第１及び
第２の定電流源１，２の定電流値を設定する電流値設定
回路６を構成している。

コンデンサＣ１の両端電圧は電圧ホロア回路構成のオペ
アンプＯＰ３を介して第１相の三角波信号φａになると
共に、オペアンプＯＰ４及び抵抗Ｒ１３，Ｒ１４からな
るインバータ７で位相反転されて第１相の三角波信号φ
ａとは逆相の第２相の三角波信号φｂとなる。これら三
角波信号φａ、φｂには、１／２Ｖｒｅｆの直流バイア
スが与えられる。

以上により、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の
三角波信号φａ、φｂを発生する三角波生成回路８が構
成されている。かかる三角波生成回路８では、定電流値
ＩＯなる第１の定電流源１と定電流値２Ｉｏなる第２の
定電流源２とを設け、第２の定電流ｌｌ１ｉＩ２のオン
／オフ制御によってコンデンサＣＩを定電流にて充放電
することにより、三角波を生成する構成となっているの
で、当該回路８をＩＣ（Ｉ積回路）化する場合には、コ
ンデンサＣ＋用として端子ビンが１個（第１図における
端子８ａ）で済むという利点がある。

２相の三角波信号φａ、φｂは］ンパレータＣ○Ｍ　Ｐ
　３　、　ＣＯＭ’Ｐ４からなる比較回路９の上限及び
下限の比較基準入力、即ちコンパレータＣＯＭＰ３　、
ＣＯＭＰ４の各反転入力となる。比較回路９の比較入力
、即ちコンパレータＣＯＭＰ３　。

ＣＯＭ　Ｐ　４の各非反転入力として負荷である例えば
モータＭの駆動信号が抵抗Ｒ＋ｓを介して供給される。

コンパＬ／　−タＣＯＭ　Ｐ　３　、　ＣＯＭ　Ｐ　４
の各非反転入力端には抵抗ＲＩ６　（ＲＩＳ　＝ＲＩ６
　）を介して基準電源電圧Ｖｒｅｆが印加されており、
抵抗Ｒ１５、ＲＩ６の各抵抗値が等しく設定されている
ことで、駆動信号はウィンドコンパレータ９の比較入力
となる時点で１　／　２　Ｖ　ｒａ「にバイアスされる
ことになる。すなわち、駆動信号の信号基準レベルが１
　／　２　Ｖ　ｒｅｆとなる。

これにより、三角波生成回路８の回路基準レベル、即ら
比較回路３の比較基準レベルと駆動信号の直流バイアス
レベル（信号基準レベル）とが共に同一の基準電源電圧
Ｖｒｅｆの抵抗分圧によって設定されることになる。従
って、電源電圧の変動があっても２相の三角波信号φａ
、φｂと駆動信号との相対的な信号レベルが常に一定に
保たれることになるので、電源電圧の変動に拘らず常に
安定した回路動作が行なわれることになる。

コンパレータＣＯＭ　Ｐ　３の比較出力はＡＮＤゲート
１０及びＮＯＲゲート１１の各−人力となり、コンパレ
ータＣＯＭ　Ｐ　４の比較出力はＡＮＤゲート１０及び
ＮＯＲゲート１１の各他人力となる。

これにより、ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１の
各出力端には、モータＭの駆動方向に対応した第１及び
第２のパルス信号が導出されることになる。

先述した駆動信号は抵抗Ｒ＋ｓを介してコンパレータＣ
ＯＭＰｓの非反転入力ともなっている。コンパレータＣ
ＯＭ　Ｐ　ｓは１　／　２　Ｖ　ｒｅｆを反転入力とす
ることで、駆動信号の信号基準レベルに対する極性を判
別する極性判別手段を構成している。

コンパレータＣＯＭ　Ｐ　ｓの判別出力はＤ−ＦＦ１２
のデータ（Ｄ）入力となる。Ｄ−ＦＦ１２は三角波生成
回路８におけるＲ８−ＦＦ４のＱ出力をトリガ（Ｔ＞入
力とし、そのＯ，Ｃ１出力はＡＮＤゲート１３．１４の
各−人力となる。ＡＮＤゲート１３゜１４はＡＮＤゲー
ト１０及びＮＯＲゲート１１の各出力、叩ら第１及び第
２のパルス信号をそれぞれ他人力としており、Ｄ−ＦＦ
１２のＱ。

○出力に基づいて第１及び第２のパルス信号のうちのい
ずれか一方のみを出力するゲート手段を構成している。

ＡＮＤゲート１３．１４の各出力パルスは、後述するモ
ータドライブ回路１８における逆起電力吸収用ダイオー
ドＤ＋　、Ｄ２の逆起電力によるエネルギー損失分を補
償する補償回路１５．１６に供給される。補償回路１５
においで、ＡＮＤゲー１へ１３の出力パルスが抵抗Ｒ１
７を介してトランジスタＱ７のベース入力となり、この
トランジスタＱ７はコンデンサＣ２と並列接続されてい
る。コンデンサＣ２はトランジスタＱ７のオン時に両端
が短絡されて充電電荷が瞬時に放電され、トランジスタ
Ｑ７がオフになった時点、即ちＡＮＤゲート１３の出力
パルスが消滅した時点から定電流源ｉａによって充′心
が開始される。コンデンサＣ２の両端電圧はコンパレー
タＣＯＭＰｓの反転入力となる。コンパレータＣＯＭ　
Ｐ　ｓは基準電圧Ｅ。

を非反転入力とし、コンデンサＣ２の両端電圧が基準電
圧Ｅｏより低いとき高レベルのパルス信号を発生ザる。

その結果、補償回路１５からはＡＮＤゲート１３の出力
パルスに対し、はぼ一定のパルス幅のパルスが追加され
たパルス信号が出力されることになる。

補償回路１６も補償回路１５と同様に、抵抗Ｒ１８、ト
ランジスタＱｇ、コンデンサＣ３、定電流源１ｂ及びコ
ンパレータＣＯＭ　Ｐ　ｙによって構成されて一′３つ
、その動作も補償回路１５と全く同じである。

補償回路１５．１６の各出力パルスは、プリドライブ回
路１７を介してモータドライブ回路１８に供給される。

モータドライブ回路１８において、モータＭはＰＮＰ形
１ヘランジスタＱ９とＮＰＮ形トランジスタＱＩＯ及び
ＰＮＰ形トランジスタＱｎとＮＰＮ形トランジスタＱ　
ｉ２の各コレクタ共通接続点間に接続されている。トラ
ンジスタＱ９　、　Ｑ＋ｏ　、Ｑｌｌ、Ｑ１０はパワー
トランジスタである。トランジスタＱ９．Ｑｌｌの各エ
ミッタは直接電源江に接続され、各ベースはそれぞれ抵
抗ＲＩ９．Ｒ２６を介して電源Ｖｃｃに接続されている
。一方、トランジスタＱｔ１．Ｑ１２各エミッタは共に
接地され、各ベースはそれぞれ抵抗Ｒ２＋、Ｒ２２を介
して接地されると共にツェナーダイオードＺＤ＋　、Ｚ
Ｄ２を介して各コレクタに接続されている。モータＭの
両端は逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２を介して
電′ｔＡＶｃｃに接続されている。

プリドライブ回路１７において、補償回路１５から供給
されるバルスイを号は抵抗Ｒお、Ｒ２４及びトランジス
タＱ１３からなるプリドライブ段を介してパワートラン
ジスタＱ９を駆動すると共に、インバータ１９で反転さ
れた後抵抗Ｒ６〜Ｒ２７及びトランジスタＱ　１４から
なるプリドライブ段を介してパワートランジスタＱ　１
２を駆動する。これにより、モータＭには図に実線で示
す矢印方向の電流が流れ、モータＭは正方向に回転駆動
されることになる。また、補旧回路１５からのパルス信
号はインバータ２０を介してトランジスタＱ　＋ｓにも
供給され、モータＭの正方向駆動の停止時に当該トラン
ジスタＱＣｓをオンせしめる。これにより、パワートラ
ンジスタＱ　１２のベース・エミッタ間がトランジスタ
ＱＣｓによって短絡されるので、パワートランジスタＱ
１２は瞬時にオフ状態となる。このトランジスタＱ　＋
ｓを設けた理由については、１受で詳細に説明する。ト
ランジスタＱ＋ｓのベースは抵抗Ｒ２８を介して電源Ｖ
ｃｃに接続されている。

一方、補償回路１６から供給されるパルス信号は抵抗Ｒ
ｚ、Ｒｎ及びトランジスタＱ　１６からなるプリドライ
ブ段を介してパワートランジスタＱ　＋＋を駆動すると
共に、インバータ２１で反転された後抵抗Ｒ３１〜Ｒ３
３及びトランジスタＱＩ７からなるプリドライブ段を介
してパワートランジスタＱ　＋。

を駆動する。これにより、モータＭには図に破線で示す
矢印方向の電流が流れ、モータＭは逆方向に回転駆動さ
れることになる。また、補償回路１６からの定電流源は
インバータ２２を介してトランジスタＱ　＋ｓにも供給
され、モータＭの逆方向駆動の停止時に当該トランジス
タＱ＋ａをオンせしめる。これにより、パワートランジ
スタＱ　ｔｏのベース・エミッタ間がトランジスタＱ　
＋ｓによって短絡されるので、パワートランジスタ０１
０は瞬時にオフ状態となる。トランジスタＱ＋ａのベー
スは抵抗Ｒγを介して電源Ｖｃｃに接続されている。

次に、本発明によるＰＷＭ駆動回路の回路動作について
説明する。

まず、三角波生成回路８の回路動作を第２図の波形図を
参照しつつ説明する。三角波生成回路８において、第２
の定電流源２が非活性化状態にあるとぎ、即ちトランジ
スタＱ６のオンによりトランジスタＱ３　、ＱＪがオフ
状態にあるとき、コンデンサＣ１は第１の定電流源１か
ら供給される定電流により、第２図（ａ）に示すように
、一定の傾斜角をもって充電される。コンデンサＣ＋の
両端電圧が比較回路３の上限基準レベルＶｕに達すると
コンパレータＣＯＭＰ＋　が低レベルのパルス（ｂ）を
発生し、このパルス（ｂ）に応答してＲ８−ＦＦ４のＯ
出力（ｄ）が低レベルに遷移する。

これにより、ｉ−ランジスタＱ６がオフ状態となるので
、第２の定電流源２が活性化状態、即らトランジスタＱ
３’、Ｑ４がオン状態となり、第１の定電流源１の定電
流の２倍の電流の吸い込みを行なう。

その結果、それまで充電状態にあったコンデンサＣ１は
放電状態に移行し、第２図（ａ）に示すように、充電時
と同じ傾斜角をもって放電が行なわれる。続いて、コン
デンサＣ１の両端電圧が比較回路３の下限基準レベルＶ
Ｌに達するとコンパレータＣＯＭ　Ｐ　２が低レベルの
パルス（Ｃ）を発生し、このパルス（Ｃ）に応答してＲ
８−ＦＦ４のｄ出力（ｄ）が高レベルに遷移する。これ
により、トランジスタＱ６がオン状態となり、第２の定
電流源２が非活性化状態となるので、再びコンデンサＣ
１は第１の定電流源１から供給される定電流により一定
の傾斜角をもって充電されることになる。

このように、第１及び第２の定電流源１，２による定電
流にてコンデンサＣＩの充放電動作が繰り返されること
により、コンデンサＣ＋、の両端電圧は、第２図（ａ）
に実線で示す如く三角波状に変化し、オペアンプＯＰ３
を介して第１相の三角波信号φａとして出力され、又イ
ンバータ７で位相反転されることにより、第２図（ａ）
に破線で示す如く第１相の三角波信号φａとピーク値が
等しくかつ逆相の第２相の三角波信号φｂとして出力さ
れることになる。この２相の三角波信号φａ。

φｂは比較回路９の基準入力となる。

比較回路９の比較入力としては、１　／　２　Ｖ　ｒｅ
ｆの信号基準レベルを有するモータＭの駆動信号が供給
される。ここで、モータＭが例えばコンパクトディスク
を回転駆動するスピンドルモータである場合には、ディ
スクからの再生同期信号と基準同期信号との比較によっ
て得られるエラー信号が上記駆動信号となり、このエラ
ー信号に基づいてスピンドルモータの駆動制御が行なわ
れることになる。これがいわゆるスピンドルサーボであ
る。

第３図において、２相の三角波信号φａ、φｂのクロス
点が１　／　２　Ｖ　ｒｅｆレベルとなっており、この
１　／　２　Ｖ　ｒｅｆレベルに対して駆動信号の信号
レベルが高い場合及び低い場合のＰ　Ｗ　Ｍ　１１　作
について以下に説明する。

比較回路９において、まず、駆動信号の信号レベルが図
（ａ）に一点鎖線で示ず如＜１／２Ｖｒｅｒレベルより
高い場合には、コンパレータＣＯＭＰ３の出力（ｂ）は
駆動信号の信号レベルに対し第１相の三角波信号φａの
信号レベルが低くなった時点１＋で低レベルから高レベ
ルに遷移し、三角波信号φａの信号レベルが駆動信号の
信号レベルを越える時点ｔ４まで高レベルを維持する。

また、コンパレータＣＯＭ　Ｐ　４の出力（ｃ）は、第
２相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信号の信号レ
ベルを越えた時点ｔ２で高レベルから低レベルに遷移し
、駆動信号の信号レベルより低くなった時点ｔ３で再び
高レベルに遷移する。

一方、駆動信号の信号レベルが図（ａ）に二点鎖線で示
す如＜１／２Ｖｒｅｆレベルより低（かつ例えば−上記
の場合と同一の絶対値レベルを有する場合には、コンパ
レータＣＯＭ　Ｐ　３の出力（ｄ）は第１相の三角波信
号φａの信号レベルが駆動信号の信号レベルを越えた時
点ｔ２で低レベルから高レベルに遷移し、三角波信号φ
ａの信号レベルが駆動信号の信号レベルを越える時点ｔ
３まで高レベルを維持する。また、コンパレータＣＯＭ
Ｐ４の出力（ｅ）は、第２相の三角波信号φｂの信号レ
ベルが駆動信号の信号レベルを越えた時点ｔ１で高レベ
ルから低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルより低
くなった時点ｔ４で再び高レベルに遷移する。

コンパレータＣＯＭＰ３　、ＣＯＭＰ４１７）各出力は
ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１の２人力となっ
ており、ＡＮＤゲート１０は２人力が共に高レベルのと
き、即ち駆動信号の信号レベルが１　／　２　Ｖ　ｒｅ
ｆレベルより高いとき高レベルのパルス（ｆ）を出力し
、ＮＯＲゲート１１は２人力が共に低レベルのとき、即
ち駆動信号の信号レベルが１　／　２　Ｖ　ｒｅｆレベ
ルより低いとき高レベルのパルス（ｇ）を出力する。従
って、ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１はモータ
Ｍの駆動方向に対応したパルス信号（ｆ）、（Ｃｌ）を
出力することになる。なお、ここでは駆動信号の信号レ
ベルが一定の場合について説明したので、パルス信号（
ｆ）、（（７）のパルス幅が一定となっているが、この
パルス幅が駆動信号の信号レベルに応じて変化すること
は容易に理解できる。

このように、ピーク値が等しくかつ互いに逆相の２相の
三角波信号φａ、φｂを生成し、この２相の三角波信号
φａ、φもの直線ｉ分を用いてＰＷＭ動作を行なうこと
により、たとえ三角波の先端部分にリンギングがのった
り、いわゆるなまりが生じていても、駆動信号の信号レ
ベルが小なるときのリニアリティの悪化は全くないので
ある。

ここで、基準電源電圧ｖ　ｒｅｒが変動した場合、ＰＷ
Ｍによって生成されるパルス信号のパルス幅が変化し、
このパルス信号による駆動電力が電源電圧の変動に応じ
て変化してしまうことになる。

すなわち、第４図（Ａ）に示すように、駆動信号がある
信号レベルのときのパルス信号のパルス幅をＴＯとする
と、このパルス信号による駆動電力は、そのパルス幅Ｔ
ｏとドライブ電圧Ｖｏ　（基準電源電圧Ｖｒｅｆ）の積
で定義されるので、電源電圧の変動によりドライブ電圧
Ｖｏが例えば１／２になった場合、駆動電力も斜線で示
す如＜１／２になってしまうことになる。

ところが、三角波生成回路８においては、第１及び第２
の定電流源１．２の定電流値を設定する電流値設定回路
６の比較基準レベルが抵抗Ｒｕ。

ＲＩ２による基準電源電圧Ｖ　ｒｅｆの分圧によって設
定されており、当該基準レベルも電源電圧の変動に応じ
て変動することになるので、電流値設定回路６は電源電
圧の変動に応じて第１及び第２の定電流源１，２の定電
流値を制御できることになる。

その結果、第４図（Ｂ）に示すように、三角波の傾斜角
が変化することになる。一方、比較回路３の上限及び下
限の比較基準レベルＶＵ、ＶＬも抵抗Ｒ５〜Ｒ８による
基準電源電圧Ｖ　ｒｅｆの分圧によって設定されている
ので、基ｔＩ！；電源電圧Ｖ　ｒｅｆが１／２になれば
、上限及び下限の比較基準レベルＶＵ、ＶＬも１／２に
なり、その結果三角波のピーク値Ｖｐが第４図（８）に
示す如く電源変動前の１／２になる。従って、三角波の
繰返し周期が電源変動前と変動復で同じになるように三
角波の傾斜角を設定することにより、変動前の２倍（２
Ｔｏ）のパルス幅を有するパルス信号が生成されること
になるので、ドライブ電圧Ｖｏが１／２になってもパル
ス信号による駆動電力は電源変動前と同じになる。

すなわち、三角波生成回路８においては、三角波のピー
ク値及び傾斜角を電源電圧の変動に応じて制御すること
により、パルス信号による駆動電力を基準電源電圧Ｖ　
ｒｅｆの変動に拘らず常に一定にできるのである。なお
、三角波の傾斜角は第１及び第２の定電流源１．２の定
電流値及びコンデンサＣ１の容Ｗによって決定される。

再び第１図において、今、・駆動信号の信号レベルが第
５図（ａ）に一点鎖線で示す如く変化したとすると、そ
の駆動信号の極性及び信号レベルに応じたパルス幅の２
つのパルス信号（ｂ＞、（ｃ）がＡＮＤゲート１０及び
ＮＯＲゲート１１から出力され、それぞれＡＮＤゲート
１３．１４の各−人力となる。駆動信号はコンパレータ
ＣＯＭＰｓの比較入力ともなって、信号基準レベル１／
２■ｒｅｆに対する極性が判別される。このコンパレー
タＣＯＭＰｓの比較出力（ｄ）をデータ入力とするＤ−
ＦＦ１２は、三角波生成回路８におけるＲ８−ＦＦ４の
Ｑ出力（ｅ）をトリガ入力としており、当該Ｑ出力（ｅ
）の立下がりのタイミングでＱ、Ｑ出力（ｆ）、（Ｑ）
を発生ずる。このＱ。

０出力（ｆ）、（ｑ）はゲート制御信号としてＡＮＤゲ
ート１３．１４に供給される。

なお、上記実施例では、Ｒ８−ＦＦ４のＱ出力（ｅ）を
直接Ｄ−ＦＦ１２のトリガ入力としていたが、Ｑ出力（
ｅ）の立上り及び立下りのタイミングでパルスを発生す
るパルス発生器を介してＤ−ＦＦ１２のトリガ入力とす
ることも可能である。これによれば、極性判別の周期が
１／２となり、分解能を２＠にできることになる。

Ｄ−ＦＦ１２のＱ、Ｑ出力（ｆ）、（ｇ＞はモータＭの
駆動方向を決定する制御信号となり、例えば駆動信号の
信号レベルが小さくかつその極性が正から負に変るタイ
ミングでＮＯＲゲート１１から第５図（Ｃ）に示す如く
瞬時に発生した逆方向駆動のパルス信号（第１番目のパ
ルス）に対しては、その発生時点ではΦ出力（０）が低
レベルにあるので、ＡＮＤゲート１４はその出力を禁止
する動作をなす。この禁止する理由について以下に説明
する。

今、駆動信号の信号レベルが小さくかつその極性が正か
ら負に変るタイミングで、ＮＯＲゲート１１から第５図
（Ｃ）に示す如く瞬時に逆方向駆動のパルス信号が発生
した場合を考えるに、モータドライブ回路１８では、第
５図（ｂ）に示ずパルス信号に応答してトランジスタＱ
９．Ｑ１０がオン状態となり、モータＭを正方向に駆動
しＣいるのであるが、第５図（Ｃ）に示き逆方向駆動の
パルス信号が発生することで、トランジスタＱ９゜Ｑ　
１２がオフ状態となり、トランジスタＱＩＩＩＱＩＯが
オン状態となってモータＭを逆方向に駆動しようとする
。

ここで、トランジスタには一般に、第６図に示す如くベ
ース・エミッタ間に容量ｃｏが存在することにより、駆
動パルス（ａ）に応答してオン状態にあるトランジスタ
がパルス（ａ）の消滅時点からオフ状態に移行するまで
にｔＯＦＦなるディレ一時間を要する特性を有している
。従って、上述のように、第５図（Ｃ）に示す逆方向駆
動のパルス信号が発生することで、トランジスタＱｓ。

Ｑ１０がオフ状態となり、トランジスタＱｎ、Ｑ＋。

がオン状態となるはずなのであるが、上記ディレ一時間
ｔＯＦＦによってトランジスタＱＩ２が瞬時にオフ状態
になり得なく、一時的にトランジスタＱ　ｎと同時にオ
ン状態となる期間が生じることになるので、トランジス
タＱｌｌ、ＱＩ２に大電流が流れ当該トランジスタが破
壊に至る場合が生じることになる。

ところが、本ＰＷＭ駆動回路では、ＡＮＤゲート１３．
１４を設け、これらゲート１３．１４を駆動信号の信号
基準レベルに対する極性判別結果に基づいて制御するよ
うにしたので、上記の例の場合には、第５図（Ｃ）に示
す逆方向駆動のパルス信号の出力をＤ−ＦＦ１２の０出
力（ｑ）に応答してＡＮＤゲート１４で禁止できるから
、トランジスタＱ　１２がトランジスタＱ＋＋と同時に
オン状態となることはないのである。

また、パワートランジスタＱ１２．０ＩＧのディレ一時
間ｔＯＦＦを小さくするために、プリドライブ回路１７
にはトランジスタＱ　＋ｓ及びＱＣｓが設けられている
。これらトランジスタＱ＋ｓ、Ｑ＋ｓはパワートランジ
スタＱＩ２ＩＱＩＯの駆動パルスの消滅に応答して瞬時
にオン状態となり、これらトランジスタＱ＋ｚ、Ｑ＋ｏ
のベース・エミッタ間を短絡することにより上記ディレ
一時間ｔＯＦＦを短縮できるのである。トランジスタの
ディレ一時間ｔ。

ＦＦは一般に１〜２μｓｅａ位であるが、トランジスタ
ＱＣｓ及びＱＣｓを設けたことによって約１／１ｏ１即
ち１００ｎｓｅｃ程度に短縮が可能となる。

上述したパワートランジスタの同時ＯＮ防止のための他
の実施例を第７図に示す。本図において、先述した如く
モータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパルス信
号（ａ）がＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１から
出力され、これらパルス信号はそれぞれ遅延回路２３．
２４で所定時間τ０だけ遅延される。これらＲ延出力（
ｂ）はそれぞれ３ステートバッファ２５．２６に供給さ
れる。また、第１及び第２のパルス信号（ａ）はワンシ
ョットマルチバイブレータ２７．２８にもそれぞれ供給
される。ワンショットマルチバイブレータ２７．２８は
第１及び第２のパルス信号の発生時点からその消滅後一
定時間、好ましくは遅延回路２３．２４の遅延時間τ０
の２倍の時間（２τ０）だけ経過するまでの間低レベル
の出力（Ｃ）を発生し、バッファ２６．２５に供給して
遅延回路２４．２３から出力される第２及び第１のパル
ス信号の次段への供給を禁止する。

第８図は第７図の回路の動作波形図であり、図中（ａ）
〜（Ｃ）は第７図の各部信号（ａ）〜（Ｃ）の各波形を
それぞれ対応して示している。

この波形図を参照して第７図の回路動作を例えばＡＮＤ
ＮＯゲート１１関して説明するならば、パルス信号（ａ
）は遅延回路２３で時間τ０だけ遅延されてモータＭの
駆動パルス（ｂ）となるのであるが、このとぎワンショ
ットマルチバイブレータ２７から出力される低レベルの
禁止信号（Ｃ）に応答してバッファ２６が他方の駆動パ
ルスの出力ラインを遮断状態とづる。これにより、駆動
パルス（ｂ）の発生前及び発生後の一定期間（時間τ０
）の間地方の駆動パルスの出力が禁止されることになる
ので、時間τ０を先述したパワートランジスタＱＩ２．
０１Ｏのディレ一時間ｔｏＦＦよりも長く設定すること
により、パワートランジスタＱ９とＱ＋ｏ（又はＱ　ｎ
とＱ１２）が同時にオン状態となることはないのである
。

なＪ３、先述したように、トランジスタのディレ一時間
ｔＯＦＦは一般に１〜２μｓｅｃ位であるから、時間τ
０を５μｓｅｃ程度に設定するのが望ましい。

第１図において、ＡＮＤゲート１３．１４から出力され
るモータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパルス
信号は補償回路１５．１６にそれぞれ供給される。これ
ら補償回路１５．１６はモータドライブ回路１８におけ
る逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエネルギ
ー損失分を補償するためのものである。逆起電力吸収用
ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエネルギー損失はほぼ一定
であり、パルス信号のパルス幅が大きいときには無視し
得る程度のものであるが、パルス幅が小さいときは損失
の比率が大きくなってくる。従って、第９図に破線で示
すように、パルス信号のパルス幅が小なる領域でゲイン
が低下することになるので、パルス幅が小さいときに逆
起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエネルギー損
失分を補償してやれば良いのである。

ここで、補償回路１５の回路動作について第１０図の波
形図を参照しつつ説明するならば、コンデンサＣ２は定
電流源１ａにより定電流にて充電されており、入力パル
ス（ａ）に応答してトランジスタＱ７がオン状態となる
ことによってコンデンサＣ２の充電電荷が瞬時に放電さ
れ、入力パルス（ａ）が消滅した時点から再びコンデン
サＣ２は定電流にて充電される。従って、コンデン’Ｊ
−０２の両端電圧は第１０図（ｂ）に示す如く変化する
。この両端電圧（ｂ）はコンパレータＣＯＭＰ７で基準
電圧Ｅ○と比較され、その結果コンパレータＣＯＭＰ７
の出力端には入力パルス（ａ）の発生時からその消滅後
一定時間Ｔａだけ経過するまでの時間のパルス幅を有す
るパルス信号（Ｃ）が得られることになる。すなわち、
入力パルス（ａ）に対して一定のパルス幅Ｔａが追加さ
れたことになり、この追加されたパルス幅１８分に相当
するエネルギーによって逆起電力吸収用ダイオードＤ＋
　、Ｄ２でのエネルギー損失分を補償できるのである。

第１１図には補償回路１５．１６の入出力特性、即ち入
力パルスのパルス幅と追加されるパルス幅との関係が示
されており、コンデンサＣ２の両端電圧がコンパレータ
ＣＯＭ　Ｐ　ｙの基Ｑ電圧Ｅｏまで低下し得ない程度の
入力パルスのパルス幅領域■ではパルス幅の追加はなく
、基ｔ＄電圧Ｅｏ以下零レベルになるまでの領域■では
追加パルス幅が比例的に変化し、零レベルに達した以降
の領域■では追加されるパルス幅が固定幅となる。すな
わち、入力パルスのパルス幅が極めて小さい領域■。

■ではパルス幅の追加が無かったり、追加パルス幅が比
例的に変化するが、これは入力パルスの立上り及び立下
りが急峻ではなく実際にはなだらかであることに起因す
るものであり、その結果領域■の範囲では第９図に実線
で示ず如くゲインを向上できることになる。

補償回路１５．１６としては、上記実施例の構成のもの
に限定されることなく、例えば第１２図に示すように、
入力パルスの立上りエツジに応答して一定のパルス幅Ｔ
ｂを有するパルス信号を発生するパルス発生回路２９と
、このパルス発生回路２９の出力パルスと入力パルスと
の論理和をとるＯＲゲート３０とからなる構成のもので
あっても良い。かかる構成においては、入力パルスのパ
ルス幅が上記パルス幅Ｔｂより小なるときには、常時当
該パルス幅Ｔｂを有するパルス信号がＯＲゲート３０か
ら出力されることにより、入力パルスのパルス幅が小ざ
いときの逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエ
ネルギー損失分の補償が行なわれ、入力パルスのパルス
幅が上記パルス幅ＴＩ］より大なるときには入力パルス
に対するパルス幅の変更は行なわれない。

なお、上記実施例では、−コンバク１〜デイスクを回転
駆動するスピンドルモータの駆動回路に適用した場合に
ついて説明したが、これに限定されるものではなく、ピ
ックアップを駆動するキャリッジモータ、ピックアップ
における情報読取光のフォーカスやトラッキングの制御
をなすフォーカスアクチュエータやトラッキングアクチ
ュエータの駆動回路にも適用可能であり、又コンパクト
ディスクプレーヤのみならず種々の機器における各種負
荷の駆動回路にも広く適用できるものである。

１１匹１１ 以上説明したように、本発明にょるＰＷＭ駆動回路によ
れば、負荷を駆動するパルス信号の生成に三角波信号の
直線部分のみを利用する構成となっているので、三角波
の先端部分にリンギングがのったり、なまりが生じてい
てもこれらの影響を全く受けることはなく、特に駆動信
号の信号レベルが小なるときの入出力特性のリニアリテ
ィを向上できることになる。

また、駆動信号の信号基準レベルに対する極性を判別し
、この判別結果に基づいて駆動方向に対応した駆動パル
スのみをパワードライブ段への供給するようにしたので
、トランジスタのｔＯＦＦなるディレ一時間に起因する
パワードライブ段のトランジスタの同時ＯＮを確実に防
止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図における三角波生成回路の回路動作を説明するための
各部波形図、第３図はＰＷＭ動作による負荷の駆動方向
に対応した２つのパルス信号の生成動作を説明するため
の各部波形図、第４図（Ａ）、＜Ｂ）は電源電圧の変動
に対応して三角波の傾斜角及びピーク値を変化せしめる
動作を説明するための波形図、第５図はトランジスタの
ｔＯＦＦディレー１ｔｌｉ間に起因するドライブ段のパ
ワートランジスタの同時ＯＮ防止回路の回路動作を説明
するための各部波形図、第６図はトランジスタのｔ’Ｏ
ＦＦディレ一時間について説明するための図、第７図は
同時ＯＮ防止回路の他の実施例を示すブロック図、第８
図は第７図の回路動作を説明するための各部波形図、第
９図は逆起電力吸収用ダイオードでの逆起電力によるエ
ネルギー損失に起因するゲインの変化を示す図、第１０
図は逆起電力吸収用ダイオードでの逆起電力によるエネ
ルギー損失分を補償する補償回路の回路動作を説明する
ための波形図、第１１図はかがる補償回路の入出力特性
を示ず図、第１２図はかがる補償回路の他の実施例を示
すブロック図、第１３図は従来例及びその動作を説明す
るための図である。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・第１の定電流源 ２・・・・・・第２の定電流源 ３．９・・・・・・比較回路 ８・・・・・・三角波生成回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス信号を
   生成し、このパルス信号に基づいて負荷をスイッチング
   駆動するＰＷＭ（パルス幅変調）駆動回路であって、ピ
   ーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の三角波信号を発
   生する三角波生成手段と、前記２相の三角波信号をそれ
   ぞれ上限及び下限の基準入力としかつ前記駆動信号を比
   較入力とする比較回路と、前記比較回路の出力に基づい
   て前記負荷の駆動方向に対応した第１及び第２のパルス
   信号を出力する第１のゲート手段と、前記駆動信号の信
   号基準レベルに対する極性を判別する極性判別手段と、
   前記極性判別手段の判別結果に基づいて前記第１及び第
   ２のパルス信号のうちいずれか一方のみを出力する第２
   のゲート手段とを含み、前記第２のゲート手段の出力に
   基づいて前記負荷を駆動することを特徴とするＰＷＭ駆
   動回路。