JPH0452714B2

JPH0452714B2 -

Info

Publication number: JPH0452714B2
Application number: JP60145076A
Authority: JP
Inventors: Yoshihiko Watanabe; Tsuneyoshi Nagashita; Susumu Niinuma; Isamu Nomura; Kimito Kobayashi; Akio Namiki
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1985-07-02
Filing date: 1985-07-02
Publication date: 1992-08-24
Also published as: JPS627395A

Description

【発明の詳細な説明】技術分野本発明はモータのPWM（パルス幅変調）駆動
回路に関し、特に駆動信号の信号レベルに応じた
パルス幅のパルス信号を生成し、このパルス信号
に基づいてモータをスイツチング駆動するPWM
駆動回路に関する。

背景技術モータを駆動する１方式といて、PWM双方向
スイツチング駆動方式が知られている。当該駆動
方式は、損失が少なくかつ消費電力を低減できる
という優れた特徴を有しており、特にバツテリを
電源とする車載用機器や携帯用機器等におけるモ
ータの駆動に有用である。

ところで、モータは駆動電流がある一定レベル
に達しないと起動しないいわゆる不感帯を有して
いる。従つて、例えば駆動信号ラインにノイズが
のつた場合、このノイズのレベネが零レベル付近
であれば、このノイズに対してモータは起動しな
いことになる。しかし、モータは起動しなくて
も、そのノイズにレベルに相当する電流がモータ
に流れることになり、その電流によつて消費され
る電力は全く無駄なものとなつてしまう。

また、駆動回路を片電源で動作させる場合、回
路の基準レベルが基準電源電圧の例えば抵抗分割
によつて設定されるのであるが、素子のバラツキ
等によつて設定基準レベルが目標レベルからずれ
ることにより、駆動信号の信号レベルにオフセツ
トが生じ、信号レベルが零であつても常時モータ
にそのオフセツト電圧に応じた電流が流れること
になり、上記の場合と同様に、電力の余分な損失
となる。

このような電力の損失分は電源装置の大型化を
招来することになるので、当該電力損失は全く無
いのが好ましい。また、PWM駆動回路を特に車
載用機器や携帯用機器等におけるモータの駆動に
用いる場合、これらの電源としてバツテリが用い
られるので、消費電力は出来るだけ少ない方が良
く、更に機器の小型化、軽量化のためにも省電力
化が望まれる。

発明の概要本発明は、上述した点に鑑みなされたもので、
モータの不感帯における電力損失を無くすことに
より、消費電力の低減を可能としたモータの
PWM駆動回路を提供することを目的とする。

本発明によるモータのPWM駆動回路は、回路
的に不感帯を設け、モータの不感帯範囲内ではモ
ータに電流が供給されないようにした構成となつ
ている。

実施例以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説
明する。

第１図において、第１の定電流源１は、トラン
ジスタQ₁，Q₂及び抵抗R₁，R₂からなる電流ミラ
ー回路によつて構成されている。この第１の定電
流源１と直列接続された第２の定電流源２は、互
いに並列接続されたトランジスタQ₃，Q₄と、こ
れらトランジスタQ₃，Q₄と抵抗R₃を介してベー
スが共通接続されたトランジスタQ₅及び各トラ
ンジスタのエミツタ抵抗R₄，R₅からなる電流ミ
ラー回路によつて構成されており、第１の定電流
源１の定電流値I₀の２倍の電流値２I₀を吸い込む
ようになつている。第１及び第２の定電流源１，
２の共通接続点、即ちトランジスタQ₂及びトラ
ンジスタQ₃，Q₄のコレクタ共通接続点と基準電
位点であるアースとの間には、蓄電手段であるコ
ンデンサC₁が接続されている。

コンデンサC₁の両端電圧は、コンパレータ
COMP₁，COMP₂からなり当該電圧レベルを監視
する比較回路３の比較入力、即ちコンパレータ
COMP₁，COMP₂の各反転入力となる。比較回路
３の上限及び下限の比較基準レベルV_U及びV_Lは、
互いに直列接続された４つの抵抗R₅〜R₈による
基準電源電圧Vrefの分圧によつて設定されてい
る。抵抗R₅〜R₈は更に、基準電源電圧Vrefを略
１／２に分圧し、電圧ホロア回路構成のオペアンプ
OP₁を介して１／2Vrefとする。比較回路３の２
つの比較出力、即ちコンパレータCOMP₁，
COMP₂の各出力はRS−フリツプフロツプ４のセ
ツトＳ及びリセツトＲ入力となる。フリツプフロ
ツプ（以下単にFFの記す）４の出力は、トラ
ンジスタQ₆及び抵抗R₉，R₁₀からなり第２の定電
流源２の活性化・非活性化の制御をなす制御回路
５に供給される。この制御回路５は、トランジス
タQ₆がFF４の出力に応答してオン状態となつ
てトランジスタQ₃，Q₄をオフ状態とすることに
より、第２の定電流源２を非活性化状態とする。

第２の定電流源２におけるエミツタ抵抗R₅の
両端電圧は電圧ホロア回路構成のオペアンプOP₂
の反転入力となつている。オペアンプOP₂は抵抗
R₁₁，R₁₂による基準電源電圧Vrefの分圧によつ
て比較基準レベルが設定されており、その比較出
力によつて第１及び第２の定電流源１，２の定電
流値を設定する電流値設定回路６を構成してい
る。

コンデンサC₁の両端電圧は電圧ホロア回路構
成のオペアンプOP₃を介して第１相の三角波信号
φaになると共に、オペアンプOP₄及び抵抗R₁₃，
R₁₄からなるインバータ７で位相反転されて第１
相の三角波信号φaとは逆相の第２相の三角波信
号φbとなる。これら三角波信号φa，φbには、
１／2Vrefの直流バイアスが与えられる。

以上により、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相
の２相の三角波信号φa，φbを発生する三角波生
成回路８が構成されている。

２相の三角波信号φa，φbは第１及び第２の比
較回路９Ａ，９Ｂに供給される。第１の比較回路
９Ａは、２相の三角波信号φa，φbをそれぞれ非
反転入力とする一対のコンパレータCOMP₃，
COMP₄からなつている。一方、第２の比較回路
９Ｂは、２相の三角波信号φa，φbをそれぞれ反
転入力とする一対のコンパレータCOMP₅，
COMP₆からなつている。コンパレータCOMP₃，
COMP₄の各反転入力及びコンパレータCOMP₅，
COMP₆の各非反転入力としては、入力端子P₁と
基準電源（Vref）端子P₂との間に直列接続され
た抵抗R₁₅〜R₁₈によつて信号基準レベルがシフ
トされたモータＭの駆動信号が供給される。

抵抗R₁₅とR₁₈、抵抗R₁₆とR₁₇はそれぞれ同じ
抵抗値となるように設定され、また抵抗R₁₅，
R₁₈の抵抗値は抵抗R₁₆，R₁₇に比して比較的大き
く設定されている。これにより、コンパレータ
COMP₃，COMP₄の各反転入力となる駆動信号
は、三角波信号の中心レベル（1/2Vref）よりも
正側に所定レベル（ΔV）だけシフトされ、また
コンパレータCOMP₅，COMP₆の各反転入力とな
る駆動信号は、三角波信号の中心レベル（1/2
Vref）よりも負側に所定レベル（ΔV）だけシフ
トされることになる。

コンパレータCOMP₃，COMP₄の各出力AND
ゲート１０の２入力となり、コンパレータ
COMP₅，COMP₆の各出力はANDゲート１１の
２入力となる。これにより、ANDゲート１０，
１１の各出力端には、モータＭの駆動方向に対応
した第１及び第２のパルス信号が導出されること
になる。

先述した駆動信号は抵抗R₁₅〜抵抗R₁₈によつ
て1/2Vrefなる信号基準レベルが付与されてコン
パレータCOMP₇の非反転入力ともなつている。
コンパレータCOMP₇は1/2Vrefを反転入力とす
ることで、駆動信号の信号基準レベルに対する極
性の判別行なう。コンパレータCOMP₇の判別出
力はＤ−FF12のデータＤ入力となる。Ｄ−FF12
は三角波生成回路８におけるRS−FF4のＱ出力
をトリガＴ入力とし、その，Ｑ出力はANDゲ
ート１３，１４の各−入力となる。ANDゲート
１３，１４はANDゲート１０，１１の各出力，
即ち第１及び第２のパルス信号をそれぞれ他入力
としており、Ｄ−FF12の，Ｑ出力に基づいて
第１及び第２のパルス信号のうちのいずれか一方
のみを出力する。ANDゲート１３，１４の各出
力パルスは、後述するモータドライブ回路１８に
おける逆起電力吸収用ダイオードD₁，D₂の逆起
電力によるエネルギー損失分を補償する補償回路
１５，１６に供給される。補償回路１５，１６か
らはANDゲート１３，１４の出力パルスに対し
ほぼ一定のパルス幅のパルスが追加されたパルス
信号が出力されることになる。補償回路１５，１
６の各出力パルスは、プリドライブ回路１７を介
してモータドライブ回路１８に供給される。

このモータドライブ回路１８において、モータ
ＭはPNP形トランジスタQ₉とNPN形トランジス
タQ₁₀及びPNP形トランジスタQ₁₁とNPN形トラ
ンジスタQ₁₂の各コレクタ共通接続点間に接続さ
れている。トランジスタQ₉，Q₁₀，Q₁₁，Q₁₂はパ
ワートランジスタである。トランジスタQ₉，Q₁₁
の各エミツタは直接電源Vccに接続され、各ベー
スはそれぞれ抵抗R₁₉，R₂₀を介して電源Vccに接
続されている。一方、トランジスタQ₁₀，Q₁₂各
エミツタは共に接地され、各ベースはそれぞれ抵
抗R₂₁，R₂₂を介して接地されると共にツエナー
ダイオードZD₁，ZD₂を介して各コレクタに接続
されている。モータＭの両端は逆起電力吸収用ダ
イオードD₁，D₂を介して電源Vccに接続されて
いる。

プリドライブ回路１７において、補償回路１６
から供給されるパルス信号は抵抗R₂₃，R₂₄及び
トランジスタQ₁₃からなるプリドライブ段を介し
てパワートランジスタQ₉を駆動すると共に、イ
ンバータ１９で反転された後抵抗R₂₅〜R₂₇及び
トランジスタQ₁₄からなるプリドライブ段を介し
てパワートランジスタQ₁₂を駆動する。これによ
り、モータＭには図に実線で示す矢印方向の電流
が流れ、モータＭは正方向に回転駆動されること
になる。また、補償回路１６からのパルス信号は
インバータ２０を介してトランジスタQ₁₅にも供
給され、モータＭの正方向駆動の停止時に当該ト
ランジスタQ₁₅をオンせしめる。これにより、パ
ワートランジスタQ₁₂のベース・エミツタ間がト
ランジスタQ₁₅によつて短絡されるので、パワー
トランジスタQ₁₂は瞬時にオフ状態となる。トラ
ンジスタQ₁₅のベースは抵抗R₂₈を介して電源Vcc
に接続されている。

一方、補償回路１５から供給されるパルス信号
は抵抗R₂₉，R₃₀及びトランジスタQ₁₆からなるプ
リドライブ段を介してパワートランジスタQ₁₁を
駆動すると共に、インバータ２１で反転された後
抵抗R₃₁〜R₃₃及びトランジスタQ₁₇からなるプリ
ドライブ段を介してパワートランジスタQ₁₀を駆
動する。これにより、モータＭには図に破線で示
す矢印方向の電流が流れ、モータＭは逆方向に回
転駆動されることになる。また、補償回路１５か
らの定電流源はインバータ２２を介してトランジ
スタQ₁₈にも供給され、モータＭの逆方向駆動の
停止時に当該トランジスタQ₁₈をオンせしめる。
これにより、パワートランジスタQ₁₀のベース・
エミツタ間がトランジスタQ₁₈によつて短絡され
るので、パワートランジスタQ₁₀は瞬時にオフ状
態となる。トランジスタQ₁₈のベースは抵抗R₃₄
を介して電源Vccに接続されている。

次に、本発明によるモータのPWM駆動回路の
回路動作について説明する。

まず、三角波生成回路８の回路動作を第２図の
波形図を参照しつつ説明する。三角波生成回路８
において、第２の定電流源２が非活性化状態にあ
るとき、即ちトランジスタQ₆のオンによりトラ
ンジスタQ₃，Q₄がオフ状態にあるとき、コンデ
ンサC₁は第１の定電流源１から供給される定電
流により、第２図ａに示すように、一定の傾斜角
をもつて充電される。コンデンサC₁の両端電圧
が比較回路３の上限基準レベルV_Uに達するとコ
ンパレータCOMP₁が低レベルのパルスｂを発生
し、このパルスｂに応答してRS−FF4の出力
ｄが低レベルに遷移する。これにより、トランジ
スタQ₆がオフ状態となるので、第２の定電流源
２が活性化状態、即ちトランジスタQ₃，Q₄がオ
ン状態となり、第１の定電流源１の定電流の２倍
の電流の吸い込みを行なう。

その結果、それまで充電状態にあつたコンデン
サC₁は放電状態に移行し、第２図ａに示すよう
に、充電時と同じ傾斜角をもつて放電が行なわれ
る。続いて、コンデンサC₁の両端電圧が比較回
路３の下限基準レベルV_Lに達するとコンパレー
タCOMP₂が低レベルのパルスｃを発生し、この
パルスｃに応答してRS−FF4の出力ｄが高レ
ベルに遷移する。これにより、トランジスタQ₆
がオン状態となり、第２の定電流源２が非活性化
状態となるので、再びコンデンサC₁は第１の定
電流源１から供給される定電流により一定の傾斜
角をもつて充電されることになる。

このように、第１及び第２の定電流源１，２に
よる定電流にてコンデンサC₁の充放電動作が繰
り返されることにより、コンデンサC₁の両端電
圧は、第２図ａに実線で示す如く三角波状に変化
し、オペアンプOP₃を介して第１相の三角波信号
φaとして出力され、又インバータ７で位相反転
されることにより、第２図ａに破線で示す如く第
１相の三角波信号φaとピーク値が等しくかつ逆
相の第２相の三角波信号φbとして出力されるこ
とになる。この２相の三角波信号φa，φbは第１
および第２の比較回路９Ａ，９Ｂの基準入力とな
る。

第１及び第２の比較回路９Ａ，９Ｂの比較入力
としては、1/2Vref＋ΔV及び1/2Vref−ΔVの信
号基準レベルを有するモータＭの駆動信号が供給
される。ここで、モータＭが例えばコンパクトデ
イスクを回転駆動するスピンドルモータである場
合には、デイスクからの再生同期信号と基準同期
信号との比較によつて得られるエラー信号が上記
駆動信号となり、このエラー信号に基づいてスピ
ンドルモータの駆動制御が行なわれることにな
る。これがいわゆるスピンドルサーボである。

ここで、駆動信号のレベルシフト前の信号レベ
ルが零レベル、所定レベル＋ΔV以上及び−ΔV
以下の場合のPWM動作について、第３図乃至第
５図の波形図を参照しつつ説明する。第３図乃至
第５図は第１図のPWM回路の動作波形図であ
り、ａ〜ｆは第１図の各部信号ａ〜ｆの各波形を
それぞれ対応して示している。

まず、駆動信号レベルが零レベルの場合（第３
図参照）、第１の比較回路９Ａに入力される駆動
信号の信号レベルは図に一点鎖線で示す如く1/2
Vref＋ΔVにレベルシフトされており、コンパレ
ータCOMP₃の出力ａは、当該信号レベルに対し
第１相の三角波信号φaの信号レベルが低くなつ
た時点t₁で高レベルから低レベルに遷移し、三角
波信号φaの信号レベルが駆動信号の信号レベル
を越える時点t₄まで低レベルを維持する。また、
コンパレータCOMP₄の出力ｂは、第２相の三角
波信号φbの信号レベルが駆動信号の信号レベル
を越えた時点t₂で低レベルから高レベルに遷移
し、駆動信号の信号レベルより低くなつた時点t₃
で再び低レベルに遷移する。しかし、これら出力
ａ及びｂを２入力とするANDゲート１０の出力
ｃはどの時点においても低レベルにあり、AND
ゲート１０からパルス信号は出力されない。

一方、第２の比較回路９Ｂに入力される駆動信
号の信号レベルは図に二点鎖線で示す如く1/2
Vref−ΔVにレベルシフトされており、コンパレ
ータCOMP₅の出力ｄは、当該信号レベルに対し
第２相の三角波信号φbの信号レベルが高くなつ
た時点t₁で高レベルから低レベルに遷移し、三角
波信号φbの信号レベルが駆動信号の信号レベル
より低くなる時点t₄まで低レベルを維持する。ま
た、コンパレータCOMP₆の出力ｅは、第１相の
三角波信号φaの信号レベルが駆動信号の信号レ
ベルより低くなつた時点t₂で低レベルから高レベ
ルに遷移し、駆動信号の信号レベル越える時点t₃
で再び低レベルに遷移する。しかし、これら出力
ｄ及びｅを２入力とするANDゲート１１の出力
ｆもどの時点においても低レベルにあり、AND
ゲート１１からもパルス信号は出力されない。

次に、駆動信号レベルが＋ΔV以上（ΔV＋α）
となつた場合について、第４図の波形図を参照し
て説明する。この場合、第１の比較回路９Ａに入
力される駆動信号の信号レベルは図に一点鎖線で
示す如く1/2Vref＋2ΔV＋αにレベルシフトされ
ており、コンパレータCOMP₃の出力ａは、当該
信号レベルに対し第１相の三角波信号φaの信号
レベルが低くなつた時点t₁で高レベルから低レベ
ルに遷移し、三角波信号φaの信号レベルが駆動
信号の信号レベルを越える時点t₈まで低レベルを
維持する。また、コンパレータCOMP₄の出力ｂ
は、第２相の三角波信号φbの信号レベルが駆動
信号の信号レベルを越えた時点t₄で低レベルから
高レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルより低
くなつた時点t₅で再び低レベルに遷移する。しか
し、これら出力ａ及びｂを２入力とするANDゲ
ート１０の出力ｃはどの時点においても低レベル
にあり、ANDゲート１０からはパルス信号は出
力されない。

一方、第２の比較回路９Ｂに入力される駆動信
号の信号レベルは図に二点鎖線で示す如く１／
2Vref＋αにレベルシフトされており、コンパレ
ータCOMP₅の出力ｄは、当該信号レベルに対し
第２相の三角波信号φbの信号レベルが高くなつ
た時点t₃で高レベルから低レベルに遷移し、三角
波信号φbの信号レベルが駆動信号の信号レベル
より低くなる時点t₆まで低レベルを維持する。ま
た、コンパレータCOMP₆の出力ｅは、第１相の
三角波信号φaの信号レベルが駆動信号の信号レ
ベルより低くなつた時点t₂で低レベルから高レベ
ルに遷移し、駆動信号の信号レベル越える時点t₇
で再び低レベルに遷移する。その結果、これら出
力ｄ及びｅを２入力とすANDゲート１１の出力
ｆは、時点t₂とt₃の間及び時点t₆とt₇の間で高レ
ベルとなり、ANDゲート１１から正方向駆動パ
ルス信号が出力されることになる。

次に、駆動信号レベルが＋Ｖ以下（ΔV−α）
となつた場合について、第５図の波形図に基づい
て説明する。この場合、第１の比較回路９Ａに入
力される駆動信号の信号レベルは図に一点鎖線で
示す如く1/2Vref−αにレベルシフトされてお
り、コンパレータCOMP₃の出力ａは、当該信号
レベルに対し第１相の三角波信号φaの信号レベ
ルが低くなつた時点t₁で高レベルから低レベルに
遷移し、三角波信号φaの信号レベルが駆動信号
の信号レベルを越える時点t₄まで低レベルを維持
する。また、コンパレータCOMP₄の出力ｂは、
第２相の三角波信号φbの信号レベルが駆動信号
の信号レベルより低くなつた時点t₅で高レベルか
ら低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルを越
えた時点t₈で再び高レベルに遷移する。その結
果、これら出力ａ及びｂを２入力とするANDゲ
ート１０の出力ｃは、時点t₄とt₅の間及び時点t₈
とt₁の間で高レベルとなり、ANDゲート１０か
ら逆方向駆動パルス信号が出力されることにな
る。

一方、第２の比較回路９Ｂに入力される駆動信
号の信号レベルは図に二点鎖線で示す如く１／
2Vref−ΔV−αにレベルシフトされており、コ
ンパレータCOMP₅の出力ｄは、当該信号レベル
に対し第２相の三角波信号φbの信号レベルが低
くなつた時点t₆で低レベルから高レベルに遷移
し、三角波信号φbの信号レベルが駆動信号の信
号レベルより高くなる時点t₇まで低レベルを維持
する。、また、コンパレータCOMP₆の出力ｅは、
第１相の三角波信号φaの信号レベルが駆動信号
の信号レベルより低くなつた時点t₂で低レベルか
ら高レベルに遷移し、駆動信号の信号レベル越え
る時点t₃で再び低レベルに遷移する。しかし、こ
れら出力ｄ及びｅを２入力とするANDゲート１
１の出力ｆは、どの時点においても低レベルにあ
り、ANDゲート１１からはパルス信号は出力さ
れない。

以上の説明から明らかなように、駆動信号のレ
ベルシフト前の信号レベルが零レベルに対して±
ΔVの範囲では正逆いずれの方向の駆動パルスも
発生されないことになる。すなわち、零レベルに
対して±ΔVの範囲の駆動信号に対しては回路的
には不感帯となるのである。従つて、±ΔVの範
囲をモータＭの不感帯に対応して設定することに
より、モータＭの不感帯では何ら電流が流れるこ
とはなく、無駄な電力の損失もなくなるのであ
る。

再び第１図において、ANDゲート１０，１１
から出力される駆動方向に対応した２つのパルス
信号は、それぞれANDゲート１３，１４の各一
入力となる。駆動信号はコンパレータCOMP₅の
比較入力ともなつて、信号基準レベル1/2Vrefに
対する極性が判別される。このコンパレータ
COMP₇の比較出力をデータ入力とするＤ−FF１
２は、三角波生成回路８におけるRS−FF4のＱ
出力をトリガ入力としており、当該Ｑ出力を立下
がりのタイミングでＱ，出力を発生する。この
Ｑ，出力はモータＭの駆動方向を決定するゲー
ト制御信号としてANDゲート１４，１３に供給
される。ANDゲート１３，１４から出力される
モータＭの駆動方向に対応した第１又は第２のパ
ルス信号は補償回路１５，１６及びプリドライブ
回路１７を介してモータドライブ回路１８に供給
され、これによりモータＭは正方向又は逆方向に
駆動されることになる。

なお、上記実施例では、コンパクトデイスクを
回転駆動するスピンドルモータの駆動回路に適用
した場合について説明したが、これに限定される
ものではなく、ピツクアツプを駆動するキヤリツ
ジモータ、ピツクアツプにおける情報読取光のフ
オーカスやトラツキングの制御をなすフオーカス
アクチユエータやトラツキングアクチユエータの
駆動回路にも適用可能であり、又コンパクトデイ
スクプレーヤのみならず種々の機器における各種
負荷の駆動回路にも広く適用できるものである。

発明の効果以上説明したように、本発明によるモータの
PWM駆動回路によれば、回路的に不感帯を設
け、モータの不感帯範囲内ではモータに電流が流
れないように構成したので、モータの不感帯にお
ける電力損失を無くすことができ、消費電力を低
減できることになる。従つて、本発明による
PWM駆動回路を用いることにより、電源装置の
省電力化、小型化及び軽量化が可能となり、かか
る駆動回路は特に車載用機器や携帯用機器におけ
るモータの駆動用として最適である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は第１図における三角波生成回路の回路動作を
説明するための各部波形図、第３図、第４図及び
第５図は駆動信号のレベルシフト前の信号レベル
が零レベル、所定レベル＋ΔV以上及び−ΔV以
下の場合のPWM動作によるモータの駆動方向に
対応した２つのパルス信号の生成動作を説明する
ための各部波形図である。主要部分の符号の説明、１……第１の定電流
源、２……第２の定電流源、３，９Ａ，９Ｂ……
比較回路、８……三角波生成回路、１５，１６…
…補償回路、１７……プリドライブ回路、１８…
…モータドライブ回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅のパ
ルス信号を生成するパルス生成手段を有し、この
パルス信号に基づいてモータをスイツチング駆動
するPWM（パルス幅変調）駆動回路であつて、
前記パルス生成手段は、ピーク値がほぼ等しく互
いに逆相の２相の三角波信号を発生する三角波生
成手段と、前記２相の三角波信号をそれぞれ非反
転入力としかつ前記三角波信号の中心レベルより
も正側に所定レベルだけシフトされた前記駆動信
号を反転入力とする一対のコンパレータからなる
第１の比較回路と、前記２相の三角波信号をそれ
ぞれ反転入力としかつ前記三角波信号の中心レベ
ルよりも負側に所定レベルだけシフトされた前記
駆動信号を非反転入力とする一対のコンパレータ
からなる第２の比較回路とを備え、前記第１及び
第２の比較回路の各出力に基づいて前記パルス信
号を生成することを特徴とするモータのPWM駆
動回路