JPH0763136B2 - Ｐｗｍ駆動回路 - Google Patents
Ｐｗｍ駆動回路Info
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- JPH0763136B2 JPH0763136B2 JP60145079A JP14507985A JPH0763136B2 JP H0763136 B2 JPH0763136 B2 JP H0763136B2 JP 60145079 A JP60145079 A JP 60145079A JP 14507985 A JP14507985 A JP 14507985A JP H0763136 B2 JPH0763136 B2 JP H0763136B2
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- Japan
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- signal
- drive
- output
- load
- transistors
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、PWM（パルス幅変調）駆動回路に関し、特に
駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス信号を
生成し、このパルス信号に基づいて負荷をスイッチング
駆動するPWM駆動回路に関する。
駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス信号を
生成し、このパルス信号に基づいて負荷をスイッチング
駆動するPWM駆動回路に関する。
背景技術 モータ等の負荷を駆動する１方式として、PWM双方向ス
イッチング駆動方式が知られている。当該駆動方式は、
損失が少なくかつ消費電力を低減できるという優れた特
徴を有しており、特にバッテリを電源とする車載用機器
や携帯用機器等におけるモータ等の負荷の駆動に有効で
ある。
イッチング駆動方式が知られている。当該駆動方式は、
損失が少なくかつ消費電力を低減できるという優れた特
徴を有しており、特にバッテリを電源とする車載用機器
や携帯用機器等におけるモータ等の負荷の駆動に有効で
ある。
かかるPWM双方向スイッチング駆動回路におけるパワー
ドライブ段は、一般に、負荷と共に電源とアース間に直
列接続され各々作動状態となることにより負荷に正方向
の駆動電流を供給する第１の一対のトランジスタと、負
荷と共に電源とアース間に直列接続され各々作動状態と
なることにより負荷の逆方向の駆動電流を供給する第２
の一対のトランジスタとによって構成される。
ドライブ段は、一般に、負荷と共に電源とアース間に直
列接続され各々作動状態となることにより負荷に正方向
の駆動電流を供給する第１の一対のトランジスタと、負
荷と共に電源とアース間に直列接続され各々作動状態と
なることにより負荷の逆方向の駆動電流を供給する第２
の一対のトランジスタとによって構成される。
ところで、このパワードライブ段のIC（集積回路）化を
考えた場合、現在のIC化技術では、電源側の２つのトラ
ンジスタを大型のPNP形トランジスタとして構成するこ
とは困難であり、必然的にNPN形トランジスタで構成せ
ざるを得ないのが現状である。
考えた場合、現在のIC化技術では、電源側の２つのトラ
ンジスタを大型のPNP形トランジスタとして構成するこ
とは困難であり、必然的にNPN形トランジスタで構成せ
ざるを得ないのが現状である。
電源側の２つのトランジスタをNPN形トランジスタで構
成した場合のパワードライブ段の回路構成を第４図に示
す。本図において、電源Vccとアースとの間に第１の一
対のNPN形トランジスタQ20，Q21が負荷である例えばモ
ータＭと直列接続され、同様に第２の一対のNPN形トラ
ンジスタQ22，Q23がモータＭと直列接続されている。更
に、電源側のトランジスタQ20，Q22を駆動するためにPN
P形トランジスタQ24，Q25が設けられている。そして、
正方向駆動パルスをインバータ20を介してトランジスタ
Q24に供給すると共にトランジスタQ21にも供給すること
により、トランジスタQ20，Q21が共にON状態となり、モ
ータＭには図に実線の矢印方向の駆動電流が流れ、モー
タＭを正方向に駆動できるのである。一方、逆方向駆動
パルスをインバータ21を介してトランジスタQ25に供給
すると共にトランジスタQ23にも供給することにより、
トランジスタQ22，Q23が共にON状態となり、モータＭに
は図に破線の矢印方向の駆動電流が流れ、モータＭを逆
方向に駆動できるのである。モータＭの両端と電源Vcc
との間には逆起電力吸収のためのダイオードD10，D11が
接続されている。
成した場合のパワードライブ段の回路構成を第４図に示
す。本図において、電源Vccとアースとの間に第１の一
対のNPN形トランジスタQ20，Q21が負荷である例えばモ
ータＭと直列接続され、同様に第２の一対のNPN形トラ
ンジスタQ22，Q23がモータＭと直列接続されている。更
に、電源側のトランジスタQ20，Q22を駆動するためにPN
P形トランジスタQ24，Q25が設けられている。そして、
正方向駆動パルスをインバータ20を介してトランジスタ
Q24に供給すると共にトランジスタQ21にも供給すること
により、トランジスタQ20，Q21が共にON状態となり、モ
ータＭには図に実線の矢印方向の駆動電流が流れ、モー
タＭを正方向に駆動できるのである。一方、逆方向駆動
パルスをインバータ21を介してトランジスタQ25に供給
すると共にトランジスタQ23にも供給することにより、
トランジスタQ22，Q23が共にON状態となり、モータＭに
は図に破線の矢印方向の駆動電流が流れ、モータＭを逆
方向に駆動できるのである。モータＭの両端と電源Vcc
との間には逆起電力吸収のためのダイオードD10，D11が
接続されている。
ところで、モータＭは電気的には抵抗成分とコイル成分
からなり、モータＭに流れる駆動電流は抵抗で駆動エネ
ルギーとして消費されると共に、コイルにエネルギーと
して蓄えられることになる。そして、コイルに蓄えられ
たエネルギーは駆動パルスの消滅時に逆起電力としてダ
イオードD10又はD11で形成される閉ループを流れ、再び
抵抗で駆動エネルギーとして消費されることになる。従
って、理論的には、回路中で発生するエネルギーは全て
駆動エネルギーとして消費され、入出力の関係は第５図
に一点鎖線で示す如く比例関係となるのであるが、実際
には、ダイオードD10又はD11でのエネルギーの損失があ
るので、第５図に破線で示す如き入出力関係となる。そ
の結果、第６図に示すように、小入力時、即ち駆動パル
スのパルス幅が小さい時のゲンイが理論値（破線）に対
して低下することになる。
からなり、モータＭに流れる駆動電流は抵抗で駆動エネ
ルギーとして消費されると共に、コイルにエネルギーと
して蓄えられることになる。そして、コイルに蓄えられ
たエネルギーは駆動パルスの消滅時に逆起電力としてダ
イオードD10又はD11で形成される閉ループを流れ、再び
抵抗で駆動エネルギーとして消費されることになる。従
って、理論的には、回路中で発生するエネルギーは全て
駆動エネルギーとして消費され、入出力の関係は第５図
に一点鎖線で示す如く比例関係となるのであるが、実際
には、ダイオードD10又はD11でのエネルギーの損失があ
るので、第５図に破線で示す如き入出力関係となる。そ
の結果、第６図に示すように、小入力時、即ち駆動パル
スのパルス幅が小さい時のゲンイが理論値（破線）に対
して低下することになる。
ここで、逆起電力吸収用ダイオードでのエネルギー損失
がどの程度になるかを解析する。第７図はスイッチング
駆動回路の等価回路図であり、第８図には駆動パルス
（ａ）に対する応答波形が示されている。第８図におい
て、逆起電力吸収用だいおーどでのエネルギー損失が無
いと仮定した場合の放電曲線は実線に示す如くとなる
のあるが、実際には実線で示す如きエネルギー損失が
あるので、破線で示す如き放電曲線となる。そして、
斜線領域WAが実際の抵抗Ｒでの消費エネルギー、斜線領
域WBが逆起電力吸収用ダイオードでの損失エネルギー、
これらを合わせたエネルギー（WA＋WB）が理論上の抵抗
Ｒでの消費エネルギーWOであり、WA／WOが効率ηとな
る。
がどの程度になるかを解析する。第７図はスイッチング
駆動回路の等価回路図であり、第８図には駆動パルス
（ａ）に対する応答波形が示されている。第８図におい
て、逆起電力吸収用だいおーどでのエネルギー損失が無
いと仮定した場合の放電曲線は実線に示す如くとなる
のあるが、実際には実線で示す如きエネルギー損失が
あるので、破線で示す如き放電曲線となる。そして、
斜線領域WAが実際の抵抗Ｒでの消費エネルギー、斜線領
域WBが逆起電力吸収用ダイオードでの損失エネルギー、
これらを合わせたエネルギー（WA＋WB）が理論上の抵抗
Ｒでの消費エネルギーWOであり、WA／WOが効率ηとな
る。
今、放電電流を（ｔ）、ピーク電流をIL（定数）と
し、ダイオードでのエネルギー損失が無いものとした場
合、理論上の抵抗Ｒでの消費エネルギーWO（＝WA＋WB）
を求めると、 であるから、 一方、電流ＩがＩ＝０なる時間をTZ、破線におけるピ
ーク電流をＰ、ダイオードでの逆起電力によるピーク
電流をID（定数）とし、実際の抵抗Ｒでの消費エネルギ
ーWAを求めると、 ここで、TZを求めるに、 であり、Ｐ＝０なるTZは、 （３）式を（２）式に代入すると、 続いて、逆起電力吸収用ダイオードでの損失エルネギー
WBを求めると、 WB＝WO−WA＝LILID＋LI2 Dln（LD／IL＋ID）……（５） 次に、効率ηを求めると、 逆起電力吸収用ダイオードの数をｎ、当該ダイオードの
電圧降下分をVFとすると、 これらを（６）式に代入すると、ダイオードをｎ個付け
た場合の効率ηは、 となる。
し、ダイオードでのエネルギー損失が無いものとした場
合、理論上の抵抗Ｒでの消費エネルギーWO（＝WA＋WB）
を求めると、 であるから、 一方、電流ＩがＩ＝０なる時間をTZ、破線におけるピ
ーク電流をＰ、ダイオードでの逆起電力によるピーク
電流をID（定数）とし、実際の抵抗Ｒでの消費エネルギ
ーWAを求めると、 ここで、TZを求めるに、 であり、Ｐ＝０なるTZは、 （３）式を（２）式に代入すると、 続いて、逆起電力吸収用ダイオードでの損失エルネギー
WBを求めると、 WB＝WO−WA＝LILID＋LI2 Dln（LD／IL＋ID）……（５） 次に、効率ηを求めると、 逆起電力吸収用ダイオードの数をｎ、当該ダイオードの
電圧降下分をVFとすると、 これらを（６）式に代入すると、ダイオードをｎ個付け
た場合の効率ηは、 となる。
ここで、例えば、Ｒ＝10Ω、Ｅ＝14.4V、Ｌ＝70μＨ、T
0＝２μsec（20μsec×10％）、ｎ＝２、VF＝0.7Vとす
ると、効率ηは η＝0.606 ∴60.6％ となる。
0＝２μsec（20μsec×10％）、ｎ＝２、VF＝0.7Vとす
ると、効率ηは η＝0.606 ∴60.6％ となる。
なお、上記条件下でｎ＝１のときには、74.7％の効率が
得られることになる。従って、ダイオードの数が少ない
方が効率が高いことがわかる。
得られることになる。従って、ダイオードの数が少ない
方が効率が高いことがわかる。
再び第４図において、電源側トランジスタQ20，Q22及び
アース側トランジスタQ21，Q23は共にパルス信号による
いわゆるデューティコントロールとなっており、又電源
側トランジスタQ20，Q22はその前段に駆動トランジスタ
Q24，Q25が設けられていることにより、アース側トラン
ジスタQ21，Q23に比してOFF状態に移行するのが遅れる
ことになる。例えば正方向駆動時において、トランジス
タQ21が先にOFF状態となることにより、モータＭのコイ
ルに蓄えられたエネルギーは逆起電力としてダイオード
D10で形成される閉ループを流れ、モータＭの抵抗で駆
動エネルギーとして消費されることになる。
アース側トランジスタQ21，Q23は共にパルス信号による
いわゆるデューティコントロールとなっており、又電源
側トランジスタQ20，Q22はその前段に駆動トランジスタ
Q24，Q25が設けられていることにより、アース側トラン
ジスタQ21，Q23に比してOFF状態に移行するのが遅れる
ことになる。例えば正方向駆動時において、トランジス
タQ21が先にOFF状態となることにより、モータＭのコイ
ルに蓄えられたエネルギーは逆起電力としてダイオード
D10で形成される閉ループを流れ、モータＭの抵抗で駆
動エネルギーとして消費されることになる。
しかしながら、この閉ループにおいては、ダイオードD
10の電圧降下分及びトランジスタQ20のベース・エミッ
タ電圧が先述した（７）式におけるVFとなり、ダイオー
ドを２個付けた場合に相当するので、逆起電力によるエ
ネルギー損失が大きく、効率ηは約60.6％になってしま
うことになる。
10の電圧降下分及びトランジスタQ20のベース・エミッ
タ電圧が先述した（７）式におけるVFとなり、ダイオー
ドを２個付けた場合に相当するので、逆起電力によるエ
ネルギー損失が大きく、効率ηは約60.6％になってしま
うことになる。
発明の概要 本発明は、上述した点に鑑みなされたもので、逆起電力
吸収用ダイオードでのエネルギー損失を低減することに
より、負荷の駆動効率の向上を可能としたPWM駆動回路
を提供することを目的とする。
吸収用ダイオードでのエネルギー損失を低減することに
より、負荷の駆動効率の向上を可能としたPWM駆動回路
を提供することを目的とする。
本発明によるPWM駆動回路は、電源側にNPN形トランジス
タを用いたパワードライブ段において、負荷の両端とア
ースとの間に逆起電力吸収用一方向性素子を接続し、電
源側のトランジスタをパルス信号によって駆動し、アー
ス側のトランジスタを負荷の駆動方向を示す信号によっ
て駆動する構成となっている。
タを用いたパワードライブ段において、負荷の両端とア
ースとの間に逆起電力吸収用一方向性素子を接続し、電
源側のトランジスタをパルス信号によって駆動し、アー
ス側のトランジスタを負荷の駆動方向を示す信号によっ
て駆動する構成となっている。
実施例 以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。
第１図において、第１の定電流源１は、トランジスタ
Q1，Q2及び抵抗R1，R2からなる電流ミラー回路によって
構成されている。この第１の定電流源１と直列接続され
た第２の定電流源２は、互いに並列接続されたトランジ
スタQ3，Q4と、これらトランジスタQ3，Q4抵抗R3を介し
てベースが共通接続されたトランジスタQ5及びトランジ
スタのエミッタ抵抗R4，R5からなる電流ミラー回路によ
って構成されており、第１の定電流源１の定電流値I0の
２倍の電流値２IOを吸い込むようになっている。第１及
び第２の定電流源1,2の共通接続点、即ちトランジスタQ
2及びトランジスタQ3，Q4のコレクタ共通接続点と基準
電位点であるアースとの間には、蓄電手段であるコンデ
ンサC1が接続されている。
Q1，Q2及び抵抗R1，R2からなる電流ミラー回路によって
構成されている。この第１の定電流源１と直列接続され
た第２の定電流源２は、互いに並列接続されたトランジ
スタQ3，Q4と、これらトランジスタQ3，Q4抵抗R3を介し
てベースが共通接続されたトランジスタQ5及びトランジ
スタのエミッタ抵抗R4，R5からなる電流ミラー回路によ
って構成されており、第１の定電流源１の定電流値I0の
２倍の電流値２IOを吸い込むようになっている。第１及
び第２の定電流源1,2の共通接続点、即ちトランジスタQ
2及びトランジスタQ3，Q4のコレクタ共通接続点と基準
電位点であるアースとの間には、蓄電手段であるコンデ
ンサC1が接続されている。
コンデンサC1の両端電圧は、コンパレータCOMP1，COMP2
からなり当該電圧レベルを監視する比較回路３の比較入
力、即ちコンパレータCOMP1の反転入力及びCOMP2の非反
転入力となる。比較回路３の上限及び下限の比較基準レ
ベルVU及びVLは、互いに直列接続された４つの抵抗R5〜
R8による基準電源電圧Vrefの分圧によって設定されてい
る。抵抗R5〜R8は更に、基準電源電圧Vrefを略1/2に分
圧し、電圧ホロア回路構成のオペアンプOP1を介して1/2
Vrefとする。比較回路３の２つの比較出力、即ちコンパ
レータCOMP1，COMP2の各出力はRS−フリップフロップ４
のセット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）入力となる。フリッ
プフロップ（以下単にFFと記す）４の出力は、トラン
ジスタQ6及び抵抗R9，R10からなり第２の定電流源２の
活性化・非活性化の制御をなす制御回路５に供給され
る。この制御回路５は、トランジスタQ6がFF4の出力
に応答してオン状態となってトランジスタQ3，Q4をオフ
状態とすることにより、第２の定電流源２を非活性化状
態とする。
からなり当該電圧レベルを監視する比較回路３の比較入
力、即ちコンパレータCOMP1の反転入力及びCOMP2の非反
転入力となる。比較回路３の上限及び下限の比較基準レ
ベルVU及びVLは、互いに直列接続された４つの抵抗R5〜
R8による基準電源電圧Vrefの分圧によって設定されてい
る。抵抗R5〜R8は更に、基準電源電圧Vrefを略1/2に分
圧し、電圧ホロア回路構成のオペアンプOP1を介して1/2
Vrefとする。比較回路３の２つの比較出力、即ちコンパ
レータCOMP1，COMP2の各出力はRS−フリップフロップ４
のセット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）入力となる。フリッ
プフロップ（以下単にFFと記す）４の出力は、トラン
ジスタQ6及び抵抗R9，R10からなり第２の定電流源２の
活性化・非活性化の制御をなす制御回路５に供給され
る。この制御回路５は、トランジスタQ6がFF4の出力
に応答してオン状態となってトランジスタQ3，Q4をオフ
状態とすることにより、第２の定電流源２を非活性化状
態とする。
第２の定電流源２におけるエミッタ抵抗R5の両端電圧は
電圧ホロア回路構成のオペアンプOP2の反転入力となっ
ている。オペアンプOP2は抵抗R11，R12による基準電源
電圧Vrefの分圧によって比較基準レベルが設定されてお
り、その比較出力によって第１及び第２の定電流源1,2
の定電流値を設定する電流値設定回路６を構成してい
る。
電圧ホロア回路構成のオペアンプOP2の反転入力となっ
ている。オペアンプOP2は抵抗R11，R12による基準電源
電圧Vrefの分圧によって比較基準レベルが設定されてお
り、その比較出力によって第１及び第２の定電流源1,2
の定電流値を設定する電流値設定回路６を構成してい
る。
コンデンサC1の両端電圧は電圧ホロア回路構成のオペア
ンプOP3を介して第１相の三角波信号φａになると共
に、オペアンプOP4及び抵抗R13，R14からなるインバー
タ７で位相反転されて第１相の三角波信号φａとは逆相
の第２相の三角波信号φｂとなる。これら三角波信号φ
a,φｂには、1/2Vrefの直流バイアスが与えられる。
ンプOP3を介して第１相の三角波信号φａになると共
に、オペアンプOP4及び抵抗R13，R14からなるインバー
タ７で位相反転されて第１相の三角波信号φａとは逆相
の第２相の三角波信号φｂとなる。これら三角波信号φ
a,φｂには、1/2Vrefの直流バイアスが与えられる。
以上により、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の
三角波信号φa,φｂを発生する三角波生成回路８が構成
されている。２相の三角波信号φa,φｂはコンパレータ
COMP3，COMP4からなる比較回路９の上限及び下限の比較
基準入力、即ちコンパレータCOMP3，COMP4の各反転入力
となる。比較回路９の比較入力、即ちコンパレータCOMP
3，COMP4の各非反転入力として負荷である例えばモータ
Ｍの駆動信号が抵抗R15を介して供給される。コンパレ
ータCOMP3，COMP4の各非反転入力端には抵抗R16（R15＝
R16）を介して基準電源電圧Vrefが印加されており、抵
抗R15，R16の各抵抗値が等しく設定されていることで、
駆動信号は比較回路９の比較入力となる時点で1/2Vref
にバイアスされることになる。すなわち、駆動信号の信
号基準レベルが1/2Vrefとなる。これにより、三角波生
成回路８の回路基準レベル、即ち比較回路３の比較基準
レベルと駆動信号の直流バイアスレベル（信号基準レベ
ル）とが共に同一の基準電源電圧Vrefの抵抗分圧によっ
て設定されることになる。従って、電源電圧の変動があ
っても２相の三角波信号φa,φｂと駆動信号との相対的
な信号レベルが常に一定に保たれることになるので、電
源電圧の変動に拘らず常に安定した回路動作が行なわれ
ることになる。
三角波信号φa,φｂを発生する三角波生成回路８が構成
されている。２相の三角波信号φa,φｂはコンパレータ
COMP3，COMP4からなる比較回路９の上限及び下限の比較
基準入力、即ちコンパレータCOMP3，COMP4の各反転入力
となる。比較回路９の比較入力、即ちコンパレータCOMP
3，COMP4の各非反転入力として負荷である例えばモータ
Ｍの駆動信号が抵抗R15を介して供給される。コンパレ
ータCOMP3，COMP4の各非反転入力端には抵抗R16（R15＝
R16）を介して基準電源電圧Vrefが印加されており、抵
抗R15，R16の各抵抗値が等しく設定されていることで、
駆動信号は比較回路９の比較入力となる時点で1/2Vref
にバイアスされることになる。すなわち、駆動信号の信
号基準レベルが1/2Vrefとなる。これにより、三角波生
成回路８の回路基準レベル、即ち比較回路３の比較基準
レベルと駆動信号の直流バイアスレベル（信号基準レベ
ル）とが共に同一の基準電源電圧Vrefの抵抗分圧によっ
て設定されることになる。従って、電源電圧の変動があ
っても２相の三角波信号φa,φｂと駆動信号との相対的
な信号レベルが常に一定に保たれることになるので、電
源電圧の変動に拘らず常に安定した回路動作が行なわれ
ることになる。
コンパレータCOMP3の比較出力はANDゲート10及びNORゲ
ート11の各一入力となり、コンパレータCOMP4の比較出
力はANDゲート10及びNORゲート11の各他入力となる。こ
れにより、ANDゲート10及びNORゲート11の各出力端に
は、モータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパル
ス信号が導出されることになる。
ート11の各一入力となり、コンパレータCOMP4の比較出
力はANDゲート10及びNORゲート11の各他入力となる。こ
れにより、ANDゲート10及びNORゲート11の各出力端に
は、モータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパル
ス信号が導出されることになる。
先述した駆動信号は抵抗R15を介してコンパレータCOMP5
の非反転入力ともなっている。コンパレータCOMP5は1/2
Vrefを反転入力とすることで、駆動信号の信号基準レベ
ルに対する極性を判別する極性判別手段を構成してい
る。コンパレータCOMP5の判別出力はＤ−FF12のデータ
（Ｄ）入力となる。Ｄ−FF12は三角波生成回路８におけ
るRS−FF4のＱ出力（極性反転信号）をトリガ（Ｔ）入
力とし、そのQ,出力はANDゲート13,14の各一入力とな
る。ANDゲート13,14はANDゲート10及びNORゲート11の各
出力、即ち第１及び第２のパルス信号をそれぞれ他入力
としており、Ｄ−FF12のQ,出力に基づいて第１及び第
２のパルス信号のうちのいずれか一方のみを出力するゲ
ート手段を構成している。FF12のＱはモータＭの正方向
駆動を示す信号となり、出力は逆方向駆動を示す信号
となる。その結果、ANDゲート13から出力される第１の
パルス信号は正方向駆動パルスとなり、ANDゲート14か
ら出力される第２のパルス信号は逆方向駆動パルスとな
る。これら駆動パルスはモータドライブ回路15に供給さ
れる。
の非反転入力ともなっている。コンパレータCOMP5は1/2
Vrefを反転入力とすることで、駆動信号の信号基準レベ
ルに対する極性を判別する極性判別手段を構成してい
る。コンパレータCOMP5の判別出力はＤ−FF12のデータ
（Ｄ）入力となる。Ｄ−FF12は三角波生成回路８におけ
るRS−FF4のＱ出力（極性反転信号）をトリガ（Ｔ）入
力とし、そのQ,出力はANDゲート13,14の各一入力とな
る。ANDゲート13,14はANDゲート10及びNORゲート11の各
出力、即ち第１及び第２のパルス信号をそれぞれ他入力
としており、Ｄ−FF12のQ,出力に基づいて第１及び第
２のパルス信号のうちのいずれか一方のみを出力するゲ
ート手段を構成している。FF12のＱはモータＭの正方向
駆動を示す信号となり、出力は逆方向駆動を示す信号
となる。その結果、ANDゲート13から出力される第１の
パルス信号は正方向駆動パルスとなり、ANDゲート14か
ら出力される第２のパルス信号は逆方向駆動パルスとな
る。これら駆動パルスはモータドライブ回路15に供給さ
れる。
モータドライブ回路15において、電源Vccとアースとの
間に第１の一対のNPN形トランジスタQ7，Q8が負荷であ
る例えばモータＭと直列接続され、同様に第２の一対の
NPN形トランジスタQ9，Q10がモータＭと直列接続されて
いる。電源側のトランジスタQ7は抵抗R17〜R19及びPNP
形トランジスタQ11からなるプリドライブ段によって駆
動される。このプリドライブ段にはインバータ16を介し
てANDゲート13からの正方向駆動パルスが供給される。
このとき、抵抗R20，R21及びトランジスタQ12からなる
プリドライブ段にはインバータ17を介してＤ−FF12の
出力が供給される。同様に、電源側のトランジスタQ9は
抵抗R22〜R24及びPNP形トランジスタQ13からなるプリド
ライブ段によって駆動される。このプリドライブ段には
インバータ18を介してANDゲート14からの逆方向駆動パ
ルスが供給される。このとき、抵抗R25，R26及びトラン
ジスタQ14からなるプリドライブ段にはインバータ19を
介してＤ−FF12のＱ出力が供給される。モータＭの両端
とアースとの間には、一方向性素子である例えばショッ
トキーダイオードD1，D2が図示の極性で接続されてい
る。
間に第１の一対のNPN形トランジスタQ7，Q8が負荷であ
る例えばモータＭと直列接続され、同様に第２の一対の
NPN形トランジスタQ9，Q10がモータＭと直列接続されて
いる。電源側のトランジスタQ7は抵抗R17〜R19及びPNP
形トランジスタQ11からなるプリドライブ段によって駆
動される。このプリドライブ段にはインバータ16を介し
てANDゲート13からの正方向駆動パルスが供給される。
このとき、抵抗R20，R21及びトランジスタQ12からなる
プリドライブ段にはインバータ17を介してＤ−FF12の
出力が供給される。同様に、電源側のトランジスタQ9は
抵抗R22〜R24及びPNP形トランジスタQ13からなるプリド
ライブ段によって駆動される。このプリドライブ段には
インバータ18を介してANDゲート14からの逆方向駆動パ
ルスが供給される。このとき、抵抗R25，R26及びトラン
ジスタQ14からなるプリドライブ段にはインバータ19を
介してＤ−FF12のＱ出力が供給される。モータＭの両端
とアースとの間には、一方向性素子である例えばショッ
トキーダイオードD1，D2が図示の極性で接続されてい
る。
すなわち、かかる構成のモータドライブ回路15において
は、電源側のトランジスタQ7，Q9はANDゲート13,14から
の駆動パルスによりデューティコントロールされ、アー
ス側のトランジスタQ8，Q10はＤ−FF12の,Q出力、即
ち駆動信号の信号基準レベルに対する極性判別情報によ
り駆動されることになる。従って、アース側のトランジ
スタQ8，Q10は対応する駆動方向への駆動時には常時ON
状態を維持することになり、電源側のトランジスタQ7，
Q9のみが駆動パルスに応じてON/OFF動作を繰り返すこと
になる。
は、電源側のトランジスタQ7，Q9はANDゲート13,14から
の駆動パルスによりデューティコントロールされ、アー
ス側のトランジスタQ8，Q10はＤ−FF12の,Q出力、即
ち駆動信号の信号基準レベルに対する極性判別情報によ
り駆動されることになる。従って、アース側のトランジ
スタQ8，Q10は対応する駆動方向への駆動時には常時ON
状態を維持することになり、電源側のトランジスタQ7，
Q9のみが駆動パルスに応じてON/OFF動作を繰り返すこと
になる。
次に、本発明によるPWM駆動回路の回路動作について説
明する。
明する。
まず、三角波生成回路８の回路動作を第２図の波形図を
参照しつつ説明する。三角波生成回路８において、第２
の定電流源２が非活性化状態にあるとき、即ちトランジ
スタQ6のオンによりトランジスタQ3，Q4がオフ状態にあ
るとき、コンデンサC1は第１の定電流源１から供給さる
定電流により、第２図（ａ）に示すように、一定の傾斜
角ほもって充電される。コンデンサC1の両端電圧が比較
回路３の上限基準レベルVUに達するとコンパレータCOMP
1が低レベルのパルス（ｂ）を発生し、このパルス
（ｂ）に応答してRS−FF4の出力（ｄ）が低レベルに
遷移する。これにより、トランジスタQ6がオフ状態とな
るので、第２の低電流源２が活性化状態、即ちトランジ
スタQ3，Q4がオン状態となり、第１の定電流源１の定電
流の２倍の電流の吸い込みを行なう。
参照しつつ説明する。三角波生成回路８において、第２
の定電流源２が非活性化状態にあるとき、即ちトランジ
スタQ6のオンによりトランジスタQ3，Q4がオフ状態にあ
るとき、コンデンサC1は第１の定電流源１から供給さる
定電流により、第２図（ａ）に示すように、一定の傾斜
角ほもって充電される。コンデンサC1の両端電圧が比較
回路３の上限基準レベルVUに達するとコンパレータCOMP
1が低レベルのパルス（ｂ）を発生し、このパルス
（ｂ）に応答してRS−FF4の出力（ｄ）が低レベルに
遷移する。これにより、トランジスタQ6がオフ状態とな
るので、第２の低電流源２が活性化状態、即ちトランジ
スタQ3，Q4がオン状態となり、第１の定電流源１の定電
流の２倍の電流の吸い込みを行なう。
その結果、それまで充電状態にあったコンデンサC1は放
電状態に移行し、第２図（ａ）に示すように、充電時と
同じ傾斜角をもって放電が行なわれる。続いて、コンデ
ンサC1の両端電圧が比較回路３の下限基準レベルVLに達
するとコンパレータCOMP2が低レベルのパルス（ｃ）を
発生し、このパルス（ｃ）に応答してRS−FF4の出力
（ｄ）が高いレベルに遷移する。これにより、トランジ
スタQ6がオン状態となり、第２の定電流源２が非活性化
状態となるので、再びコンデンサC1は第１の定電流源１
から供給される定電流により一定の傾斜角をもって充電
されることになる。
電状態に移行し、第２図（ａ）に示すように、充電時と
同じ傾斜角をもって放電が行なわれる。続いて、コンデ
ンサC1の両端電圧が比較回路３の下限基準レベルVLに達
するとコンパレータCOMP2が低レベルのパルス（ｃ）を
発生し、このパルス（ｃ）に応答してRS−FF4の出力
（ｄ）が高いレベルに遷移する。これにより、トランジ
スタQ6がオン状態となり、第２の定電流源２が非活性化
状態となるので、再びコンデンサC1は第１の定電流源１
から供給される定電流により一定の傾斜角をもって充電
されることになる。
このように、第１及び第２の定電流源1,2による定電流
にてコンデンサC1の充放電動作が繰り返されることによ
り、コンデンサC1の両端電圧は、第２図（ａ）に実線で
示す如く三角波状に変化し、オペアンプOP3を介して第
１相の三角波信号φａとして出力され、又インバータ７
で位相反転されることにより、第２図（ａ）に破線で示
す如く第１相の三角波信号φａとピーク値が等しくかつ
逆相の第２相の三角波信号φｂとして出力されることに
なる。この２相の三角波信号φa,φｂは比較回路９の基
準入力となる。比較回路９の比較入力としては、1/2Vre
fの信号基準レベルを有するモータＭの駆動信号が供給
される。ここで、モータＭが例えばコンパクトディスク
を回転駆動するスピンドルモータである場合には、ディ
スクからの再生同期信号と基準同期信号との比較によっ
て得られるエラー信号が上記駆動信号となり、このエラ
ー信号に基づいてスピンドルモータの駆動制御が行なわ
れることになる。これがいわゆるスピンドルサーボであ
る。
にてコンデンサC1の充放電動作が繰り返されることによ
り、コンデンサC1の両端電圧は、第２図（ａ）に実線で
示す如く三角波状に変化し、オペアンプOP3を介して第
１相の三角波信号φａとして出力され、又インバータ７
で位相反転されることにより、第２図（ａ）に破線で示
す如く第１相の三角波信号φａとピーク値が等しくかつ
逆相の第２相の三角波信号φｂとして出力されることに
なる。この２相の三角波信号φa,φｂは比較回路９の基
準入力となる。比較回路９の比較入力としては、1/2Vre
fの信号基準レベルを有するモータＭの駆動信号が供給
される。ここで、モータＭが例えばコンパクトディスク
を回転駆動するスピンドルモータである場合には、ディ
スクからの再生同期信号と基準同期信号との比較によっ
て得られるエラー信号が上記駆動信号となり、このエラ
ー信号に基づいてスピンドルモータの駆動制御が行なわ
れることになる。これがいわゆるスピンドルサーボであ
る。
第３図において、２相の三角波信号φa,φｂのクロス点
が1/2Vrefレベルとなっており、この1/2Vrefレベルに対
して駆動信号の信号レベルが高い場合及び低い場合のPW
M動作について以下に説明する。
が1/2Vrefレベルとなっており、この1/2Vrefレベルに対
して駆動信号の信号レベルが高い場合及び低い場合のPW
M動作について以下に説明する。
比較回路９において、まず、駆動信号の信号レベルが図
（ａ）に一点鎖線で示す如く1/2Vrefレベルより高い場
合には、コンパレータCOMP3の出力（ｂ）は駆動信号の
信号レベルに対し第１相の三角波信号φａの信号レベル
が低くなった時点t1で低レベルから高レベルに遷移し、
三角波信号φａの信号レベルが駆動信号の信号レベルを
越える時点t4まで高レベルを維持する。また、コンパレ
ータCOMP4の出力（ｃ）は、第２相の三角波信号φｂの
信号レベルが駆動信号の信号レベルを越えた時点t2で高
レベルから低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルよ
り低くなった時点t3で再び高レベルに遷移する。
（ａ）に一点鎖線で示す如く1/2Vrefレベルより高い場
合には、コンパレータCOMP3の出力（ｂ）は駆動信号の
信号レベルに対し第１相の三角波信号φａの信号レベル
が低くなった時点t1で低レベルから高レベルに遷移し、
三角波信号φａの信号レベルが駆動信号の信号レベルを
越える時点t4まで高レベルを維持する。また、コンパレ
ータCOMP4の出力（ｃ）は、第２相の三角波信号φｂの
信号レベルが駆動信号の信号レベルを越えた時点t2で高
レベルから低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルよ
り低くなった時点t3で再び高レベルに遷移する。
一方、駆動信号の信号レベルが図（ａ）に二点鎖線で示
す如く1/2Vrefレベルより低くかつ例えば上記の場合と
同一の絶対値レベルを有する場合には、コンパレータCO
MP3の出力（ｄ）は第１相の三角波信号φａの信号レベ
ルが駆動信号の信号レベルを越えた時点t2で低レベルか
ら高レベルに遷移し、三角波信号φａの信号レベルが駆
動信号の信号レベルを越える時点t3まで高レベルを維持
する。また、コンパレータCOMP4の出力（ｅ）は、第２
相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信号の信号レベ
ルを越えた時点t1で高レベルから低レベルに遷移し、駆
動信号の信号レベルより低くなった時点t4で再び高レベ
ルに遷移する。
す如く1/2Vrefレベルより低くかつ例えば上記の場合と
同一の絶対値レベルを有する場合には、コンパレータCO
MP3の出力（ｄ）は第１相の三角波信号φａの信号レベ
ルが駆動信号の信号レベルを越えた時点t2で低レベルか
ら高レベルに遷移し、三角波信号φａの信号レベルが駆
動信号の信号レベルを越える時点t3まで高レベルを維持
する。また、コンパレータCOMP4の出力（ｅ）は、第２
相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信号の信号レベ
ルを越えた時点t1で高レベルから低レベルに遷移し、駆
動信号の信号レベルより低くなった時点t4で再び高レベ
ルに遷移する。
コンパレータCOMP3，COMP4の各出力はANDゲート10及びN
ORゲート11の２入力となっており、ANDゲート10は２入
力が共に高レベルのとき、即ち駆動信号の信号レベルが
1/2Vrefレベルより高いとき高レベルのパルス（ｆ）を
出力し、NORゲート11は２入力が共に低レベルのとき、
即ち駆動信号の信号レベルが1/2Vrefレベルより低いと
き高レベルのパルス（ｇ）を出力する。従って、ANDゲ
ート10及びNORゲート11はモータＭの駆動方向に対応し
たパルス信号（ｆ），（ｇ）を出力することになる。な
お、ここでは駆動信号の信号レベルが一定の場合につい
て説明したので、パルス信号（ｆ），（ｇ）のパルス幅
が一定となっているが、このパルス幅が駆動信号の信号
レベルに応じて変化することは容易に理解できる。
ORゲート11の２入力となっており、ANDゲート10は２入
力が共に高レベルのとき、即ち駆動信号の信号レベルが
1/2Vrefレベルより高いとき高レベルのパルス（ｆ）を
出力し、NORゲート11は２入力が共に低レベルのとき、
即ち駆動信号の信号レベルが1/2Vrefレベルより低いと
き高レベルのパルス（ｇ）を出力する。従って、ANDゲ
ート10及びNORゲート11はモータＭの駆動方向に対応し
たパルス信号（ｆ），（ｇ）を出力することになる。な
お、ここでは駆動信号の信号レベルが一定の場合につい
て説明したので、パルス信号（ｆ），（ｇ）のパルス幅
が一定となっているが、このパルス幅が駆動信号の信号
レベルに応じて変化することは容易に理解できる。
再び第１図において、駆動信号の極性及び信号レベルに
応じたパルス幅の２つのパルス信号がANDゲート10及びN
ORゲート11から出力され、ANDゲート13,14の各一入力と
なる。駆動信号はコンパレータCOMP5の比較入力ともな
って、信号基準レベルに対する極性が判別される。この
コンパレータCOMP5の比較出力をデータ入力とするＤ−F
F12は、三角波生成回路８におけるRS−FF4のＱ出力（極
性反転信号）をトリガ入力としており、当該Ｑ出力の立
下がりのタイミングでQ,出力を発生する。このQ,出
力はゲート制御信号としてANDゲート13,14に供給される
と共に、モータドライブ回路15のアース側トランジスタ
Q10，Q8の駆動信号ともなる。ANDゲート13,14から出力
される駆動方向に対応した駆動パルスはモータドライブ
回路15の電源側トランジスタQ7，Q9の駆動信号となる。
応じたパルス幅の２つのパルス信号がANDゲート10及びN
ORゲート11から出力され、ANDゲート13,14の各一入力と
なる。駆動信号はコンパレータCOMP5の比較入力ともな
って、信号基準レベルに対する極性が判別される。この
コンパレータCOMP5の比較出力をデータ入力とするＤ−F
F12は、三角波生成回路８におけるRS−FF4のＱ出力（極
性反転信号）をトリガ入力としており、当該Ｑ出力の立
下がりのタイミングでQ,出力を発生する。このQ,出
力はゲート制御信号としてANDゲート13,14に供給される
と共に、モータドライブ回路15のアース側トランジスタ
Q10，Q8の駆動信号ともなる。ANDゲート13,14から出力
される駆動方向に対応した駆動パルスはモータドライブ
回路15の電源側トランジスタQ7，Q9の駆動信号となる。
モータドライブ回路15においては、先述したように、電
源側のトランジスタQ7，Q9はANDゲート13,14からの駆動
パルスによりデューティコントロールされ、アース側の
トランジスタQ8，Q10はＤ−FF12の,Q出力、即ち駆動
信号の信号基準レベルに対する極性判別情報により駆動
されることになる。ここで、正方向駆動の場合について
説明するならば、アース側のトランジスタQ8はＤ−FF12
の出力により当該駆動方向の駆動期間の間常時ON状態
にあり、電源側のトランジスタQ7はANDゲート13からの
駆動パルスに応答してON/OFF動作を繰り返すことにな
る。
源側のトランジスタQ7，Q9はANDゲート13,14からの駆動
パルスによりデューティコントロールされ、アース側の
トランジスタQ8，Q10はＤ−FF12の,Q出力、即ち駆動
信号の信号基準レベルに対する極性判別情報により駆動
されることになる。ここで、正方向駆動の場合について
説明するならば、アース側のトランジスタQ8はＤ−FF12
の出力により当該駆動方向の駆動期間の間常時ON状態
にあり、電源側のトランジスタQ7はANDゲート13からの
駆動パルスに応答してON/OFF動作を繰り返すことにな
る。
ここで、アース側のトランジスタQ8のON状態において電
源側のトランジスタQ7がON状態からOFF状態に移行した
場合、モータＭのコイルに蓄えられていたエネルギーが
逆起電力としてトランジスタQ8→ショットキーダイオー
ドD1→モータＭの閉ループを流れ、モータＭの抵抗で駆
動エネルギーとして消費されることになる。この閉ルー
プではショットキーダイオードD1の電圧降下分が先述し
た（７）式におけるVFとなり、ダイオード１個分に相当
するので、逆起電力によるエネルギー損失は第４図に示
した従来のパワードライブ段におけるそれに比して低下
することになる。また、ショットキーダイオードD1のVF
を約0.4Vとすると、効率ηは（７）式より約83.4％とな
り、大幅に向上することになる。
源側のトランジスタQ7がON状態からOFF状態に移行した
場合、モータＭのコイルに蓄えられていたエネルギーが
逆起電力としてトランジスタQ8→ショットキーダイオー
ドD1→モータＭの閉ループを流れ、モータＭの抵抗で駆
動エネルギーとして消費されることになる。この閉ルー
プではショットキーダイオードD1の電圧降下分が先述し
た（７）式におけるVFとなり、ダイオード１個分に相当
するので、逆起電力によるエネルギー損失は第４図に示
した従来のパワードライブ段におけるそれに比して低下
することになる。また、ショットキーダイオードD1のVF
を約0.4Vとすると、効率ηは（７）式より約83.4％とな
り、大幅に向上することになる。
なお、上記実施例では、コンパクトディスクを回転駆動
するスピンドルモータの駆動回路の適用した場合につい
て説明したが、これに限定されるものではなく、ピック
アップを駆動するキャリッジモータ、ピックアップにお
ける情報読取光のフォーカスやトラッキングの制御をな
すフォーカスアクチュエータやトラッキングアクチュエ
ータの駆動回路にも適用可能であり、又コンパクトディ
スクプリーヤのみならず種々の機器における各種負荷の
駆動回路にも広く適用できるものである。
するスピンドルモータの駆動回路の適用した場合につい
て説明したが、これに限定されるものではなく、ピック
アップを駆動するキャリッジモータ、ピックアップにお
ける情報読取光のフォーカスやトラッキングの制御をな
すフォーカスアクチュエータやトラッキングアクチュエ
ータの駆動回路にも適用可能であり、又コンパクトディ
スクプリーヤのみならず種々の機器における各種負荷の
駆動回路にも広く適用できるものである。
発明の効果 以上説明したように、本発明によるPWM駆動回路によれ
ば、電源側にNPN形トランジスタを用いたパワードライ
ブ段において、負荷の両端とアースとの間に逆起電力吸
収用一方向性素子を接続し、電源側のトランジスタをパ
ルス信号によって駆動し、アース側のトランジスタを負
荷の駆動方向を示す信号によって駆動するように構成し
たので、逆起電力吸収用ダイオード（一方向性素子）で
の逆起電力によるエネルギーの損失分を低減でき、負荷
の駆動効率の向上を図れることになる。
ば、電源側にNPN形トランジスタを用いたパワードライ
ブ段において、負荷の両端とアースとの間に逆起電力吸
収用一方向性素子を接続し、電源側のトランジスタをパ
ルス信号によって駆動し、アース側のトランジスタを負
荷の駆動方向を示す信号によって駆動するように構成し
たので、逆起電力吸収用ダイオード（一方向性素子）で
の逆起電力によるエネルギーの損失分を低減でき、負荷
の駆動効率の向上を図れることになる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図における三角波生成回路の回路動作を説明するための
各部波形図、第３図はPWM動作による負荷の駆動方向に
対応した２つのパルス信号の生成動作を説明するための
各部波形図、第４図はPWM駆動回路におけるパワードラ
イブ段の従来例示す回路図、第５図はかかる駆動回路の
入出力特性を示す図、第６図はそのゲイン特性を示す
図、第７図はかかる駆動回路の等価回路図、第８図は駆
動パルスに対する応答波形図である。 主要部分の符号の説明 １……第１の定電流源 ２……第２の定電流源 3,9……比較回路 ８……三角波生成回路 15……モータドライブ回路
図における三角波生成回路の回路動作を説明するための
各部波形図、第３図はPWM動作による負荷の駆動方向に
対応した２つのパルス信号の生成動作を説明するための
各部波形図、第４図はPWM駆動回路におけるパワードラ
イブ段の従来例示す回路図、第５図はかかる駆動回路の
入出力特性を示す図、第６図はそのゲイン特性を示す
図、第７図はかかる駆動回路の等価回路図、第８図は駆
動パルスに対する応答波形図である。 主要部分の符号の説明 １……第１の定電流源 ２……第２の定電流源 3,9……比較回路 ８……三角波生成回路 15……モータドライブ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松本 功 埼玉県川越市大字山田字西町25番地１ パ イオニア株式会社川越工場内 審判の合議体 審判長 逸見 輝雄 審判官 鈴木 朗 審判官 立川 功 (56)参考文献 特開 昭60−153219（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−26572（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−31381（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−62647（ＪＰ，Ａ) 実開 昭53−77653（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭52−55155（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭52−46655（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】負荷と共に電源とアース間に直列接続され
各々作動状態となることにより前記負荷に正方向の駆動
電流を供給する第１の一対のトランジスタと、前記負荷
と共に電源とアース間に直列接続され各々作動状態とな
ることにより前記負荷に逆方向の駆動電流を供給する第
２の一対のトランジスタとを含み、駆動信号の信号レベ
ルに応じたパルス幅のパルス信号に基づいて前記負荷を
スイッチング駆動するPWM駆動回路であって、 所定基準レベルを中心とし、所定の最大値及び最小値を
ピーク値とする互いに逆相の２相の三角波信号を発生す
る手段と、 前記駆動信号が前記２相の三角波信号のいずれよりも大
きいとき第１信号を出力し、駆動信号が２相の三角波信
号のいずれよりも小さいとき第２信号を出力する比較手
段と、 前記駆動信号の所定基準レベルに対する極性を判別し前
記三角波信号のピーク毎に正方向許可信号または逆方向
許可信号を発生する極性判別手段と、 前記比較手段と極性判別手段の各出力信号を入力として
前記正方向許可信号が発生しているときに前記第１信号
を前記負荷の正方向に対応する駆動パルス信号として出
力し、前記逆方向許可信号が発生しているときに前記第
２信号を前記負荷の逆方向に対応する駆動パルス信号と
して出力する駆動パルス発生手段と、 前記負荷の両端とアースとの間に接続された第１、第２
のフライホイールダイオードを備え、 前記駆動パルス信号によって前記第１、第２の一対のト
ランジスタのうち電源側のトランジスタを駆動し、前記
極性判別手段の判別出力によって前記第１、第２の一対
のトランジスタのうちアース側のトランジスタを飽和領
域で駆動することを特徴とするPWM駆動回路。 - 【請求項２】前記第１、第２のフライホイールダイオー
ドはショットキーダイオードであることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のPWM駆動回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60145079A JPH0763136B2 (ja) | 1985-07-02 | 1985-07-02 | Ｐｗｍ駆動回路 |
| EP86305141A EP0208508B1 (en) | 1985-07-02 | 1986-07-02 | Pulse-width modulation drive circuit |
| US06/881,540 US4823056A (en) | 1985-07-02 | 1986-07-02 | Pulse-width modulation drive circuit |
| DE86305141T DE3689210T2 (de) | 1985-07-02 | 1986-07-02 | Pulsbreitenmodulationsansteuerschaltung. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60145079A JPH0763136B2 (ja) | 1985-07-02 | 1985-07-02 | Ｐｗｍ駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS626527A JPS626527A (ja) | 1987-01-13 |
| JPH0763136B2 true JPH0763136B2 (ja) | 1995-07-05 |
Family
ID=15376895
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60145079A Expired - Lifetime JPH0763136B2 (ja) | 1985-07-02 | 1985-07-02 | Ｐｗｍ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0763136B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60153219A (ja) * | 1984-01-23 | 1985-08-12 | Tamagawa Seiki Kk | パルス巾変調信号発生回路 |
-
1985
- 1985-07-02 JP JP60145079A patent/JPH0763136B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS626527A (ja) | 1987-01-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |