JP3433109B2 - モータ駆動回路 - Google Patents
モータ駆動回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ファンの静音化の
為のモータ駆動回路に関する。
為のモータ駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のモータ駆動回路を示す回路
ブロック図である。
ブロック図である。
【０００３】図５において、駆動コイル（１）（２）
は、構造上はモータを構成するステータ側に固着され、
配線上は一端が電源ＶＣＣを介して接地され、電気角１
８０度毎に駆動電流ＩＬ１、ＩＬ２が相補的に流れるも
のである。ホール素子（３）は、構造上はモータを構成
するステータ側の所定位置に固着され、配線上は電源Ｖ
ＣＣと接地との間に接続されて電源が供給され、ステー
タ及びロータの相対的位置関係に応じて各々逆相の正弦
波信号Ｈ＋、Ｈ−を出力するものである。増幅器（４）
は正弦波信号Ｈ＋と逆相の正弦波信号Ｈ−とを比較し、
矩形波信号を出力するものである。制御回路（５）は、
増幅器（４）から出力される正弦波信号Ａを基に逆相の
矩形波信号Ｂを作成し、両方の矩形波信号Ａ，Ｂを電流
増幅した後に出力するものである。ＮＰＮ型トランジス
タ（６）（７）はダーリントン接続された状態で駆動コ
イル（１）の他端と接地との間に接続され、ＮＰＮ型ト
ランジスタ（６）のベースに矩形波信号Ａのハイレベル
が供給された時、ＮＰＮ型トランジスタ（６）（７）が
オンして駆動コイル（１）に駆動電流ＩＬ１を流すもの
である。同様に、ＮＰＮ型トランジスタ（８）（９）は
ダーリントン接続された状態で駆動コイル（２）の他端
と接地との間に接続され、ＮＰＮ型トランジスタ（８）
のベースに矩形波信号Ｂのハイレベルが供給された時、
ＮＰＮ型トランジスタ（８）（９）がオンして駆動コイ
ル（２）に駆動電流ＩＬ２を流すものである。そして、
駆動電流ＩＬ１，ＩＬ２が駆動コイル（１）（２）に交
互に流れることによりモータは回転する。
は、構造上はモータを構成するステータ側に固着され、
配線上は一端が電源ＶＣＣを介して接地され、電気角１
８０度毎に駆動電流ＩＬ１、ＩＬ２が相補的に流れるも
のである。ホール素子（３）は、構造上はモータを構成
するステータ側の所定位置に固着され、配線上は電源Ｖ
ＣＣと接地との間に接続されて電源が供給され、ステー
タ及びロータの相対的位置関係に応じて各々逆相の正弦
波信号Ｈ＋、Ｈ−を出力するものである。増幅器（４）
は正弦波信号Ｈ＋と逆相の正弦波信号Ｈ−とを比較し、
矩形波信号を出力するものである。制御回路（５）は、
増幅器（４）から出力される正弦波信号Ａを基に逆相の
矩形波信号Ｂを作成し、両方の矩形波信号Ａ，Ｂを電流
増幅した後に出力するものである。ＮＰＮ型トランジス
タ（６）（７）はダーリントン接続された状態で駆動コ
イル（１）の他端と接地との間に接続され、ＮＰＮ型ト
ランジスタ（６）のベースに矩形波信号Ａのハイレベル
が供給された時、ＮＰＮ型トランジスタ（６）（７）が
オンして駆動コイル（１）に駆動電流ＩＬ１を流すもの
である。同様に、ＮＰＮ型トランジスタ（８）（９）は
ダーリントン接続された状態で駆動コイル（２）の他端
と接地との間に接続され、ＮＰＮ型トランジスタ（８）
のベースに矩形波信号Ｂのハイレベルが供給された時、
ＮＰＮ型トランジスタ（８）（９）がオンして駆動コイ
ル（２）に駆動電流ＩＬ２を流すものである。そして、
駆動電流ＩＬ１，ＩＬ２が駆動コイル（１）（２）に交
互に流れることによりモータは回転する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図６は前記駆動電流Ｉ
Ｌ１，ＩＬ２を示す波形図である。駆動電流ＩＬ１，Ｉ
Ｌ２（＝ＩＬ）は次式で表される。
Ｌ１，ＩＬ２を示す波形図である。駆動電流ＩＬ１，Ｉ
Ｌ２（＝ＩＬ）は次式で表される。
【０００５】ＩＬ＝（ＶＣＣ−Ｖｓａｔ−Ｅｃ）／ＲＬ
但し、ＶＣＣ……電源電圧
Ｖｓａｔ…駆動トランジスタ（７）（９）の飽和電圧
Ｅｃ………逆起電圧
ＲＬ………駆動コイル（１）（２）の成分抵抗
さて、モータの回転中において、駆動電流ＩＬ１，ＩＬ
２を切り換える相切り換え点近傍Ｔでは、逆起電圧Ｅｃ
が小さくなる為、駆動電流ＩＬは大きくなる。しかし、
相切り換え点近傍Ｔでの駆動電流ＩＬでは、元々モータ
の回転トルク発生効率が悪く、駆動電流ＩＬの大きさが
災いして駆動電流ＩＬの急激な変化に伴いモータの回転
トルクが変動してモータの振動音を誘発する問題があっ
た。
２を切り換える相切り換え点近傍Ｔでは、逆起電圧Ｅｃ
が小さくなる為、駆動電流ＩＬは大きくなる。しかし、
相切り換え点近傍Ｔでの駆動電流ＩＬでは、元々モータ
の回転トルク発生効率が悪く、駆動電流ＩＬの大きさが
災いして駆動電流ＩＬの急激な変化に伴いモータの回転
トルクが変動してモータの振動音を誘発する問題があっ
た。
【０００６】そこで、本発明は、モータの静音化を図る
モータ駆動回路を提供することを目的とする。
モータ駆動回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決する為に創作されたものであり、モータを構成する
ステータ及びロータの相対的位置関係に応じてホール素
子が発生する正弦波信号に基づいて、第１コイル及び第
２コイルを相補的に駆動する第１駆動トランジスタ及び
第２駆動トランジスタを有するモータ駆動回路におい
て、前記正弦波信号に基づいて、前記第１及び第２コイ
ルの駆動を切り換えるタイミングで制御パルスを発生す
る制御パルス発生回路と、所定時定数に従って充電を行
い前記制御パルスが供給された時点で放電を行い鋸歯状
波信号を発生する鋸歯状波信号発生回路と、前記鋸歯状
波信号と前記鋸歯状波信号の最小電圧より高い基準電圧
とを比較し、前記鋸歯状波信号が放電された時点から所
定幅だけ一方側の論理レベルを出力する第１比較回路
と、前記正弦波信号の絶対値信号の増幅信号に対し、前
記一方側の論理レベルの終縁でサンプルホールドを行い
その時の振幅を保持し、その後、前記一方側の論理レベ
ルの始縁で前記保持振幅を零とすることにより台形波信
号を出力するサンプルホールド回路と、前記絶対値信号
と前記台形波信号とを比較し、前記第１及び第２コイル
の相切り換え点近傍において前記第１及び第２駆動トラ
ンジスタを同時オフさせる為の信号を出力する第２比較
回路と、を備えたことを特徴とする。
解決する為に創作されたものであり、モータを構成する
ステータ及びロータの相対的位置関係に応じてホール素
子が発生する正弦波信号に基づいて、第１コイル及び第
２コイルを相補的に駆動する第１駆動トランジスタ及び
第２駆動トランジスタを有するモータ駆動回路におい
て、前記正弦波信号に基づいて、前記第１及び第２コイ
ルの駆動を切り換えるタイミングで制御パルスを発生す
る制御パルス発生回路と、所定時定数に従って充電を行
い前記制御パルスが供給された時点で放電を行い鋸歯状
波信号を発生する鋸歯状波信号発生回路と、前記鋸歯状
波信号と前記鋸歯状波信号の最小電圧より高い基準電圧
とを比較し、前記鋸歯状波信号が放電された時点から所
定幅だけ一方側の論理レベルを出力する第１比較回路
と、前記正弦波信号の絶対値信号の増幅信号に対し、前
記一方側の論理レベルの終縁でサンプルホールドを行い
その時の振幅を保持し、その後、前記一方側の論理レベ
ルの始縁で前記保持振幅を零とすることにより台形波信
号を出力するサンプルホールド回路と、前記絶対値信号
と前記台形波信号とを比較し、前記第１及び第２コイル
の相切り換え点近傍において前記第１及び第２駆動トラ
ンジスタを同時オフさせる為の信号を出力する第２比較
回路と、を備えたことを特徴とする。
【０００８】また、前記モータ駆動回路は、前記正弦波
信号の振幅及び周期に関わらず、前記第１及び第２駆動
トランジスタの同時オフ時間を一定とする手段を更に備
えてもよい。
信号の振幅及び周期に関わらず、前記第１及び第２駆動
トランジスタの同時オフ時間を一定とする手段を更に備
えてもよい。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の詳細を図面に従って具体
的に説明する。
的に説明する。
【００１０】図１は本発明のモータ駆動回路を示す回路
ブロック図である。尚、図１の中で図５と同じ素子には
同じ番号を記しその説明を省略する。また、図２は図１
の動作を示す波形図である。
ブロック図である。尚、図１の中で図５と同じ素子には
同じ番号を記しその説明を省略する。また、図２は図１
の動作を示す波形図である。
【００１１】図１において、制御回路（１０）は増幅器
（４）から出力された正弦波信号を矩形波信号Ａに波形
変換するものである。制御パルス発生回路（１１）は、
矩形波信号Ａが供給され、矩形波信号Ａの立上り時点及
び立下り時点で制御パルスＢを発生するものである。抵
抗（１２）及びコンデンサ（１３）は時定数回路を構成
し、抵抗（１２）の抵抗値及びコンデンサ（１３）の容
量に従って充電を行う。充放電制御回路（１４）は、制
御パルス発生回路（１１）と接続され、制御パルスＢが
供給された時、コンデンサ（１３）の蓄積電荷を放電す
るものである。尚、放電時、コンデンサ（１３）の蓄積
電荷の最小値は電圧Ｖ１に制限され、電圧Ｖ１未満とな
ることはない。従って、抵抗（１２）及びコンデンサ
（１３）の接続点からは相切り換え毎に最小電圧Ｖ１ま
で放電を行う鋸歯状波信号Ｃが発生する。抵抗（１５）
（１６）は電源ＶＣＣと接地との間に直列接続され、接
続中点から電圧Ｖ１より高い電圧Ｖ２を発生する。第１
比較器（１７）は鋸歯状波信号Ｃと電圧Ｖ２とを比較す
る。即ち、第１比較器（１７）は、電圧Ｖ２が鋸歯状波
信号Ｃより高い期間はハイレベルとなり、電圧Ｖ２が鋸
歯状波信号Ｃより低い期間はローレベルとなる第１比較
信号Ｄを出力する。
（４）から出力された正弦波信号を矩形波信号Ａに波形
変換するものである。制御パルス発生回路（１１）は、
矩形波信号Ａが供給され、矩形波信号Ａの立上り時点及
び立下り時点で制御パルスＢを発生するものである。抵
抗（１２）及びコンデンサ（１３）は時定数回路を構成
し、抵抗（１２）の抵抗値及びコンデンサ（１３）の容
量に従って充電を行う。充放電制御回路（１４）は、制
御パルス発生回路（１１）と接続され、制御パルスＢが
供給された時、コンデンサ（１３）の蓄積電荷を放電す
るものである。尚、放電時、コンデンサ（１３）の蓄積
電荷の最小値は電圧Ｖ１に制限され、電圧Ｖ１未満とな
ることはない。従って、抵抗（１２）及びコンデンサ
（１３）の接続点からは相切り換え毎に最小電圧Ｖ１ま
で放電を行う鋸歯状波信号Ｃが発生する。抵抗（１５）
（１６）は電源ＶＣＣと接地との間に直列接続され、接
続中点から電圧Ｖ１より高い電圧Ｖ２を発生する。第１
比較器（１７）は鋸歯状波信号Ｃと電圧Ｖ２とを比較す
る。即ち、第１比較器（１７）は、電圧Ｖ２が鋸歯状波
信号Ｃより高い期間はハイレベルとなり、電圧Ｖ２が鋸
歯状波信号Ｃより低い期間はローレベルとなる第１比較
信号Ｄを出力する。
【００１２】絶対値回路（１８）はホール素子（３）が
出力する正弦波信号Ｈ＋、Ｈ−に対し振幅中点を境に絶
対値を取った絶対値信号Ｅを出力する。増幅器（１９）
は抵抗（２０）（２１）の抵抗値で定まる増幅率で絶対
値信号Ｅを増幅した増幅信号Ｆを出力する。絶対値信号
Ｅ及び増幅信号Ｆの直流基準電圧は基準電源(３２)によ
り定まる。尚、増幅信号Ｆは、後述するサンプルホール
ド回路に制御パルスＢ及び比較信号Ｄが作用しない場合
の波形である。サンプルホールド回路（２２）は、増幅
信号Ｆを比較信号Ｄの立下りでサンプルホールドして保
持し、その後、増幅信号Ｆを比較信号Ｄの立上りで絶対
値信号Ｅの最小電圧まで下降させた台形波信号Ｇを出力
するものである。第２比較器（２３）は絶対値信号Ｅと
台形波信号Ｇとを比較し、台形波信号Ｇが絶対値信号Ｅ
より高い期間はローレベルとなり、台形波信号Ｇが絶対
値信号Ｅより低い期間はハイレベルとなる第２比較信号
Ｈを出力する。制御回路（１０）は第２比較信号Ｈが供
給され、第２比較信号Ｈを基に、第１駆動トランジスタ
（７）をオンする為の第１駆動信号Ｉと第２駆動トラン
ジスタ（９）をオンする為の第２駆動信号Ｊを出力す
る。これより、駆動コイル（１）（２）には駆動電流Ｉ
Ｌ１，ＩＬ２が流れ、モータは回転する。
出力する正弦波信号Ｈ＋、Ｈ−に対し振幅中点を境に絶
対値を取った絶対値信号Ｅを出力する。増幅器（１９）
は抵抗（２０）（２１）の抵抗値で定まる増幅率で絶対
値信号Ｅを増幅した増幅信号Ｆを出力する。絶対値信号
Ｅ及び増幅信号Ｆの直流基準電圧は基準電源(３２)によ
り定まる。尚、増幅信号Ｆは、後述するサンプルホール
ド回路に制御パルスＢ及び比較信号Ｄが作用しない場合
の波形である。サンプルホールド回路（２２）は、増幅
信号Ｆを比較信号Ｄの立下りでサンプルホールドして保
持し、その後、増幅信号Ｆを比較信号Ｄの立上りで絶対
値信号Ｅの最小電圧まで下降させた台形波信号Ｇを出力
するものである。第２比較器（２３）は絶対値信号Ｅと
台形波信号Ｇとを比較し、台形波信号Ｇが絶対値信号Ｅ
より高い期間はローレベルとなり、台形波信号Ｇが絶対
値信号Ｅより低い期間はハイレベルとなる第２比較信号
Ｈを出力する。制御回路（１０）は第２比較信号Ｈが供
給され、第２比較信号Ｈを基に、第１駆動トランジスタ
（７）をオンする為の第１駆動信号Ｉと第２駆動トラン
ジスタ（９）をオンする為の第２駆動信号Ｊを出力す
る。これより、駆動コイル（１）（２）には駆動電流Ｉ
Ｌ１，ＩＬ２が流れ、モータは回転する。
【００１３】以上より、駆動コイル（１）（２）の通電
の相切り換え点近傍において、第１駆動信号Ｉ及び第２
駆動信号Ｊが共にローレベルとなるのに伴い、第１及び
第２駆動トランジスタ（７）（９）は共にオフする。従
って、駆動電流ＩＬ１，ＩＬ２は逆起電圧Ｅｃが小さく
なる前に零となる為、駆動電流ＩＬ１，ＩＬ２が高いレ
ベルから急激に立下る不都合を防止でき、これよりモー
タの静音化が可能となる。また、ホール素子（３）の特
性ばらつきに伴い正弦波信号Ｈ＋、Ｈ−の振幅が変動し
た場合、或いは、モータの回転速度に変化に伴い正弦波
信号Ｈ＋、Ｈ−の周期が変動した場合であっても、第１
及び第２駆動トランジスタ（７）（９）の同時オフ期間
を一定とでき、駆動電流ＩＬの急峻な立上りを防止でき
る為、可変速モータの静音化に適する。
の相切り換え点近傍において、第１駆動信号Ｉ及び第２
駆動信号Ｊが共にローレベルとなるのに伴い、第１及び
第２駆動トランジスタ（７）（９）は共にオフする。従
って、駆動電流ＩＬ１，ＩＬ２は逆起電圧Ｅｃが小さく
なる前に零となる為、駆動電流ＩＬ１，ＩＬ２が高いレ
ベルから急激に立下る不都合を防止でき、これよりモー
タの静音化が可能となる。また、ホール素子（３）の特
性ばらつきに伴い正弦波信号Ｈ＋、Ｈ−の振幅が変動し
た場合、或いは、モータの回転速度に変化に伴い正弦波
信号Ｈ＋、Ｈ−の周期が変動した場合であっても、第１
及び第２駆動トランジスタ（７）（９）の同時オフ期間
を一定とでき、駆動電流ＩＬの急峻な立上りを防止でき
る為、可変速モータの静音化に適する。
【００１４】さて、図１の鋸歯状波信号Ｃ、台形波信号
Ｇに関し、一実施回路を用いて信号出力動作を説明す
る。
Ｇに関し、一実施回路を用いて信号出力動作を説明す
る。
【００１５】図３は充放電制御回路（１４）の一実施例
を示す回路図である。図３はトランジスタ（２４）のオ
ンオフに応じて互いに同電位のトランジスタ（２５）の
ベース電圧及びトランジスタ（２６）のエミッタ電圧を
変動させるものである。
を示す回路図である。図３はトランジスタ（２４）のオ
ンオフに応じて互いに同電位のトランジスタ（２５）の
ベース電圧及びトランジスタ（２６）のエミッタ電圧を
変動させるものである。
【００１６】図３において、制御パルスＢが発生しない
時、トランジスタ（２４）がオフし、トランジスタ（２
５）のベース電圧及びトランジスタ（２６）のエミッタ
電圧はは電源ＶＣＣから抵抗（２８）の両端電圧を減算
した電圧Ｖｍａｘとなる。従って、コンデンサ（１３）
は抵抗（１２）の抵抗値及びコンデンサ（１３）の容量
で定まる時定数で充電を行い、コンデンサ（１３）の端
子電圧は上昇する。尚、制御パルスＢの発生周期はモー
タの回転数に応じて変化するが、前記時定数は、コンデ
ンサ（１３）の充電電圧が制御パルスＢの発生周期の途
中で電圧Ｖｍａｘに達することのない値に設定される。
一方、制御パルスＢが発生した時、トランジスタ（２
４）がオンし、トランジスタ（２５）のベース電圧及び
トランジスタ（２６）のエミッタ電圧は抵抗（２８）
（２９）の分圧電圧Ｖ１（＜Ｖｍａｘ）となる。この
時、コンデンサ（１３）の非接地側電圧は電圧Ｖ１より
高い為、コンデンサ（１３）の蓄積電荷はトランジスタ
（２７）を介して電圧Ｖ１まで放電される。この動作を
繰り返し、鋸歯状波信号Ｃが発生する。図４は増幅器
（１９）、サンプルホールド回路（２２）、比較器（２
３）の一実施例を示す回路図である。
時、トランジスタ（２４）がオフし、トランジスタ（２
５）のベース電圧及びトランジスタ（２６）のエミッタ
電圧はは電源ＶＣＣから抵抗（２８）の両端電圧を減算
した電圧Ｖｍａｘとなる。従って、コンデンサ（１３）
は抵抗（１２）の抵抗値及びコンデンサ（１３）の容量
で定まる時定数で充電を行い、コンデンサ（１３）の端
子電圧は上昇する。尚、制御パルスＢの発生周期はモー
タの回転数に応じて変化するが、前記時定数は、コンデ
ンサ（１３）の充電電圧が制御パルスＢの発生周期の途
中で電圧Ｖｍａｘに達することのない値に設定される。
一方、制御パルスＢが発生した時、トランジスタ（２
４）がオンし、トランジスタ（２５）のベース電圧及び
トランジスタ（２６）のエミッタ電圧は抵抗（２８）
（２９）の分圧電圧Ｖ１（＜Ｖｍａｘ）となる。この
時、コンデンサ（１３）の非接地側電圧は電圧Ｖ１より
高い為、コンデンサ（１３）の蓄積電荷はトランジスタ
（２７）を介して電圧Ｖ１まで放電される。この動作を
繰り返し、鋸歯状波信号Ｃが発生する。図４は増幅器
（１９）、サンプルホールド回路（２２）、比較器（２
３）の一実施例を示す回路図である。
【００１７】図４において、増幅器（１９）は絶対値信
号Ｅの入力部に抵抗（３１）及び基準電圧（３２）から
成る直列体を設けている。従って、電流で表された絶対
値信号Ｅは最小電圧Ｖ３を基準に抵抗（３１）で電圧変
換される。電圧変換された絶対値信号Ｅは内部の差動増
幅回路、電流ミラー回路を介して抵抗（２０）（２１）
の各抵抗値Ｒａ，Ｒｂで決定する増幅率（Ｒａ＋Ｒｂ）
／Ｒａで増幅され、増幅信号Ｆとなる。ここで、増幅器
（１９）の出力と比較器（２３）の入力との間にはサン
プルホールド回路（２２）が介在する。サンプルホール
ド回路（２２）において、制御パルスＢが発生するとＮ
ＰＮ型トランジスタ（３３）がオンし、コンデンサ（３
４）の蓄積電荷は放電される。この時、比較信号Ｄは制
御パルスＢが発生してから鋸歯状波信号Ｃが電圧Ｖ２を
超えるまでハイレベルとなる為、トランジスタ（３５）
がオン、トランジスタ（３６）がオフし、コンデンサ
（１３）はダイオード（３７）を介して充電を行う。そ
の後、比較信号Ｄがローレベルに変化すると、トランジ
スタ（３５）がオフ、トランジスタ（３６）がオンする
為、電流源（３８）の全電流はトランジスタ（３６）の
コレクタエミッタ路を流れ、コンデンサ（３４）は充電
を停止しコンデンサ（３４）の端子電圧は保持された状
態となる。尚、ダーリントン接続されたトランジスタ
（３９）（４０）は、コンデンサ（３４）が電圧保持状
態の時、蓄積電荷の放電量を最小限に抑える為のもので
ある。これより、台形波信号Ｇが発生する。
号Ｅの入力部に抵抗（３１）及び基準電圧（３２）から
成る直列体を設けている。従って、電流で表された絶対
値信号Ｅは最小電圧Ｖ３を基準に抵抗（３１）で電圧変
換される。電圧変換された絶対値信号Ｅは内部の差動増
幅回路、電流ミラー回路を介して抵抗（２０）（２１）
の各抵抗値Ｒａ，Ｒｂで決定する増幅率（Ｒａ＋Ｒｂ）
／Ｒａで増幅され、増幅信号Ｆとなる。ここで、増幅器
（１９）の出力と比較器（２３）の入力との間にはサン
プルホールド回路（２２）が介在する。サンプルホール
ド回路（２２）において、制御パルスＢが発生するとＮ
ＰＮ型トランジスタ（３３）がオンし、コンデンサ（３
４）の蓄積電荷は放電される。この時、比較信号Ｄは制
御パルスＢが発生してから鋸歯状波信号Ｃが電圧Ｖ２を
超えるまでハイレベルとなる為、トランジスタ（３５）
がオン、トランジスタ（３６）がオフし、コンデンサ
（１３）はダイオード（３７）を介して充電を行う。そ
の後、比較信号Ｄがローレベルに変化すると、トランジ
スタ（３５）がオフ、トランジスタ（３６）がオンする
為、電流源（３８）の全電流はトランジスタ（３６）の
コレクタエミッタ路を流れ、コンデンサ（３４）は充電
を停止しコンデンサ（３４）の端子電圧は保持された状
態となる。尚、ダーリントン接続されたトランジスタ
（３９）（４０）は、コンデンサ（３４）が電圧保持状
態の時、蓄積電荷の放電量を最小限に抑える為のもので
ある。これより、台形波信号Ｇが発生する。
【００１８】
【発明の効果】本発明によれば、第１及び第２コイルの
通電の相切り換え点近傍において、第１及び第２駆動ト
ランジスタを共にオフさせる期間を設けたことにより、
コイル電流を逆起電圧が小さくなる前に零とできる為、
コイル電流が高いレベルから急激に立下る不都合を防止
でき、これよりモータの静音化が可能となる。また、ホ
ール素子の特性ばらつきに伴い正弦波信号の振幅が変動
した場合、或いは、モータの回転速度に変化に伴い正弦
波信号の周期が変動した場合であっても、第１及び第２
駆動トランジスタの同時オフ期間を一定とでき、コイル
電流の急峻な立上りを防止できる為、可変速モータの静
音化にも適する。
通電の相切り換え点近傍において、第１及び第２駆動ト
ランジスタを共にオフさせる期間を設けたことにより、
コイル電流を逆起電圧が小さくなる前に零とできる為、
コイル電流が高いレベルから急激に立下る不都合を防止
でき、これよりモータの静音化が可能となる。また、ホ
ール素子の特性ばらつきに伴い正弦波信号の振幅が変動
した場合、或いは、モータの回転速度に変化に伴い正弦
波信号の周期が変動した場合であっても、第１及び第２
駆動トランジスタの同時オフ期間を一定とでき、コイル
電流の急峻な立上りを防止できる為、可変速モータの静
音化にも適する。
【図１】本発明のモータ駆動回路を示す回路ブロック図
である。
である。
【図２】図１の各部波形を示す波形図である。
【図３】図１の鋸歯状波信号の発生回路の具体例を示す
回路図である。
回路図である。
【図４】図１の台形波信号の発生回路の具体例を示す回
路図である。
路図である。
【図５】従来のモータ駆動回路を示す回路ブロック図で
ある。
ある。
【図６】図５のコイル電流波形を示す波形図である。
（１）（２） 駆動コイル
（３） ホール素子
（７）（９） 駆動トランジスタ
（１０） 制御回路
（１１） 制御パルス発生回路
（１４） 充放電制御回路
（１７） 第１比較器
（１９） 増幅器
（２２） サンプルホールド回路
（２３） 第２比較器
─────────────────────────────────────────────────────
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(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 5/00 - 5/26
H02P 7/00 - 7/34
F04D 27/00 101
Claims (2)
- 【請求項１】 モータを構成するステータ及びロータの
相対的位置関係に応じてホール素子が発生する正弦波信
号に基づいて、第１コイル及び第２コイルを相補的に駆
動する第１駆動トランジスタ及び第２駆動トランジスタ
を有するモータ駆動回路において、 前記正弦波信号に基づいて、前記第１及び第２コイルの
駆動を切り換えるタイミングで制御パルスを発生する制
御パルス発生回路と、 所定時定数に従って充電を行い前記制御パルスが供給さ
れた時点で放電を行い鋸歯状波信号を発生する鋸歯状波
信号発生回路と、前記鋸歯状波信号と前記鋸歯状波信号
の最小電圧より高い基準電圧とを比較し、前記鋸歯状波
信号が放電された時点から所定幅だけ一方側の論理レベ
ルを出力する第１比較回路と、 前記正弦波信号の絶対値信号の増幅信号に対し、前記一
方側の論理レベルの終縁でサンプルホールドを行いその
時の振幅を保持し、その後、前記一方側の論理レベルの
始縁で前記保持振幅を零とすることにより台形波信号を
出力するサンプルホールド回路と、 前記絶対値信号と前記台形波信号とを比較し、前記第１
及び第２コイルの相切り換え点近傍において前記第１及
び第２駆動トランジスタを同時オフさせる為の信号を出
力する第２比較回路と、 を備えたことを特徴とするモータ駆動回路。 - 【請求項２】 前記正弦波信号の振幅及び周期に関わら
ず、前記第１及び第２駆動トランジスタの同時オフ時間
を一定とする手段を更に備えたことを特徴とする請求項
１に記載のモータ駆動回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20397398A JP3433109B2 (ja) | 1998-07-17 | 1998-07-17 | モータ駆動回路 |
| US09/351,898 US6130989A (en) | 1998-07-17 | 1999-07-13 | Motor drive circuit |
| TW088111972A TW453016B (en) | 1998-07-17 | 1999-07-15 | Motor driving circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20397398A JP3433109B2 (ja) | 1998-07-17 | 1998-07-17 | モータ駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000041388A JP2000041388A (ja) | 2000-02-08 |
| JP3433109B2 true JP3433109B2 (ja) | 2003-08-04 |
Family
ID=16482702
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20397398A Expired - Fee Related JP3433109B2 (ja) | 1998-07-17 | 1998-07-17 | モータ駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3433109B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8143826B2 (en) | 2007-06-28 | 2012-03-27 | Seiko Epson Corporation | Drive control circuit for electric motor |
-
1998
- 1998-07-17 JP JP20397398A patent/JP3433109B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8143826B2 (en) | 2007-06-28 | 2012-03-27 | Seiko Epson Corporation | Drive control circuit for electric motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000041388A (ja) | 2000-02-08 |
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