JPS626529A - スイツチング駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、スイッチング駆動回路に関し、特に所定のパ
ルス信号に基づいて負荷をスイッチング駆動する駆動回
路に関する。

背景技術 モータ等の負荷を駆動する１方式として、双方向スイッ
チング駆動方式が知られている。当該駆動方式は、損失
が少なくかつ消費電力を低減できるという優れた特徴を
有しており、特にバッテリを電源とする車載用機器や携
帯用機器におけるモータ等の負荷の駆動に有効である。

かかるスイッチング駆動回路においては、例えば第１３
図に示すように、互いにコレクタが共通接続されたＰＮ
Ｐ形トランジスタＱにとＮＰＮ形トランジスタＱ２＋及
びＰＮＰ形トランジスタＱ２２とＮＰＮ形トランジスタ
Ｑ２３が設けられ、これらコレクタ共通接続点間にモー
タＭが接続されており、トランジスタＱ２０．０Ｚｌの
各ベースにそれぞれ負及び正のパルス信号を印加するこ
とにより、モータＭには図に実線の矢印方向の駆動電流
が流れ、モータＭを正方向に駆動でき、又トランジスタ
Ｑ２２．Ｑ２１の各ベースにそれぞれ負及び正のパルス
信号を印加することにより、モータＭには図に破線の矢
印方向の駆動電流が流れ、モータＭを逆方向に駆動でき
るのである。モータＭの両゛端と電源Ｖｃｃとの間には
逆起電力吸収のためのダイオードＤ＋ｅ、ＤＴＩが接続
されている。

ところで、モータＭＧ（ｔＷ気的には抵抗成分とコイル
成分からなり、モータＭに流れる駆動電流は抵抗で駆動
エネルギーとして消費されると共に、コイルにエネルギ
ーとして蓄えられることになる。

そして、コイルに蓄えられたエネルギーは駆動パルスの
消滅時に逆起電力としてダイオードＯｌｅ又はＤ　ｎで
形成される閉ループを流れ、再び抵抗で駆動エネルギー
として消費されることになる。従って、理論的には、回
路中で発生するエネルギーは全て駆動エネルギーとして
消費され、入出力の関係は第１４図に一点鎖線で示す如
く比例関係となるのであるが、実際には、ダイオードＤ
　１０又はＤ　ｎでのエネルギーの損失があるので、第
１４図に破線で示す如き入出力関係となる。その結果、
第１５図に示すように、小入力時、即ち駆動パルスのパ
ルス幅が小さい時のゲインが理論値（破線）に対して低
下することになる。

ここで、逆起電力吸収用ダイオードでのエネルギー損失
がどの程度になるかを解析する。第１６図はスイッチン
グ駆動回路の答価回路図であり、第１７図には駆動パル
ス（ａ）に対する応答波形が示されている。第１７図に
おいて、逆起電力吸収用ダイオードでのエネルギー損失
が無いと仮定した場合の放電曲線は実線■に示づ如くと
なるのあるが、実際には実線■で示す如きエネルギー損
失があるので、破線■で示、す如き放電曲線となる。

そして、斜線領域ＷＡが実際の抵抗Ｒでの消費エネルギ
ー、斜線領域Ｗｅが逆起電力吸収用ダイオードでの損失
エネルギー、これらを合わせたエネルギー（ＷＡ＋ＷＢ
）が理論上の抵抗Ｒでの消費エネルギーＷｏであり、Ｗ
Ａ／ＷＯが効率ηとなる。

今、放電電流を１　（１）　、ピーク電流をＩＬ　　（
定数）とし、ダイオードでのエネルギー損失が無いもの
とした場合、理論上の抵抗Ｒでの消費エネルギーＷｏ　
（＝ＷＡ−１−Ｗｅ　）を求めると、１　（１）　−Ｉ
・・ｅ−＋１であるから、 Ｗｏ　＝　／”　１２（ｔ）　　・Ｒｄｔ＝Ｒ・Ｉ”ｔ
−、／’″ｅ−Ｖｔ　ｄｔ＝　　　ＬＩＬ　　　　　　
　　　　　　・・・・・・（１）一方、電流Ｉが１＝０
なる時間をＴｚ、破線■におけるピーク電流をｉｐ、ダ
イオードでの逆起電力によるピーク電流をＩｏ　（定数
）とし、実際の抵抗Ｒでの消費エネルギーＷ＾を求める
と、−Ｉｏ）　　・Ｒｄｔ ＋Ｉｏ　　−Ｔｚ）　　　　　・・・　（２）ここで、
Ｔｚを求めるに、 ｊｐ＝（Ｉｔ＋Ｉｏ）ｅ−÷Ｔ　ｚ　、−１。

であり、１ｐ＝０なるＴｚは、 （ＩＬ　−）　１ｏ　）　ｅ　４Ｔ２＝　Ｉ。

４Ｔｚ　　＝ｊ）　　ｎ　　＜　　Ｉｏ　　／　　ＩＬ
　　ト　１ｏ　　）、・、Ｔｚ＝　　し −Ｗ”　　（Ｉｏ／ＩＬ＋Ｉｏ）＝（３）（３）式を（
２）式に代入すると、 ＷＡ　＝＋Ｌ　Ｉ”Ｌ−Ｌ　ＩＬ　ＩＤ　＋　ＩＤ　Ｒ
Ｄ　ＴＺ＝工ＬＩ”Ｌ−ＬＩＬＩＤ −ＬＩｏＪｎ　　（ＩＤ／ＩＬ＋ＩＤ）・・・・・・（
４） 続いて、逆起電力吸収用ダイオードでの損失エネルギー
Ｗ８を求めると、 Ｗ［３＝ＷＯ−ＷＡ ＝ＬＩＬ　　ＩＯ ＋ＬＩｏｊｌｎ　　（ＩＤ／ＩＬ＋ＩＤ）・・・・・・
　（５） 次に、効率ηを求めると、 η＝ＷＡ／Ｗ。

”　　”’ｊｌｎ（Ｉｏ／Ｉｃ＋Ｉｏ）＝１１Ｌ　　　
Ｉ＆ ・・・・・・（６） 逆起電力吸収用ダイオードの数をｎ１当該ダイオードの
電圧降下分をＶＦとすると、 ［Ｄ＝ｎＶＦ／Ｒ −ｊ！−Ｔｏ） 又ＩＬ＝Ｅ／Ｒ（１−ｅ　　Ｌ これらを（６）式に代入すると、ダイオードをｎとなる
。

ココテ、例エバ、Ｒ＝１００、Ｅ＝１４．４Ｖ。

Ｌ＝７０μＨ，Ｔｏ＝２μｓｅｃ　　（２０μｓｅｃ　
ｘｌＯ％）、ｎ＝２、ＶＦ　＝０．７Ｖとすると、効率
ηは ｎ＝０．６０６　　　、’、６０．６％となる。

なお、上記条件下でｎ“＝１のときには、７４゜７％の
効率が得られることになる。

このように、スイッチング駆動回路には逆起電力吸収用
ダイオードが必要であるが、当該ダイオードでは逆起電
力によるエネルギー損失が生ずることになる。このエネ
ルギー損失はほぼ一定であり、駆動パルスのパルス幅が
大なるときは無祝し得る程麿のものであるが、パルス幅
が小なるときは損失の比率が大きく、負荷の駆動効率が
低下し、所望の駆動エネルギーが得られないことになる
。

発明の概要 本発明は、上述した点に鑑みなされたもので、逆起電力
吸収用ダイオードでのエネルギー損失を補償することに
より、負荷の駆動効率の向上を可能としたスイッチング
駆動回路を提供することを目的とする。

本発明によるスイッチング駆動回路は、逆起電力を吸収
するための一方向性素子を有し、所定のパルス信号に基
づいて負荷をスイッチング駆動する駆動回路を対象とし
、前記所定のパルス信号のパルス幅を所定幅だけ拡大し
て負荷の駆動パルス信号とすることにより、一方向性素
子での逆起電力によるエネルギー損失分を補償する構成
となっている。

友−」Ｌ−辺 以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。

第１図において、第１の定電流源１は、トランジスタＱ
＋　、Ｑ２及び抵抗Ｒ＋　、Ｒ２からなる電流ミラー回
路によって構成されている。この第１の定電流源１と直
列接続された第２の定電流源２は、互いに並列接続され
たトランジスタＱｚ、Ｑ４と、これらトランジスタＱ３
　、Ｑ４　と抵抗Ｒ３を介してベースが共通接続された
トランジスタＱ５及び各トランジスタのエミッタ抵抗Ｒ
４、Ｒｓからなる電流ミラー回路によって構成されてお
り、第１の定電流源１の定電流値Ｉｏの２倍の電流値２
１ｏを吸い込むようになっている。第１及び第２の定電
流源１．２の共通接続点、即ちトランジスタＱ２及びト
ランジスタＱ３　、Ｑ４のコレクタ共通接続点と基準電
位点であるアースとの間には、蓄電手段であるコンデン
サＣ１が接続されている。

コンデンサＣ１の両端電圧は、コンパレータＣＯＭ　Ｐ
　＋　、　Ｇ　ＯＭ　Ｐ　２からなり当該電圧レベルを
監視する比較回路３の比較入力、即ちコンパレータＣＯ
ＭＰ＋の反転入力及びＣＯＭ　Ｐ　２の非反転入力とな
る。比較回路３の上限及び下限の比較基準レベルＶｕ及
びＶＬは、互いに直列接続された４つの抵抗Ｒ５〜Ｒ８
による基準電源電圧ｖ　ｒｅｒの分圧によって設定され
ている。抵抗Ｒ５〜Ｒ８は更に、基準電源電圧Ｖ　ｒｅ
ｆを略１／２に分圧し、電圧ボロア回路構成のオペアン
プＯＰ＋を介して１／２Ｖｒｅｆとする。比較回路３の
２つの比較出力、即ちコンパレータＣＯＭ　Ｐ　＋　、
　ＣＯＭ　Ｐ　２の各出力はＲ８−フリップ７０ツブ４
のセット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）入力となる。フリッ
プ−フロップ（以下単にＦＦの記す）４のΦ出力は、ト
ランジスタＱ６及び抵抗Ｒ９，ＲＩＧからなり第２の定
電流源２の活性化・非活性化の制御をなす制御回路５に
供給される。この制御回路５は、トランジスタＱ６がＦ
Ｆ４の０出力に応答してオン状態となってトランジスタ
Ｑ３　、Ｑａをオフ状態とすることにより、第２の定電
流源２を非活性化状態とする。

第２の定電流源２におけるエミッタ抵抗Ｒ５の両端電圧
は電圧ホロア回路構成のオペアンプＯＰ２の反転入力と
なっている。オペアンプＯＰ２は抵抗ＲＩ１．Ｒ１２に
よる基準電源電圧ｙ　ｒｅｒの分圧によって比較基準レ
ベルが設定されており、その比較出力によって第１及び
第２の定電流源１．２の定電流値を設定する電流値設定
回路６を構成している。

コンデンサＣ１の両端電圧は電圧ホロア回路構成のオペ
アンプＯＰ３を介して第１相の三角波信号φａになると
共に、オペアンプＯＰ４及び抵抗ＲＩ３．ＲＩ４からな
るインバータ７で位相反転されて第１相の三角波信号φ
ａとは逆相の第２相の三角波信号φｂとなる。これら三
角波信号φａ、φｂには、１　／　２　Ｖ　ｒｅｆの直
流バイアスが与えられる。

以上により、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の
三角波信号φａ、φｂを発生する三角波生成回路８が構
成されている。かかる三角波生成回路８では、定電流値
１ｏなる第１の定電流源１と定電流値２１ｏなる第２の
定電流源２とを設け、第２の定電流源２のオン／オフ制
御によってコンデンサＣ１を定電流にて充放電すること
により、三角波を生成する構成となっているので、当該
回路８をＩＣ（集積回路）化する場合には、コンデンサ
Ｃ１用として端子ビンが１個（第１図における端子８ａ
）で済むという利点がある。

２相の三角波信号φａ、φｂはコンパレータＣＯＭ　Ｐ
　３　、　ＣＯＭ　Ｐ　４からなる比較回路９の上限及
び下限の比較基準入力、即ちコンパレータＣＯＭＰ３　
、ＧＯＭＰ４の各反転入力とな、る。比較回路９の比較
入力、即ちコンパレータＣＯＭＰ３゜Ｇ　ＯＭ　Ｐ　４
の各非反転入力として負荷である例えばモータＭの駆動
信号が抵抗Ｒ＋ｓを介して供給される。コンパレータＣ
ＯＭＰ３　、ＣＯＭＰ４の各非反転入力端には抵抗ＲＩ
６　（ＲＩＳ　−Ｒ１６）を介して基準Ｈｉｌｌ（電圧
Ｖ　ｒｅｆが印加されており、抵抗ＲＩｓ、ＲＩ６の各
抵抗値が等しく設定されていることで、駆動信号はウィ
ンドコンパレータ９の比較入力となる時点で１　／　２
　Ｖ　ｒｅｆにバイアスされることになる。すなわち、
駆動信号の信号基準レベルが１　／　２　Ｖ　ｒｅｆと
なる。

これにより、三角波生成回路８の回路基準レベル、即ち
比較回路３の比較基準レベルと駆動信号の直流バイアス
レベル（信号基準レベル）とが共に同一の基準電源電圧
’Ｊ　ｒｅｆの抵抗分圧によって設定されることになる
。従って、電源電圧の変動があっても２相の三角波信号
φａ、φｂと駆動信号との相対的な信号レベルが常に一
定に保たれることになるので、電源電圧の変動に拘らず
常に安定した回路動作が行なわれることになる。

コンパレータＣＯＭＰ３の比較出力はＡＮＤゲート１０
及びＮＯＲゲート１１の各−入力となり、コンパレータ
ＣＯＭ　Ｐ　４の比較出力はＡＮＤゲート１０及びＮＯ
Ｒゲート１１の各他入力となる。

これにより、ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１の
各出力端には、モータＭの駆動方向に対応した第１及び
第２のパルス信号が導出されることになる。

先述した駆動信号は抵抗Ｒ＋ｓを介してコンバレンパレ
ータＣＯＭＰｓは１　／　２　Ｖ　ｒｃ４を反転入力　
　　　　。

−夕ＣＯＭＰｓの非反転入力ともなっている。コとする
ことで、駆動信号の信号基準レベルに対する極性を判別
する極性判別手段を構成している。

コンパレータＣＯＭＰｓの判別出力はＤ−ＦＦＩ２のデ
ータ（Ｄ）入力となる。Ｄ−ＦＦ１２は三角波生成回路
８におけるＲ５５−　Ｆ　Ｆ　４のＱ出力をトリが（Ｔ
）入力とし、そのＱ、ＣＩ比出力ＡＮＤゲート１３．１
４の各−入力となる。ＡＮＤゲート１３．１４はＡＮＤ
ゲート１０及びＮＯＲゲート１１の各出力、即ち第１及
び第２のパルス信号をそれぞれ他入力としており、Ｄ−
ＦＦ１２のＱ。

ｄ出力に基づいて第１及び第２のパルス信号のうちのい
ずれか一方のみを出力するゲート手段を構成している。

ＡＮＤゲート１３．１４の各出力パルスは、後述するモ
ータドライブ回路１８における逆起電力吸収用ダイオー
ドＤ＋　、Ｄ２の逆起電力によるエネルギー損失分を補
償する補償回路１５．１６に供給される。補償回路１５
において、ＡＮＤゲート１３の出力パルスが抵抗Ｒ１７
を介してトランジスタＱ７のベース入力となり、このト
ランジスタＱ７はコンデンサＣ２と並列接続されている
。コンデンサＣ２はトランジスタＱ７のオン時に両端が
短絡されて充電電荷が瞬時に放電され、トランジスタＱ
７がオフになった時点、即ちＡＮＤゲート１３の出力パ
ルスが消滅した時点から定電流源Ｉａによって充電が開
始される。コンデンサＣ２の両端電圧はコンパレータＣ
ＯＭ　Ｐ　ｓの反転入力となる。コンパレータＣＯＭ　
Ｐ　ａは基準電圧Ｅ。

を非反転入力とし、コンデンサＣ２の両端電圧が基準電
圧Ｅｏより低いとき高レベルのパルス信号を発生する。

その結果、補償回路１５からはＡＮＤゲート１３の出力
パルスに対し、はぼ一定のパルス幅のパルスが追加され
たパルス信号が出力されることになる。

補償回路１６も補償回路１５と同様に、抵抗ＲＩ８、ト
ランジスタＱ８、コンデンサＣ３、定電流源！−ｂ及び
コンパレータＣＯＭ　Ｐ　７によって構成されており、
その動作も補償回路１５と全く同じである。

補償回路１５，１．６の各出力パルスは、プリドライブ
回路１７を介してモータドライブ回路１８に供給される
。モータドライブ回路１８において、モータＭはＰＮＰ
Ｎ上形ンジスタＱ９とＮＰＮ形トランジスタＱＩＤ及び
ＰＮＰ形トランジスタＱｎとＮＰＮ形トランジスタＱ　
１２の各コレクタ共通接続点間に接続されている。トラ
ンジスタＱ９．Ｑ１６　、　Ｑｕ　＋　Ｑ１２はパワー
トランジスタである。トランジスタＱｓ、Ｑ＋＋の各エ
ミッタは直接電源Ｖ匡に接続され、各ベースはそれぞれ
抵抗Ｒ１９，Ｒａを介して電源Ｖｃｃに接続されている
。一方、トランジスタＱＩＯ，Ｑ１２各エミッタは共に
接地され、各ベースはそれぞれ抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を介
して接地されると共にツェナーダイオードＺＤ＋　、Ｚ
Ｄ２を介して各コレクタに接続されている。モータＭの
両端は逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２を介して
電源Ｖｃｃに接続されている。　　　　　　□プリ上９
４１回路１７において、補償回路１５から供給されるパ
ルス信号は抵抗Ｒ２３，Ｒ２４及びトランジスタＱＩ３
からなるプリドライブ段を介してパワートランジスタＱ
９を駆動すると共に、インバータ１９で反転された後抵
抗Ｒ２５〜Ｒ２７及びトランジスタＱ　１４からなるプ
リドライブ段を介してパワートランジスタＱＩ２を駆動
する。これにより、モータＭには図に実線で示す矢印方
向の電流が流れ、モータＭは正方向に回転駆動されるこ
とになる。また、補償回路１５からのパルス信号はイン
バータ２０を介してトランジスタＱ　＋ｓにも供給され
、モータＭの正方向駆動の停止時に当該トランジスタＱ
　＋ｓをオンせしめる。これにより、パワートランジス
タＱ　１２のベース・エミッタ間がトランジスタＱ＋ｓ
によって短絡されるので、パワートランジスタＱ　１２
は瞬時にオフ状態となる。このトランジスタＱ　＋ｓを
設けた理由については、復で詳細に説明する。トランジ
スタＱＣｓのベースは抵抗Ｒ２Ｂを介して電源■匡に接
続されている。

一方、補償回路１６から供給されるパルス信号は抵抗Ｒ
２）、Ｒ３］及びトランジスタＱ　１６からなるプリド
ライブ段を介してパワートランジスタＱｎを駆動すると
共に、インバータ２１で反転された後抵抗Ｒ３１〜Ｒ３
３及びトランジスタＱＩ７からなるプリドライブ段を介
してパワートランジスタＱＩ。

を駆動する。これにより、モータＭには図に破線で示す
矢印方向の電流が流れ、モータＭは逆方向に回転駆動さ
れることになる。また、補償回路１６からの定電流源は
インバータ２２を介してトランジスタＱ＋ａにも供給さ
れ、モータＭの逆方向駆動の停止時に当該トランジスタ
Ｑ　＋ｓをオンせしめる。これにより、パワートランジ
スタＱ　＋ｏのベース・エミッタ間がトランジスタＱ　
＋ｓによって短絡されるので、パワートランジスタＱ＋
ｏは瞬時にオフ状態となる。トランジスタＱ　＋ａのベ
ースは抵抗Ｒ３１１を介して電源Ｖｃｃに接続されてい
る。

次に、本発明によるＰＷＭ駆動回路の回路動作について
説明する。

まず、三角波生成回路８の回路動作を第２図の波形図を
参照しつつ説明する。三角波生成回路８において、第２
の定電流＋１１２が非活性化状態にあるとき、即ちトラ
ンジスタＱ６のオンによりトランジスタＱ３　、Ｑ４が
オフ状態にあるとき、コンデンサＣＩは第１の定電流源
１から供給される定電流により、第２図（ａ）に示すよ
うに、一定の傾斜角をもって充電される。コンデンサＣ
Ｉの両端電圧が比較回路３の上限基準レベル■υに達す
るとコンパレータＣＯＭ　Ｐ　＋が低レベルのパルス（
ｂ）を発生し、このパルス（ｂ）に応答してＲ８−ＦＦ
４のΦ出力（ｄ）が低レベルに遷移する。

これにより、トランジスタＱ６がオフ状態となるので、
第２の定電流源２が活性化状態、即ちトランジスタＱ３
　、Ｑａがオン状態となり、第１の定電流源１の定電流
の２倍の電流の吸い込みを行なう。

その結果、それまで充電状態にあったコンデンサＣ１は
放電状態に移行し、第２図（ａ）に示すように、充電時
と同じ傾斜角をもって放電が行なわれる。続いて、コン
デンサＣ１の両端電圧が比較回路３の下限基準レベルＶ
Ｌに達するとコンパレータＣＯＭ　Ｐ　２が低レベルの
パルス（Ｃ）を発生し、このパルス（Ｃ）に応答してＲ
８−ＦＦ４のｄ出力（ｄ）が高レベルに遷移する。これ
により、トランジスタＱ６がオン状態となり、第２の定
電流源２が非活性化状態となるので、再びコンデンサＣ
１は第１の定電流源１から供給される定電流により一定
の傾斜角をもって充電されることになる。

このように、第１及び第２の定電流源１．２による定電
流にてコンデンサＣ１の充放電動作が繰り返されること
により、コンデンサＣ１の両端電圧は、第２図（ａ）に
実線で示す如く三角波状に変化し、オペアンプＯＰ３を
介して第１相の三角波信号φａとして出力され、又イン
バータ７で位相反転されることにより、第２図（ａ）に
破線で示す如く第１相の三角波信号φａとピーク値が等
しくかつ逆相の第２相の三角波信号φｂとして出力され
ることになる。この２相の三角波信号φａ。

φｂは比較回路９の基準入力となる。

比較回路９の比較入力としては、１　／　２　Ｖ　ｒｅ
ｆの信号基準レベルを有するモータＭの駆動信号が供給
される。ここで、モータＭが例えばコンパクトディスク
を回転駆動するスピンドルモータである場合には、ディ
スクからの再生同期信号と基準同期信号との比較によっ
て得られるエラー信号が上記駆動信号となり、このエラ
ー信号に基づいてスピンドルモータの駆動制御が行なわ
れることになる。これがいわゆるスピンドルサーボであ
る。

第３図において、２相の三角波信号φａ、φｂのクロス
点が１　／　２　Ｖ　ｒｅｆレベルとなっており、この
１　／　２　Ｖ　ｒｅｆレベルに対して駆動信号の信号
レベルが高い場合及び低い場合のＰＷＭ動作について以
下に説明する。

比較回路９において、まず、駆動信号の信号レベルが図
（ａ）に一点鎖線で示す如＜１／２Ｖｒｅｔレベルより
高い場合には、コンパレータＣＯＭＰ３の出力（ｂ）は
駆動信号の信号レベルに対し第１相の三角波信号φａの
信号レベルが低くなった時点ｔ１で低レベルから高レベ
ルに遷移し、三角波信号φａの信号レベルが駆動信号の
信号レベルを越える時点ｔ４まで高レベルを維持する。

また、コンパレータＣＯＭ　Ｐ　４の出力（Ｃ）は、第
２相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信号の信号レ
ベルを越えた時点ｔ２で高レベルから低レベルに遷移し
、駆動信号の信号レベルより低くなった時点ｔ３で再び
高レベルに遷移する。

一方、駆動信号の信号レベルが図（ａ）に二点鎖線で示
す如＜１／２Ｖｒｅｆレベルより低くかつ例えば上記の
場合と同一の絶対値レベルを有する場合には、コンパレ
ータＣＯＭＰ３の出力（ｄ）は第１相の三角波信号φａ
の信号レベルが駆動信号の信号レベルを越えた時点ｔ２
で低レベルから高レベルに遷移し、三角波信号φａの信
号レベルが駆動信号の信号レベルを越える時点ｔ３まで
高レベルを維持する。また、コンパレータＣＯＭＰ４の
出力（ｅ）は、第２相の三角波信号φｂの信号レベルが
駆動信号の信号レベルを越えた時点ｔ１で高レベルから
低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルより低くなっ
た時点ｔ４で再び高レベルに遷移する。

コンパレータＣＯＭ　Ｐ　ａ　、　Ｇ　ＯＭ　Ｐ　４の
各出力はＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１の２入
力となっており、ＡＮＤゲート１０は２入力が共に高レ
ベルのとき、即ち駆動信号の信号レベルが１／２Ｖｒｅ
ｆレベルより高いとき高レベルのパルス（ず）を出力し
、ＮＯＲゲート１１は２入力が共に低レベルのとき、即
ち駆動信号の信号レベルが１　／　２　Ｖ　ｒｅｆレベ
ルより低いとき高レベルのパルス（Ｑ）を出力する。従
って、ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１はモータ
Ｍの駆動方向に対応したパルス信号（ｆ）、ｉ）を出力
することになる。なお、ここでは駆動信号の信号レベル
が一定の場合について説明したので、パルス信号（ｆ）
、（Ｑ）のパルス幅が一定となっているが、このパルス
幅が駆動信号の信号レベルに応じて変化することは容易
に理解できる。

このように、ピーク値が等しくかつ互いに逆相の２相の
三角波信号φａ、φｂを生成し、この２相の三角波信号
φａ、φｂの直線部分を用いてＰＷＭ動作を行なうこと
により、たとえ三角波の先端部分にリンギングがのった
り、いわゆるなまりが生じていても、駆動信号の信号レ
ベルが小なるときのリニアリティの悪化は全くないので
ある。

ここで、基準電源電圧Ｖ　ｒｅｆが変動した場合、ＰＷ
Ｍによって生成されるパルス信号のパルス幅が変化し、
このパルス信号による駆動電力が電源電圧の変動に応じ
て変化してしまうことになる。

すなわち、第４図（Ａ）に示すように、駆動信号がある
信号レベルのときのパルス信号のパルス幅をＴｏとする
と、このパルス信号による駆動電力は、そのパルス幅Ｔ
ｏとドライブ電圧Ｖｏ　（Ｗ単電源電圧Ｖｒｅｆ）の積
で定義されるので、電源電圧の変動によりドライブ電圧
Ｖｏが例えば１／２になった場合、駆動電力も斜線で示
す如＜１／２になってしまうことになる。

ところが、三角波生成回路８においては、第１及び第２
の定電流源１．２の定電流値を設定する電流値設定回路
６の比較基準レベルが抵抗Ｒｕ。

Ｒ１２による基準電源電圧Ｖ　ｒａｆの分圧によって設
定されており、当該基準レベルも電源電圧の変動に応じ
て変動することになるので、電流値設定回路６は電源電
圧の変動に応じて第１及び第２の定電流源１．２の定電
流値を制御できることになる。

その結果、第４図（Ｂ）に示すように、三角波の傾斜角
が変化することになる。一方、比較回路３の上限及び下
限の比較基準レベルＶＬＪ、ＶＬも抵抗Ｒ５〜Ｒ８によ
る基準電源電圧ｙ　ｒｅｒの分圧によって設定されてい
るので、基準電源電圧ｖ　ｒｅｒが１／２になれば、上
限及び下限の比較基準レベルＶＬＪ、ＶＬも１／２にな
り、その結果三角波のピーク値Ｖｐが第４図（Ｂ）に示
す如く電源変動前の１／２になる。従って、三角波の繰
返し周期が電源変動前と変動後で同じになるように三角
波の傾斜角を設定することにより、変動前の２倍（２Ｔ
ｏ）のパルス幅を有するパルス信号が生成されることに
なるので、ドライブ電圧Ｖｏが１／２になってもパルス
信号による駆動電力は電源変動前と同じになる。

すなわち、三角波生成回路８においては、三角波のピー
ク値及び傾斜角を電源電圧の変動に応じて制御すること
により、パルス信号による駆動電力を基準電源電圧ｙ　
ｒｅｒの変動に拘らず常に一定にできるのである。なお
、三角波の傾斜角は第１及び第２の定電流源１，２の定
電流値及びコンデンサＣ１の容量によって決定される。

再び第１図において、今、駆動信号の信号レベルが第５
図（ａ＞に一点鎖線で示す如く変化したとすると、その
駆動信号の極性及び信号レベルに応じたパルス幅の２つ
のパルス信号（ｂ）、（ｃ）がＡＮＤゲート１０及びＮ
ＯＲゲート１１から出力され、それぞれＡＮＤゲート１
３．１４の各−入力となる。駆動信号はコンパレータＣ
ＯＭ　Ｐ　ｓの比較入力ともなって、信号基準レベル１
／２Ｖｒｅｆに対する極性が判別される。このコンパレ
ータＣＯＭＰｓの比較出力（ｄ）をデータ入力とするＤ
−ＦＦ１２は、三角波生成回路８におけるＲ８−ＦＦ４
のＱ出力（ｅ）を１−リガ入力としており、当該Ｑ出力
（ｅ）の立下がりのタイミングで０．０出力（ｆ）、（
ｑ）を発生ずる。このＱ。

Φ出力（ｆ）、（ｏ）はゲート制御信号としてＡＮＤゲ
ート１３．１４に供給される。

なお、上記実施例では、Ｒ３−ＦＦ４のＱ出力゛１、 （ｅ）を直接Ｄ−ＦＦＩ　２のトリガ入力としていたが
、′　　ウ　− Ｑ出力（ｅ）の立上り及び立下りのタイミングでパルス
を発生するパルス発生器を介してＤ−ＦＦ１２のトリガ
入力とすることも可能である。これによれば、極性判別
の周期が１／２となり、分解能を２倍にできることにな
る。

Ｄ−ＦＦ１２のＱ、０出力（ｆ）、（Ｑ）はモア′・ （、’ｚ　Ｍ　（７）　Ｎ　ａ方向４決定″ｉ６制御信
号８０・例えば駆動信号の信号レベルが小ざくかつその
極性が正から負に変るタイミングでＮＯＲゲート１１か
ら第５図（Ｃ）に示す如く瞬時に発生した逆方向駆動の
パルス信号（第１番目のパルス）に対しては、その発生
時点ではｄ出力（ｇ）が低レベルにあるので、ＡＮＤグ
ー１−１４はその出力を禁止する動作をなり。この禁止
する理由について以下に説明する。

今、駆動信号の信号レベルが小さくかつその極性が正か
ら負に変るタイミングで、ＮＯＲゲート１１から第５図
（Ｃ）に示す如く瞬時に逆方向駆動のパルス信号が発生
した場合を考えるに、モータドライブ回路１８では、第
５図（ｂ）に示すパルス信号に応答してトランジスタＱ
９．Ｑ１０がオン状態となり、モータＭを正方向に駆動
しているのであるが、第５図（Ｃ）に示き逆方向駆動の
パルス信号が発生することで、トランジスタＱ９゜Ｑ　
１２がオフ状態となり、トランジスタＱｔ＋、Ｑ＋。

がオン状態となってモータＭを逆方向に駆動しようとす
る。

ここで、トランジスタには一般に、第６図に示ず如くベ
ース・エミッタ間に容ＥＭＣｏが存在することにより、
駆動パルス（ａ）に応答してオン状態にあるトランジス
タがパルス（ａ）の消滅時点からオフ状態に移行するま
でにｔＯＦＦなるディレ一時間を要する特性を有してい
る。従って、上述のように、第５図（Ｃ）に示す逆方向
駆動のパルス信号が発生することで、トランジスタＱ９
゜Ｑ　１２がオフ状態となり、トランジスタＱＩ１．Ｑ
ＩＯがオン状態となるはずなのであるが、上記ディレ一
時間ｔｏＦＦによってトランジスタＱＩ２が瞬時にオフ
状態になり得なく、一時的にトランジスタＱｕと同時に
オン状態となる期間が生じることになるので、トランジ
スタＱｌｌ、ＱＩ２に大電流が流れ当該トランジスタが
破壊に至る場合が生じることになる。

ところが、本ＰＷＭ駆動回路では、ＡＮＤゲート１３．
１４を設け、これらゲート１３．１４を駆動信号の信号
基準レベルに対する極性判別結果に基づいて制御するよ
うにしたので、上記の例の場合には、第５図（Ｃ）に示
す逆方向駆動のパルス信号の出力をＤ−ＦＦ１２の０出
力（ｑ）に応答してＡＮＤゲート１４で禁止できるから
、ｌ−ランジスタＱ　１２がトランジスタＱ　ｕと同時
にオン状態となることはないのである。

また、パワートランジスタＱＩ２．０ＩＱのディレ一時
間ｔ　ＯＦ　Ｆを小さくするために、プリドライブ回路
１７にはトランジスタＱＣｓ及びＱ＋ａが設けられてい
る。これらトランジスタＱ＋ｓ、ＱＩｇはパワートラン
ジスタＱ１２．０ＩＯの駆動パルスの消滅に応答して瞬
時にオン状態となり、これらトランジスタＱ　１２　＊
　Ｑ　ｔｏのベース・エミッタ間を短絡することにより
上記ディレ一時間ｔＯＦＦを短縮できるのである。トラ
ンジスタのディレ一時間ｔ。

ＦＦは一般に１〜２μｓｅｃ位であるが、トランジスタ
ＱＣｓ及びＱ＋ｓを設けたことによって約１／１０、即
ち１００　ｎ　ｓｅｃ程度に短縮が可能となる。

上述したパワートランジスタの同時ＯＮ防止のための他
の実施例を第７図に示す。本図において、先述した如く
モータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパルス信
号（ａ）がＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１から
出力され、これらパルス信号はそれぞれ遅延回路２３．
２４で所定時間τ０だけ遅延される。これら遅延出力（
ｂ）はそれぞれ３ステートバッファ２５．２６に供給さ
れる。また、第１及び第２のパルス信号（ａ）はワンシ
ョットマルチバイブレータ２７．２８にもそれぞれ供給
される。ワンショットマルチバイブレータ２７．２８は
Ｍｌ及び第２のパルス信号の発生時点からその消滅後一
定時間、好ましくは遅延回路２３．２４の遅延時間τ０
の２倍の時間（２τ０）だけ経過するまでの聞伝レベル
の出力（Ｃ）を発生し、バッフ７２６．２５に供給して
遅延回路２４．２３から出力される第２及び第１のパル
ス信号の次段への供給を禁止する。

第８図は第７図の回路の動作波形図であり、図中（ａ−
）〜（Ｃ）は第７図の各部信号（ａ）〜（Ｃ）の各波形
をそれぞれ対応して示している。

この波形図を参照して第７図の回路動作を例えばＡＮＤ
ゲート１０側に関して説明するならば、パルス信号（ａ
）は遅延回路２３で時間τ０だけ遅延されてモータＭの
駆動パルス（ｂ）となるのであるが、このときワンショ
ットマルチバイブレータ２７から出力される低レベルの
禁止信号（Ｃ）に応答してバッフ？２６が他方の駆動パ
ルスの出力ラインを遮断状態とする。これにより、駆動
パルス（ｂ）の発生前及び発生後の−￥期間（時間τ０
）の間地方の駆動パルスの出力が禁止されることになる
ので、時間τ０を先述したパワートランジスタＱＩ２．
ＱＩＯのディレ一時間ｔＯＦＦよりも長く設定すること
により、パワートランジスタＱ９とＱ＋ｎ＜又はＱ　ｎ
とＱ１０）が同時にオン状態となることはないのである
。

なお、先述したように、トランジスタのディレ一時間ｔ
　ＯＦ　Ｆは一般に１〜２μＳｅｃ位であるから、時間
τ０を５μｓｅｃ程度に設定するのが望ましい。

第１図において、ＡＮＤゲート１３．１４から出力され
るモータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパルス
信号は補償回路１５．１６にそれぞれ供給される。これ
ら補償回路１５．１６はモータドライブ回路１８におけ
る逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエネルギ
ー損失分を補償するためのものである。逆起電力吸収用
ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエネルギー損失はほぼ一定
であり、パルス信号のパルス幅が大きいときには無視し
得る程度のものであるが、パルス幅が小さいときは損失
の比率が大きくなってくる。従って、第９図に破線で示
すように、パルス信号のパルス幅が小なる領域でゲイン
が低下することになるので、パルス幅が小さいときに逆
起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエネルギー損
失分を補償してやれば良いのである。

ここで、補償回路１５の回路動作について第１０図の波
形図を参照しつつ説明するならば、コンデンサＣ２は定
電流源１ａにより定電流にて充電されており、入力パル
ス（ａ）に応答してトランジスタＱｙがオン状態となる
ことによってコンデンサＣ２の充電電荷が瞬時に放電さ
れ、入力パルス（ａ）が消滅した時点から再びコンデン
サＣ２は定電流にて充電される。従って、コンデンサＣ
２の両端電圧は第１０図（ｂ）に示す如く変化する。こ
の両端電圧（ｂ）はコンパレータＣＯＭＰ７で基準電圧
Ｅｏと比較され、その結果コンパレータＣＯＭＰ７の出
力端には入力パルス（ａ）の発生時からその消滅後一定
時間Ｔａだけ経過するまでの時間のパルス幅を有するパ
ルス信号（Ｃ）が得られることになる。すなわち、入力
パルス（ａ＞に対して一定のパルス幅Ｔａが追加された
ことになり、この追加されたパルス幅Ｔａ分に相当する
エネルギーによって逆起電力吸収用ダイオＦＤＩ、Ｄ２
でのエネルギー損失分を補償できるのである。

第１１図には補償回路１５．１６の入出ツノ特性、即ち
入力パルスのパルス幅と追加されるパルス幅との関係が
示されており、コンデンサｃ２の両端電圧がコンパレー
タＣＯＭＰ、の基準電圧Ｅｏまで低下し得ない程度の入
力パルスのパルス幅領域■ではパルス幅の追加はなく、
基準電圧Ｅｏ以下零レベルになるまでの領域■では追加
パルス幅が比例的に変化し、零レベルに達した以降の領
域■では追加されるパルス幅が固定幅となる。すなわち
、入力パルスのパルス幅が極めて小ざい領域■。

■ではパルス幅の追加が無かったり、追加パルス幅が比
例的に変化するが、これは入力パルスの立上り及び立下
りが急峻ではなく実際にはなだらかであることに起因す
るものであり、その結果領域■の範囲では第９図に実線
で示す如くゲインを向上できることになる。

補償回路１５．１６とりでは、上記実施例の構成のもの
に限定されることなく、例えば第１２図に示ずように、
入力パルスの立上りエツジに応答して一定のパルス幅Ｔ
ｂを有するパルス信号を発生するパルス発生回路２９と
、このパルス発生回路２９の出力パルスと入力パルスと
の論理和をとるＯＲゲート３０とからなる構成のもので
あっても良い。かかる構成においては、入力パルスのパ
ルス幅が上記パルス幅Ｔｂより小なるときには、常時当
該パルス幅Ｔｂを有するパルス信号がＯＲゲート３０か
ら出力されることにより、入力パルスのパルス幅が小さ
いときの逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエ
ネルギー損失分の補償が行なわれ、入力パルスのパルス
幅が上記パルス幅Ｔｌ）より大なるときには入力パルス
に対するパルス幅の変更は行なわれない。

なお、上記実施例では、コンパクトディスクを回転駆動
するスピンドルモータの駆動回路に適用した場合につい
て説明したが、これに限定されるものではなく、ピック
アップを駆動するキレリッジモータ、ピックアップにお
ける情報読取光のフォーカスやトラッキングの制御をな
すフォーカスアクチュエータやトラッキングアクチュエ
ータの駆動回路にも適用可能であり、又コンパクトディ
スクプレーヤのみならず種々の機器における各種負荷の
駆動回路にも広く適用できるものである。

発明の詳細 な説明したように、本発明によるスイッチング駆動回路
によれば、本来の駆動パルス信号のパルス幅を所定幅だ
け拡大し、このパルス信号に基づいて負荷を駆動する構
成となっており、逆起電力吸収用ダイオード（一方向性
素子）での逆起電力によるエネルギー損失分を補償でき
るので、特に駆動パルスのパルス幅が小なるときの入出
力特性のリニアリティを改善でき、負荷の駆動効率の向
上を図れることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図における三角波生成回路の回路動作を説明するための
各部波形図、第３図はＰＷＭ動作による負荷の駆動方向
に対応した２つのパルス信号の生成動作を説明するため
の各部波形図、第４図（Ａ＞、（Ｂ）は電源電圧の変動
に対応して三角波の傾斜角及びピーク値を変化せしめる
動作を説明するための波形図、第５図はトランジスタの
ｔＯＦＦディレ一時間に起因するドライブ段のパワート
ランジスタの同時ＯＮ防止回路の回路動作を説明するた
めの各部波形図、第６図はトランジスタのｔＯＦＦディ
レ一時間について説明するための図、第７図は同時ＯＮ
防止回路の他の実施例を示すブロック図、第８図は第７
図の回路動作を説明するための各部波形図、第９図は逆
起電力吸収用ダイオードでの逆起電力によるエネルギー
損失に起因するゲインの変化を示す図、第１０図は逆起
電力吸収用ダイオードでの逆起電力にょるエネルギー損
失分を補償する補償回路の回路動作を説明するための波
形図、第１１図はかかる補償回路の入出力特性を示す図
、第１２図はかかる補償回路の他の実施例を示すブロッ
ク図、第１３図はスイッチング駆動回路の基本形をを示
す回路図、第１４図はかかる駆動回路の入出力特性を示
す図、第１５図はそのゲイン特性を示す図、第１６図は
かかる駆動回路の等価回路図、第１７図は駆動パルスに
対する応答波形図である。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・第１の定電流源 ２・・・・・・第２の定電流源 ３．９・・・・・・ウィンドコンパレータ８・・・・・
・三角波生成回路 １５．１６・・・・・・補償回路 １７・・・・・・プリドライブ回路 １８モータドライブ回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）逆起電力を吸収するための一方向性素子を有し、
   所定のパルス信号に基づいて負荷をスイッチング駆動す
   る駆動回路であって、前記所定のパルス信号を入力とし
   このパルス信号のパルス幅を所定幅だけ拡大して前記負
   荷の駆動パルス信号とする補償回路を備えたことを特徴
   とするスイッチング駆動回路。
2. （２）前記補償回路は、前記所定のパルス信号に応答し
   てその発生時から消滅後所定時間だけ経過するまでの時
   間のパルス幅を有するパルス信号を発生する手段からな
   り、このパルス信号を前記駆動パルス信号とすることを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載のスイッチング駆
   動回路。
3. （３）前記補償回路は、前記所定のパルス信号に応答し
   て一定のパルス幅を有するパルス信号を発生する手段と
   、このパルス信号と前記所定のパルス信号とを２入力と
   する論理和回路とからなり、前記論理和回路から出力さ
   れるパルス信号を前記駆動パルス信号とすることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載のスイッチング駆動回
   路。