TW202219684A - 電源轉換器的控制電路 - Google Patents

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Abstract

一種電源轉換器的控制電路，包括感測電路、斜坡信號產生電路及脈寬調變電路。感測電路耦接輸出電路，以提供感測電流。斜坡信號產生電路包括瞬變電路與信號產生電路。瞬變電路接收感測電流且產生可變的參考電壓。信號產生電路依據可變的參考電壓提供斜坡信號。脈寬調變電路依據斜坡信號提供脈寬調變信號至輸出電路。當抽載發生時，抽載持續第一預設時間。於抽載時存在瞬變狀態，瞬變狀態持續第二預設時間。第二預設時間小於第一預設時間。瞬變電路於第二預設時間提供之可變的參考電壓由預設值改變為調整值並於第二預設時間後恢復為預設值。

Description

電源轉換器的控制電路
本發明係與電源轉換器有關，尤其是關於一種電源轉換器的控制電路。
如圖1所示，圖1為一種電源轉換器，此系統利用輸出電壓VOUT進行電壓回授控制與輸出電流IL1、IL2進行電流回授控制。在電壓回授控制的部分，誤差放大器EA及補償電路COM根據輸出電壓VOUT與預設電壓VREF產生補償信號COMP。在電流回授控制的部分，此系統則會將各相輸出電流IL1、IL2加總的總輸出電流IL的資訊加到斜坡信號RAMP上，以改變斜坡信號RAMP的波形。此外，比較器CP比較補償信號COMP與斜坡信號COMP，藉以產生脈寬調變信號PWM，控制輸出電路OS將輸入電壓VIN轉換為輸出電壓VOUT。
如圖1與圖2所示，上述電源轉換器將總輸出電流(電感電流)IL的資訊以直流偏移(DC offset)OFF的形式加在斜坡信號RAMP上，在時間t1時因外部抽載而發生瞬變，總輸出電流IL為了供應外部抽載所需的電流而往上拉升，而輸出電壓VOUT亦因外部抽載而往下掉。此時與輸出電壓VOUT相關的補償信號COMP因輸出電壓VOU往下掉而上升，且總輸出電流IL提供的直流偏移亦使得斜坡信號RAMP被抬高。由於斜坡信號RAMP的振幅固定，使得補償信號COMP與斜坡信號RAMP相交的位置亦被抬高，經由此回授控制使得輸出電壓VOUT產生下垂(Droop)現象。換句話說，系統在瞬變時不用強力拉高輸出電壓VOUT，從而消除輸出電壓VOUT的振鈴(Ringing)現象，得以快速穩定輸出電壓VOUT，達到縮短瞬變響應的功效。
然而，由於系統有著餘量(Headroom，工作電壓VCC至接地的壓差)的限制，上述技術缺點在於：斜坡信號RAMP會隨總輸出電流IL的抽載程度被抬高，且在時間t1到時間t5的抽載期間會維持在被抬高的狀態，一旦抽載過重時，斜坡信號RAMP的位置會受到工作電壓VCC的限制而達到上限，導致抽載受限而無法再加重。詳細而言，由於斜坡信號RAMP的振幅相同且其受限於工作電壓VCC，當抽載更重時，輸出電流IOUT的資訊會因為餘量不足而無法完全疊加在斜坡信號RAMP上，導致上述的電流回授控制機制出現異常而無法消除振鈴現象，即使在時間t4進入穩態，輸出電壓VOUT仍會無法恢復至抽載前的位準。直到時間t5卸載後，回授控制與輸出才恢復正常運行狀態。由上述可知：先前技術的電路設計受到餘量的限制，導致系統應付抽載的輸出能力受限。
有鑑於此，本發明提出一種電源轉換器的控制電路，以有效解決先前技術所遭遇到之上述問題。
根據本發明之一具體實施例為一種電源轉換器的控制電路。於此實施例中，控制電路耦接輸出電路。控制電路包括感測電路、斜坡信號產生電路及脈寬調變電路。感測電路耦接輸出電路，以提供電流感測信號。斜坡信號產生電路包括瞬變電路與信號產生電路。瞬變電路耦接於感測電路與信號產生電路之間。瞬變電路接收電流感測信號且產生可變的參考電壓。信號產生電路依據可變的參考電壓提供斜坡信號。脈寬調變電路耦接斜坡信號產生電路與輸出電路，且依據斜坡信號提供脈寬調變信號至輸出電路。當抽載發生時，抽載持續第一預設時間。於抽載時存在瞬變狀態，瞬變狀態持續第二預設時間。第二預設時間小於第一預設時間。瞬變電路於第二預設時間所提供之可變的參考電壓由預設值改變為調整值，瞬變電路並於第二預設時間後恢復可變的參考電壓為預設值。
於一實施例中，可變的參考電壓為斜坡信號的頂點電壓。
於一實施例中，瞬變電路包括濾波器。濾波器耦接感測電路，接收參考電壓與電流感測信號，以產生可變的參考電壓。
於一實施例中，濾波器包括電阻及電容。第二預設時間與電阻及電容產生的電阻-電容延遲有關。
於一實施例中，瞬變電路包括濾波器及信號轉換電路。濾波器包括電阻及電容。電阻與電容串接於接地端與感測電壓之間。感測電壓與電流感測信號有關。信號轉換電路分別耦接至電阻兩端的第一節點與第二節點，以根據第一節點與第二節點之間的電壓差提供可變的參考電壓。
於一實施例中，第二預設時間與電阻及電容產生的電阻-電容延遲有關。
相較於先前技術，本發明的電源轉換器的控制電路中的斜坡信號的頂點電壓會隨著瞬變狀態結束進入穩態而恢復至預設電壓，使得斜坡信號不會因抽載壓縮導致控制迴路失效，故可克服傳統的斜坡信號受限於工作電壓(VCC)餘量的缺點，以大幅提升電路設計的自由度。此外，本發明的電源轉換器的控制電路在抽重載期間的輸出電流回授控制不會失效，故能提供穩定的輸出。
關於本發明之優點與精神可以藉由以下的發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
現在將詳細參考本發明的示範性實施例，並在附圖中說明所述示範性實施例的實例。在圖式及實施方式中所使用相同或類似標號的元件/構件是用來代表相同或類似部分。
根據本發明之一具體實施例為一種電源轉換器的控制電路。於此實施例中，控制電路可應用於單相(Single-phase)或多相(Multi-phase)的電源轉換器，端視實際需求而定。
請參照圖3，圖3繪示電源轉換器的控制電路應用於單相的電源轉換器的示意圖。如圖3所示，電源轉換器的控制電路2耦接輸出電路OS。分壓電阻R1與R2串接於輸出電路OS與接地端GND之間。輸出電容COUT與等效於其寄生電阻的輸出電阻RESR亦串接於輸出電路OS與接地端GND之間。
輸出電路OS包括驅動器D1~D2、開關M1~M2及輸出電感L。驅動器D1耦接於控制電路2與開關M1的控制端之間。驅動器D2耦接於控制電路2與開關M2的控制端之間。開關M1與M2串接於輸入電壓VIN與接地端GND之間。輸出電感L的一端耦接至開關M1與M2之間且輸出電感L的另一端耦接至輸出電阻RESR及分壓電阻R1。
控制電路2包括感測電路20、脈寬調變電路21及斜坡信號產生電路22。脈寬調變電路21包括誤差放大器23、比較器24、脈寬調變邏輯電路25及補償電路26。感測電路20耦接輸出電路OS及斜坡信號產生電路22。斜坡信號產生電路22耦接感測電路20及比較器24的一輸入端。誤差放大器23的一輸入端耦接至電阻R1與R2之間且另一輸入端接收參考電壓VEAP。誤差放大器23的輸出端耦接補償電路26。補償電路26耦接至比較器24的另一輸入端。比較器24的輸出端耦接至脈寬調變邏輯電路25。脈寬調變邏輯電路25耦接至輸出電路OS。
誤差放大器23的兩輸入端分別接收參考電壓VEAP與電源轉換器的輸出回授電壓VFB，以提供誤差放大信號ERR。補償電路26耦接誤差放大器23與比較器24，對誤差放大信號ERR進行補償成為補償信號COMP。
誤差放大器23的一輸入端所接收的輸出回授電壓VFB為分壓電阻R1與R2之根據電源轉換器的輸出電壓VOUT產生的分壓，但不以此為限。誤差放大器23為轉導放大器(Trans-impedance amplifier)，其提供的誤差放大信號ERR為電流形式，但不以此為限。
感測電路20用以接收與輸出電路OS的輸出電流IOUT有關的電流指示信號CSP/CSN，並提供電流感測信號。於此實施例中，電流指示信號為一組電壓形式的電流指示信號CSP/CSN。感測電路20包括放大器200及電流鏡202。放大器200的兩輸入端接收電流指示信號CSP/CSN並輸出比較結果控制具有1:1比例的電流鏡351產生電流形式的電流感測信號(即感測電流IL)。
於實際應用中，電阻R可耦接於電流鏡202與接地端GND之間。當電流鏡202所輸出的感測電流IL流經電阻R時，會於電阻R耦接於電流鏡202的端點形成電壓形式的電流感測信號(即感測電壓VL)。
斜坡信號產生電路22包括瞬變電路220與信號產生電路222。瞬變電路220耦接於感測電路20與信號產生電路222之間，用以接收感測電路20所提供的感測電流IL，並在抽載造成的瞬變發生時提供可變的參考電壓ACV至信號產生電路222。信號產生電路222依據可變的參考電壓ACV產生斜坡信號RAMP至比較器24的一輸入端。
當抽載造成瞬變發生時，瞬變電路220所提供之可變的參考電壓ACV會在瞬變發生時由一預設值改變為一調整值，再漸變恢復為預設值。換言之，原本為預設值的可變的參考電壓ACV會在瞬變狀態下改變為調整值以應付抽載，但會立即從調整值逐漸變回至原來的預設值，藉以避免斜坡信號RAMP被餘量限制的缺點，故可大幅提升電路設計的自由度。
於此實施例中，瞬變電路220包括濾波器221及電壓源VB。濾波器221耦接感測電路20及信號產生電路222。當濾波器221分別接收到感測電壓VL及電壓源VB提供的預設電壓VREF時，濾波器221對感測電壓VL進行濾波，並且濾波後的感測電壓VL會疊加至預設電壓VREF而產生可變的參考電壓ACV至信號產生電路222。換句話說，在抽載持續的第一預設時間內，於抽載時存在瞬變狀態。瞬變狀態持續第二預設時間，而第二預設時間小於第一預設時間。於第二預設時間內，參考電壓ACV由預設值改變為調整值，並於第二預設時間後恢復為預設值。
濾波器221可以是由電阻R與電容C2組成的高通濾波器(High-Pass Filter, HPF)，電阻R耦接於電壓源VB與節點N1之間；電容C的一端耦接至節點N1且其另一端耦接至電流鏡202與電阻R之間，但不以此為限。值得一提的是，透過選用電阻R及電容C而產生的電阻-電容延遲，可用以設定參考電壓ACV由調整值漸變為預設值的第二預設時間。
於此實施例中，信號產生電路222包括開關SW、電容C及電流源INO。開關SW耦接於瞬變電路220與比較器24的一輸入端之間，接收參考電壓ACV並受控於比較器24所提供的觸發信號TRIG，在觸發信號TRIG使開關SW導通時，將斜坡信號RAMP復位為參考電壓ACV的電壓位準，換言之，參考電壓ACV被當作斜坡信號RAMP的頂點電壓。電容C的一端耦接至開關SW與比較器24之間且其另一端耦接至接地端GND，電容C的容值決定斜坡信號RAMP的振幅。電流源INO的一端耦接至開關SW與比較器24之間且其另一端耦接至接地端GND，以對電容C放電從而產生具有下降斜率的斜坡信號RAMP。
比較器24的兩輸入端分別接收斜坡信號RAMP與補償信號COMP，並產生觸發信號TRIG至脈寬調變邏輯電路25及信號產生電路222中的信號產生電路222。
接著，脈寬調變邏輯電路25會依據觸發信號TRIG提供脈寬調變信號PWM至輸出電路OS，以控制輸出電路OS的運作。詳細而言，當輸出電路OS中的驅動器D1及D2接收到脈寬調變信號PWM時，驅動器D1及D2分別根據脈寬調變信號PWM控制開關M1及M2的開啟或關閉，以於輸出電感L形成電感電流IL並產生輸出電壓VOUT。
接著，請參照圖4，圖4繪示電源轉換器的控制電路應用於雙相的電源轉換器的示意圖。如圖4所示，控制電路3分別耦接輸出電路OS1~OS2。分壓電阻R1與R2串接於輸出電路OS1~OS2與接地端GND之間。輸出電容COUT與等效於其寄生電阻的輸出電阻RESR亦串接於輸出電路OS1~OS2與接地端GND之間。
控制電路3包括感測電路30、斜坡信號產生電路32、誤差放大器33、補償電路36、比較器34及脈寬調變邏輯電路35，與前述的控制電路2的相應元件相同，於此不另行贅述。
於此實施例中，脈寬調變邏輯電路35根據觸發信號TRIG分別產生脈寬調變信號PWM1~PWM2至輸出電路OS1~OS2，以分別控制輸出電路OS1~OS2的運作。感測電路30包括放大器300、302及電流鏡304、306。
放大器300的兩輸入端接收與輸出電路OS1的輸出電流有關的電流指示信號CSP1/CSN1並輸出比較結果控制具有1:1比例的電流鏡304產生輸出電路OS1的感測電流IL1。同理，放大器302的兩輸入端接收與輸出電路OS2的輸出電流有關的電流指示信號CSP2/CSN2並輸出比較結果控制具有1:1比例的電流鏡306產生輸出電路OS2的感測電流IL2。感測電路30輸出感測電流IL1與感測電流IL2加總後的感測電流IL至斜坡信號產生電路32。
於實際應用中，電阻R之一端分別耦接電流鏡304及電流鏡306且其另一端耦接至接地端GND，感測電流IL1與感測電流IL2加總後的感測電流IL流經電阻R而於電阻R的一端形成感測電壓VL。除了前述的單相及雙相的電源轉換器之外，本發明的控制電路還可依此類推進一步應用於多相(Multi-phase)的電源轉換器，並無特定的限制。
請參照圖5，圖5繪示本發明的雙相的電源轉換器的暫態響應波形圖。需說明的是，圖5與先前技術的圖2中的雙相的電源轉換器均為雙通道應用、在相同的抽載條件(假設每個通道供應的電感電流IL1~IL2均為35安培，故加總後的電感電流IL為70安培，未繪示)下進行。斜坡信號RAMP的振幅為0.75伏特且工作電壓VCC為4伏特。
如圖5所示，在時間t1之前，由於抽載尚未開始，兩個通道的電感電流IL1~IL2均未上升，使得輸出電壓VOUT、補償信號COMP及斜坡信號RAMP均維持穩定狀態且斜坡信號RAMP的頂點電壓(即參考電壓ACV)小於工作電壓VCC(4伏特)。
於時間t1時，抽載開始，兩個通道的電感電流IL1~IL2均上升(亦即加總後的電感電流IL亦上升)，使得輸出電壓VOUT因抽載而下降，補償信號COMP則隨著輸出電壓VOUT的下降而上升，參考電壓ACV在上升後隨即逐漸恢復為預設值。
在時間t2至t3期間內，由於電感電流IL的回授資訊使得參考電壓ACV大於工作電壓VCC(4V)，導致斜坡信號RAMP的波形受限制，故在此期間內僅能靠輸出電壓VOUT的回授資訊進行控制。需說明的是，在時間t2至t3期間內，電感電流IL的回授資訊無法對斜坡信號RAMP產生影響，故在此期間的電源轉換器的表現與先前技術相同，但由於斜坡信號產生電路22中的瞬變電路220使參考電壓ACV在瞬變發生後立即逐漸變回預設電壓3.75V，故t2至t3的期間很短。
在時間t3時，參考電壓ACV低於工作電壓VCC(4V)，此時電感電流IL的回授資訊被加入回授控制中，使得輸出電壓VOUT不會出現振鈴(ringing)現象。
在時間t4時，輸出電壓VOUT已爬升至與圖2所示先前技術進入穩態時相同的輸出電壓位準(1.09伏特)。在時間t5時，瞬變狀態結束，輸出電壓VOUT已恢復至抽載前的穩態輸出電壓位準(1.1伏特)且斜坡信號RAMP與補償信號COMP均趨於穩定狀態。
由上述可知：於第一預設時間(時間t1到時間t6)的抽載期間中，本發明的電源轉換器的控制電路透過在瞬變後調整斜坡信號RAMP的頂點電壓的方式，使得斜坡信號RAMP與補償信號COMP的交點在第二預設時間(時間t1到時間t5)的瞬變狀態中，隨時間逐漸恢復至穩定值，藉以讓斜坡信號RAMP的頂點電壓不會受到工作電壓VCC的限制，進而提升電路設計的靈活性。換言之，本發明的電源轉換器的控制電路在抽重載時仍能有效消除輸出電壓VOUT的振鈴(Ringing)現象，藉以提供穩定的輸出。
請參照圖6，於另一實施例中，瞬變電路6包括濾波器60及信號轉換電路SCC。濾波器60包括電阻R及電容C，串接於接地端GND與感測電壓VL之間。電阻R位於節點N1與N2之間。電容C耦接於節點N1與接地端GND之間。信號轉換電路SCC分別耦接節點N1、N2及預設電壓VREF。節點N2耦接感測電壓VL。信號轉換電路SCC根據電阻R兩端的節點N1與N2之間的跨壓變化將感測電壓VL轉換為可變的參考電壓ACV，用以作為斜坡信號RAMP的頂點電壓。當電源轉換器處於穩態時，電阻R兩端的跨壓為零，故可變的參考電壓ACV為預設電壓VREF。
請參照圖7，於另一實施例中，瞬變電路7包括濾波器70及信號轉換電路SCC。濾波器70包括電阻R及電容C。電阻R位於節點N1與N2之間。電容C耦接於節點N1與接地端GND之間。信號轉換電路SCC包括電壓隨耦器BF1~BF2、電阻R3~R4、開關M及電流鏡CM。電壓隨耦器BF1的一輸入端耦接至節點N2且電壓隨耦器BF2的一輸入端耦接至節點N1。電壓隨耦器BF2的另一輸入端與輸出端均耦接至電阻R3的一端。電阻R3的另一端耦接至電壓隨耦器BF1的另一輸入端與開關M的一端。電壓隨耦器BF1的輸出端耦接至開關M的控制端。開關M的另一端耦接電流鏡CM的輸入端。電阻R4耦接於電流鏡CM的輸出端與預設電壓VREF之間。電阻R4與電流鏡CM之間的節點N3輸出可變的參考電壓ACV。
當電源轉換器處於穩態時，節點N1與N2的電壓相等，使得電阻R、電阻R3及電阻R4的跨壓均為零，故信號轉換電路SCC輸出的可變的參考電壓ACV為預設電壓VREF。
當抽載造成的瞬變發生時，感測電流IL上升，節點N2的感測電壓VL亦隨之上升，由於節點N1的電壓VN1需對電容C充電，故上升速度較慢。電壓隨耦器BF1與BF2會在電阻R3兩端形成電壓差(VL-VN1)，並在電阻R3上產生(VL-VN1)/R3的電流，透過電流鏡CM傳遞到節點N3並透過電阻R4轉換為參考電壓ACV的調整值。且此在電阻R3上產生的電流會隨著電壓VN1上升而減小，從而使參考電壓ACV漸變回預設電壓VREF。
相較於先前技術，本發明的電源轉換器的控制電路中的斜坡信號的頂點電壓在瞬變發生後隨即漸變恢復至預設電壓，使得抽載時斜坡信號不會受限於餘量導致控制迴路失效，故可克服傳統的斜坡信號受限於工作電壓(VCC)的缺點，以大幅提升電路設計的自由度。此外，由於控制迴路能快速恢復正常運作，故能提供穩定的輸出。
VCC:工作電壓 OFF:直流偏移 t1~t6:時間 2、3:電源轉換器的控制電路 20、30:感測電路 21:脈寬調變電路 22、32:斜坡信號產生電路 23、33:誤差放大器 24、34:比較器 25、35:脈寬調變邏輯電路 51:瞬變電路 200、300、302:放大器 202、304、306:電流鏡 220、320:瞬變電路 221、321:濾波器 222、322:信號產生電路 CSP、CSP1、CSP2:電流指示信號 CSN、CSN1、CSN2:電流指示信號 IL、IL1、IL2:感測電流 VL:感測電壓 R:電阻 GND:接地端 221、321、60、70:濾波器 C:電感 VREF:預設電壓 N1、N2:節點 ACV:可變的參考電壓 VB:電壓源 SW:開關 TRIG:觸發信號 INO:電流源 VEAP:參考電壓 VFB:輸出回授電壓 ERR:誤差放大信號 26、36:補償電路 COMP:補償信號 RAMP:斜坡信號 PWM:脈寬調變信號 OS、OS1、OS2:輸出電路 D1:驅動器 D2:驅動器 M1:開關 M2:開關 VIN:輸入電壓 L:輸出電感 IOUT:輸出電流 VOUT:輸出電壓 R1:分壓電阻 R2:分壓電阻 RESR:輸出電阻 COUT:輸出電容 SCC:信號轉換電路 6:瞬變電路 VN1:節點電壓 BF1:電壓隨耦器 BF2:電壓隨耦器 M:開關 CM:電流鏡 R3:電阻 R4:電阻
本發明所附圖式說明如下： 圖1繪示先前技術中的電源轉換器的功能方塊圖。 圖2繪示先前技術中的電源轉換器的暫態響應波形圖。 圖3及圖4分別繪示本發明的控制電路應用於單相(Single-phase)及雙相(Two-phase)的電源轉換器的不同實施例。 圖5繪示本發明中的電源轉換器的暫態響應波形圖。 圖6繪示本發明的瞬變電路的另一實施例。 圖7繪示圖6瞬變電路中的信號轉換電路的實施例。
2:電源轉換器的控制電路
20:感測電路
21:脈寬調變電路
22:斜坡信號產生電路
23:誤差放大器
24:比較器
25:脈寬調變邏輯電路
26:補償電路
200:放大器
202:電流鏡
220:瞬變電路
222:信號產生電路
CSP:電流指示信號
CSN:感測信號
IL:感測電流
VL:感測電壓
R:電阻
GND:接地端
221:濾波器
C、C2:電容
VREF:預設電壓
N1:節點
ACV:可變的參考電壓
VB:電壓源
SW:開關
TRIG:觸發信號
INO:電流源
VEAP:參考電壓
VFB:輸出回授電壓
ERR:誤差放大信號
COMP:補償信號
RAMP:斜坡信號
PWM:脈寬調變信號
OS:輸出電路
D1:驅動器
D2:驅動器
M1:開關
M2:開關
VIN:輸入電壓
L:電感
IOUT:輸出電流
VOUT:輸出電壓
R1:分壓電阻
R2:分壓電阻
RESR:輸出電阻
COUT:輸出電容

Claims (6)

  1. 一種電源轉換器的控制電路，耦接一輸出電路，該控制電路包括： 一感測電路，耦接該輸出電路，以提供一電流感測信號； 一斜坡信號產生電路，包括一瞬變電路與一信號產生電路，該瞬變電路耦接於該感測電路與該信號產生電路之間，該瞬變電路接收該電流感測信號且產生一可變的參考電壓，該信號產生電路依據該可變的參考電壓提供一斜坡信號；以及 一脈寬調變電路，耦接該斜坡信號產生電路與該輸出電路，且依據該斜坡信號提供一脈寬調變信號至該輸出電路， 其中當一抽載發生時，該抽載持續一第一預設時間，於該抽載時存在一瞬變狀態，該瞬變狀態持續一第二預設時間，該第二預設時間小於該第一預設時間，該瞬變電路於該第二預設時間所提供之該可變的參考電壓由一預設值改變為一調整值，該瞬變電路並於該第二預設時間後恢復該可變的參考電壓為該預設值。
  2. 如請求項1所述的控制電路，其中該可變的參考電壓為該斜坡信號的頂點電壓。
  3. 如請求項1所述的控制電路，其中該瞬變電路包括： 一濾波器，耦接該感測電路，接收一參考電壓與該電流感測信號，以產生該可變的參考電壓。
  4. 如請求項3所述的控制電路，其中該濾波器包括一電阻與一電容，該第二預設時間與該電阻及該電容產生的電阻-電容延遲有關。
  5. 如請求項1所述的控制電路，其中該瞬變電路包括： 一濾波器，包括一電阻及一電容，該電阻與該電容串接於一接地端與一感測電壓之間，該感測電壓與該電流感測信號有關；以及 一信號轉換電路，分別耦接至該電阻兩端的一第一節點與一第二節點，以根據該第一節點與該第二節點之間的電壓差提供該可變的參考電壓。
  6. 如請求項5所述的控制電路，其中該第二預設時間與該電阻及該電容產生的電阻-電容延遲有關。
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