JP2730353B2 - モータの速度制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は記録媒体磁気テープの走
行用、記録媒体ディスクの回転用等のモータの速度制御
回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】典型的なモータのフィードバック速度制
御回路は、モータの速度に対応した周波数信号を発生す
る周波数発電機（ＦＧ）等から成る速度検出器と、速度
検出器の出力周波数を電圧信号に変換する周波数−電圧
変換器と、モータの所望速度に対応する基準電圧を発生
する基準電圧源と、周波数−電圧変換器から得られた速
度検出電圧信号と基準電圧との差に対応する出力（例え
ば前記差に基準電圧を加算した電圧）を発生するための
誤差増幅器と、誤差増幅器の出力に応答してモータを駆
動する駆動回路とから成る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、積分回路は
コンデンサを含んでいるので、モータの動作状態の切換
時の応答遅れを招く。例えば、モータの起動時におい
て、起動指令が与えられても積分用ンデンサが所定レベ
ル以上に充電されるまではモータの回転が開始しない。
また、モータを高い回転速度から低い回転速度に切換え
る場合においても、制御信号の電圧レベルの低下に追従
して積分用コンデンサの放電が生じ、その後に発生する
所望の低い回転速度を得るための制御信号によって積分
用コンデンサが再び所定レベル以上に充電されるまでモ
ータを駆動することができない。

【０００４】そこで、本発明の目的は、モータの動作状
態転換時における応答性の良いフィードバック速度制御
回路を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、モータの速度の変化を示す直流電圧を発生
する速度電圧発生器と、コンデンサと複数の抵抗とを含
み、前記速度電圧発生器から得られた速度電圧を積分す
るように前記速度電圧発生器に接続されている積分回路
と、基準電圧発生回路と、前記積分回路から得られた積
分出力電圧と前記基準電圧発生回路から得られた基準電
圧との差に対応した電圧を発生するための差信号形成回
路と、前記差信号形成回路の出力に応答して前記モータ
を駆動するモータ駆動回路とから成るモータの速度制御
回路であって、少なくとも前記速度電圧発生器から速度
電圧が発生している期間において、前記積分回路の前記
コンデンサの電圧が所定値よりも低下することを阻止す
るための充電回路が設けられていることを特徴とするモ
ータの速度制御回路に係わるものである。なお、請求項
２に示すように、コンデンサにダイオードを介して電圧
源を接続することによって充電回路を構成することが望
ましい。請求項３に示すように、コンデンサの過充電阻
止回路を設けることができる。請求項４に示すように、
演算増幅器（オペアンプ）と積分用コンデンサの組み合
せで積分回路及び差信号形成回路を構成することができ
る。

【０００６】

【作用】本発明に従う充電回路は速度電圧が発生してい
る期間において積分用コンデンサの電圧が所定値以下に
低下するのを防止するように充電する。従って、モータ
を高速から低速に切換える時にコンデンサの電圧が所定
値よりも低下するのを防ぐことができ、低速状態に迅速
に移行することができる。請求項２に示すダイオードは
コンデンサの電圧が所定値よりも低くなると導通し、コ
ンデンサを自動的に充電する。請求項３の過充電阻止回
路は、コンデンサの過充電によるフィードバック制御の
異常動作を防止する。請求項４のコンデンサは請求項２
のコンデンサと実質的に同一の作用を有する。

【０００７】この種のフィードバック速度制御回路に
は、制御信号を補償するために図１１に示すような積分
回路が直列接続されている。この積分回路は制御信号ラ
インに直列に接続された第１の抵抗Ｒ１と、この出力端
とグランドとの間に第２の抵抗Ｒ２を介して接続された
コンデンサＣとから成る。この様に構成された積分回路
の周波数特性は図１２に示す通りであり、第１の角周波
数ω１よりも低い周波数領域では実質的に減衰がなく、
利得が実質的に０ｄＢ又は１倍であり、第１の角周波数
ω１よりも高い第２の角周波数ω２よりも高い領域では
利得が２０ｌｏｇ［Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）］ｄＢ又はＲ
２／（Ｒ１＋Ｒ２）倍である。なお、第１の角周波数ω
１は１／Ｃ（Ｒ１＋Ｒ２）で決定され、第２の角周波数
ω２は１／ＣＲ２で決定される。

【０００８】図１２の特性を有する積分回路は長期的に
変化する成分即ち極めて低い周波数成分即ち直流成分又
は定常成分に対する減衰が少ないが、磁気テープ装置に
おけるワウ・フラッター等の高い周波数成分即ち過渡成
分又は交流成分に対しては大きな減衰を示す。従って、
モータの負荷トルクの長期的変化即ち負荷トルクの製作
時における基準値からの長期的ずれを示すフィードバッ
ク制御信号の直流成分は実質的に減衰させずに伝送さ
れ、フィードバック制御で良好に補償され、所望回転速
度が維持される。なお、直流成分の変化は、モータ自体
の長期的変化即ちモータの駆動電圧とこの出力トルクと
の関係が経時変化や温度変化によって変化した時にも生
じ、この場合にも負荷トルクの長期的変動の場合と同様
にフィードバック制御によって効果的に補償される。一
方、ワウ・フラッターのような高い周波数成分即ち過渡
成分又は交流成分は積分回路で抑制されるので、この交
流成分のフィードバック制御回路の利得が過大になるこ
とが阻止され、発振防止が達成される。

【０００９】

【第１の実施例】次に、図１〜図７を参照して本発明の
第１の実施例に係わる磁気テープ記録再生装置における
キャプスタンモータの速度即ちトルク制御回路を説明す
る。

【００１０】図１においてモータ１はブラシレス直流モ
ータであっで、直流電源端２とグランドとの間に駆動回
路３を介して接続されている。駆動回路３は原理的に示
すように増幅器４とトランジスタ５とを含み、モータ１
とグランドとの間に接続されたトランジスタ５を増幅器
４の出力で制御することによってモータ１の電流を制御
し、モータ１の出力トルク即ち回転速度を制御する。モ
ータ１には一対のリール６、７間で磁気テープ８を定速
駆動するためのキャプスタン９が負荷として結合されて
いる。

【００１１】ＤＣモータ１をフィードバック制御するた
めに、モータ１の回転速度に対応する速度電圧を発生す
る速度電圧発生器１０が設けられている。速度電圧発生
器１０は、モータ１の回転速度に対応した周波数信号を
発生する周波数発電機（ＦＧ）から成る周知の速度検出
器１１と、この速度検出器１１の出力周波数信号を電圧
信号に変換する周知の周波数−電圧変換器即ちＦ−Ｖ変
換器１２とで構成されている。このＦ−Ｖ変換器１２
は、図２に示すように、第１の周波数Ｆ１と第２の周波
数Ｆ２との間で入力周波数に反比例的に変化する速度電
圧を発生し、第１の周波数Ｆ１よりも低い領域では一定
の高レベル電圧ＶＨを発生し、第２の周波数Ｆ２よりも
高い領域では一定の低レベル電圧ＶＬを発生するように
構成されている。

【００１２】Ｆ−Ｖ変換器１２には、モータ１の起動と
停止とを制御するためのスイッチ１３と、モータ１の速
度切換用スイッチ１４とが接続されでいる。Ｆ−Ｖ変換
器１２は起動・停止制御スイッチ１３のオンに応答して
まず高レベルＶＨの電圧を発生し、その後回転速度が所
定のロック範囲に入ったら、回転速度を示す速度電圧を
出力する。また、Ｆ−Ｖ変換器１２は出力速度電圧のレ
ベルを切換えるための回路を内蔵し、速度切換用スイッ
チ１４のオンに応答しでモータ１を第１の回転速度にす
るためのレベルの速度電圧を出力し、速度切換用スイッ
チ１４のオフに応答してモータ１を第１の回転速度より
も高い第２の回転速度にするためのレベルの速度電圧を
出力する。但し、高速から低速に切換える時には、Ｆ−
Ｖ変換器１２から低レベルＶＬ即ち零ボルトの電圧が発
生し、低速のロック範囲になった時に低速のための速度
電圧が発生するように構成されている。

【００１３】Ｆ−Ｖ変換器１２の出力ライン１５には積
分回路１６が接続されている。この積分回路１６はＦ−
Ｖ変換器１２の出力ライン１５に直列に接続された第１
の抵抗１７と、この第１の抵抗１７の出力側端子とグラ
ンドとの間に接続された第２の抵抗１８とコンデンサ１
９との直列回路から成る。例えば、第１の抵抗１７の値
は１０ｋΩ、第２の抵抗１８の値は５．６ｋΩ、コンデ
ンサ１９の値は２２０μＦである。この積分回路１６は
図１１に示した回路と同一であり、図１２に示す周波数
特性を有する。

【００１４】積分用コンデンサ１９の一端には本発明に
従う電圧低下阻止用の充電回路２０が接続されている。
この充電回路２０は積分用コンデンザ１９の充電電圧Ｖ
ｃが所定値Ｖ１よりも低くなることを阻止するための回
路であり、直流電源端子２１とグランドとの間に接続さ
れた抵抗２２と可変抵抗２３とから成る分圧回路と、こ
の分圧回路の分圧点Ｐ１とコンデンサ１９の一端との間
に接続された逆流阻止用ダイオード２４から成る。コン
デンサ１９の電圧Ｖｃが抵抗２３の両端電圧Ｖａからダ
イオード２４の順方向電圧Ｖｆを差し引いた値（Ｖ１＝
Ｖａ−Ｖｆ）よりも低くなると、ダイオード２４を通っ
てコンデンサ１９の充電電流が流れる。従って、コンデ
ンサ１９の充電電圧はＦ−Ｖ変換器１２の出力に無関係
にほぼ所定値Ｖ１以上に保たれる。なお、所定値Ｖ１は
基準電圧回路２７の基準電圧Ｖｒに近い値に設定されて
いる。

【００１５】積分回路１６の出力ライン２５はオペアン
プ（演算増幅器）から成る誤差増幅器２６の一方の入力
端子（非反転端子）に接続されている。誤差増幅器２６
の他方の入力端子（反転端子）は抵抗２７ａを介して基
準電圧回路２７に接続されている。基準電圧回路２７は
直流電源端子２８とグランドとの間に接続された２つの
抵抗２９、３０による分圧回路から成り、この分圧点が
他方の入力端子に接続されている。誤差増幅器２６の出
力端子と他方の入力端子との間には帰還抵抗３１が接続
されている。誤差増幅器２６は積分回路１６の出力電圧
と基準電圧回路２７の基準電圧との差に対応した信号即
ち前記の差に基準電圧を加算した値を出力端子に送出す
る。

【００１６】誤差増幅器２６の出力端子は、抵抗３２、
３３、３４を含む出力レベル設定回路３５を介してモー
タ駆動回路３の増幅器４に接続されている。なお、抵抗
３２は信号出力ラインに直列に接続され、抵抗３３は抵
抗３２の出力端と電源端子３６との間に接続され、抵抗
３４は抵抗３２の出力端とグランドとの間に接続されて
いる。

【００１７】

【動作】図１の磁気テープ記録再生装置の電源スイッチ
（図示せず）を投入すると、各電源端子２、２１、２
８、３６に所定の電圧が供給される。コンデンサ１９が
完全に放電された状態にあると仮定すれば、電圧低下阻
止回路２０のダイオード２４を介してコンデンサ１９の
充電電流が流れ、この電圧Ｖｃは所定値Ｖｌになる。そ
の後、起動・停止スイッチ１３をオンにすると、Ｆ−Ｖ
変換器１２から出力電圧が発生する。モータ１は最初停
止しているので、速度検出器１１の出力周波数は図２の
Ｆ１よりも低いので、Ｆ−Ｖ変換器１２から一定の高レ
ベル電圧ＶＨが発生し、これが積分回路１６の入力にな
る。図３に示ずように起動・停止スイッチ１３をオンに
して起動命令を発生させる時点ｔ１よりも前において、
積分用コンデンサ１９の電圧ＶｃはＶ１になっている。
このｔ１よりも前における積分回路１６の出力ライン２
５の電圧Ｖｂはコンデンサ１９の電圧Ｖｃから抵抗１８
による電圧降下分を差し引いた値である。このｔ１より
も前のＶｂはモータ１を起動するために要求される誤差
増幅器２６の非反転入力端子の電圧（以下、起動電圧Ｖ
ｓと呼ぶ）よりも低い。ｔ１時点で起動・停止スイッチ
１３をオンにした時には勿論Ｆ−Ｖ変換器１２から起動
電圧Ｖｓよりも高い電圧ＶＨが発生する。図３のｔ１で
ＶＨが発生すると、この電圧ＶＨを抵抗１７と１８で分
圧した値とコンデンサ電圧Ｖｃの和の電圧が積分出力電
圧Ｖｂとなる。ｔ１〜ｔ２期間ではモータ１の回転速度
が所望値に立上っていないので、Ｆ−Ｖ変換器１２の出
力電圧はＶＨに保たれ、起動電圧Ｖｓよりも十分に高い
電圧が誤差増幅器２６の入力となる。ｔ１〜ｔ２期間で
は誤差増幅器２６が比較的大きい積分出力電圧Ｖｂと基
準電圧Ｖｒとの差の出力電圧を発生し、モータ駆動回路
３はこれに応答してモータ１に十分に大きな電流を供給
し、モータ１を加速駆動する。これにより、モータ１の
回転速度は図５のｔ１〜ｔ２区間に示すように急速に立
上る。ｔ２でモータ１の回転速度がＦ−Ｖ変換器１２の
制御可能範囲（ロック範囲）に入ると、回転速度（周波
数）に反比例的関係を有する速度電圧Ｖｖが発生し、こ
れが積分回路１６の入力となる。図２のＦ１〜Ｆ２のロ
ック範囲の速度電圧の値は、Ｆ１よりも低い加速領域の
電圧よりも低いので、ｔ２時点で制御ループがロック状
態になると、積分回路１６の出力電圧Ｖｂは低下する。
一方、コンデンサ１９はｔ１〜ｔ２の加速区間で高い電
圧ＶＨに基づいて充電され、この電圧Ｖｃは図３に示す
ように徐々に増大する。ｔ２時点でＦ−Ｖ変換器１２の
出力電圧がＶＨからロック範囲の電圧に低下すると、コ
ンデンサ１９の放電が抵抗１８、１７、Ｆ−Ｖ変換器１
２、グランドの経路で生じ、ｔ３時点でＶｃとＶｂとが
一致し、安定したフィードバック制御状態になる。安定
したフィードバック制御状態において、モータ１の回転
速度が所望値よりも低下したと仮定すると、Ｆ−Ｖ変換
器１２からこれまでよりも高い速度電圧Ｖｖが発生し、
積分回路１６及び誤差増幅器２６の出力電圧も高くな
り、駆動回路３を介してモータ１にぞれまでよりも大き
な電流が供給され、回転速度は所望値に戻る。逆に、モ
ータ１の回転速度が所望値よりも高くなると、上記とは
逆の動作が生じる。

【００１８】図３及び図５から明らかなように、本実施
例ではｔ１〜ｔ２期間の時間長が極めて短い。これはコ
ンデンサ１９が電源投入と同時に充電回路２０によって
予め所定値まで充電されているからである。もし、図１
の回路から充電回路２０を省いて従来回路と同一にすれ
ば、図４及び図６に示す動作になる。即ち、コンデンサ
１９が予め充電されていないために、図４に示すように
ｔ１時点の起動指令に同期してコンデンサ１９が零ボル
トから充電され、積分出力電圧Ｖｂも起動電圧Ｖｓより
も大幅に低い値から増大を始める。積分出力電圧Ｖｂは
ｔ１よりも後のｔ１′で起動電圧Ｖｓに達し、ここで始
めてモータ１の回転が開始し、この回転速度がｔ２でロ
ック範囲に入る。従って、起動指令時点１１からモータ
１が所望回転速度（ロック状態）になる時点ｔ２までの
期間（立上り時間）が長くなり、モータ１の回転を迅速
に開始することができない。

【００１９】本実施例の回路によれば、モータ１の回転
速度の切換を迅速に行うことができる。図７、図８、図
９、図１０はこれを説明するためのものである。図７及
び図９のｔ１時点以前は図１の速度切換スイッチ１４の
オフに応答して高速（第２の速度Ｎ２）制御状態であ
る。ｔ１時点でスイッチ１４をオンにして低速（第１の
速度Ｎ１）制御指令を与えると、その後のｔ２時点で所
望の第１の速度Ｎ１になる。図７によってこのｔ１〜ｔ
２期間の動作を詳しく説明すると、ｔ１で高速から低速
への切換指令を与えることにより、Ｆ−Ｖ変換器１２は
減速制御するために図２に示す低いレベルＶＬ（零ボル
ト）を発生する。これにより、ｔ１時点で積分出力電圧
Ｖｂが低下する。また、コンデンサ１９が放電モードと
なり、この充電電圧Ｖｃも低下する。コンデンサ１９の
電圧Ｖｃが充電回路２０の電圧Ｖ１よりも低くなると、
ダイオード２４がオンになってコンデンサ１９に充電回
路２０から充電電流が流れるので、コンデンサ１９の電
圧Ｖｃの低下はＶｌで制限される。ｔ２時点になってモ
ータ１の回転速度が所望速度Ｎ１に達し、所望速度Ｎ１
を得るためのロック範囲（速度制御可能範囲）に入る
と、Ｆ−Ｖ変換器１２から低レベルＶＬよりも高い速度
電圧が発生し、積分出力電圧Ｖｂが直ちに起動電圧Ｖｓ
よりも高くなり、フィードバック制御が開始され、ｔ３
時点から安定した低速（第１の速度Ｎ１）の制御状態に
なる。この制御では図９に示すように、回転速度は第１
の速度Ｎ１にオーバーシュートをほとんど伴なわないで
安定化し、速度切換命令時点ｔ１から第１の速度Ｎ１に
安定化する時点ｔ２までの期間が極めて短くなる。

【００２０】もし、図１の充電回路２０を設けなけれ
ば、速度切換時の動作が図８及び図１０に示すようにな
る。この場合にはｔ１で速度切換命令が発生してＦ−Ｖ
変換器１２の出力が低レベルのＶＬ（零ボルト）になる
と、コンデンサ１９の放電が図７の場合よりも大幅に多
くなる。即ち、図１０でモータ１の回転速度が第１の速
度Ｎ１に達する時点ｔａまでコンデンサ１９の放電が進
み、積分出力電圧Ｖｂもコンデンサ電圧Ｖｃに追従して
低下する。充電回路２０を持たない従来回路では、ｔａ
でモータ１の回転速度が第１の回転速度Ｎ１に達し、一
旦ロック範囲に入り、第１の回転速度Ｎ１を得るための
電圧がＦ−Ｖ変換器１２から発生しても、積分出力電圧
Ｖｂが起動電圧Ｖｓに達しないために、ロックは成立し
ない。このため、モータ１の回転速度は慣性によって図
１０に示すように第１の回転速度Ｎ１以下になる。この
結果、ｔａ以後にＦ−Ｖ変換器１２から図２のＶＨで示
す出力が発生し、コンデンサ１９の充電が開始し、積分
出力電圧Ｖｂも上昇する。積分出力電圧Ｖｂがｔｂで起
動電圧Ｖｓを横切るとモータ１の駆動が開始し、ｔ２で
第１の回転速度Ｎ１に再び達し、ロック状態になる。従
って、図８及び図１０のｔ１〜ｔ２期間は図７及び図９
のｔ１〜ｔ２期間よりも長くなる。

【００２１】

【第２の実施例】次に、図１３を参照して本発明の第２
の実施例に係わるフィードバック制御回路を説明する。
但し、図１３及び後述する図１５、図１６及び図１７に
おいて図１と共通する部分には同一の符号を付してその
説明を省略し、且つ共通する部分の大部分の図示を省略
する。第２の実施例のフィードバック制御回路は図１の
積分回路２５を変えたものである。オペアンプ２６ａの
反転入力端子は第１の抵抗４０を介してＦ−Ｖ変換器１
２ａに接続されている。オペアンプ２６ａの非反転入力
端子は基準電圧回路２７に接続されている。オペアンプ
２６ａの反転入力端子と出力端子との間にはコンデンサ
１９が第２の抵抗１８を介して接続され、且つ帰還用抵
抗４１が接続されている。充電回路２０ａは電源端子４
２と無極性コンデンサ１９との間にダイオード２４を接
続することによって構成されている。オペアンプ２６ａ
は図１の誤差増幅器２６と同一の機能も有するので、こ
の出力端子は図１の出力レベル設定回路３５と同一のも
のに接続される。Ｆ−Ｖ変換器１２ａは図１のＦ−Ｖ変
換器１２と実質的に同一であるが、オペアンプ２６ａを
反転増幅器に構成したために、図１４に示すように第１
の周波数Ｆ１と第２の周波数Ｆ２との間で周波数に実質
的に比例して速度電圧が増大するように構成されてい
る。図１３においてその他の構成は図１と同一である。

【００２２】図１３の回路においてもコンデンサ１９の
充電電圧が所定値より低くなると、ダイオード２４が導
通し、電源端子４２の電圧でコンデンサ１９が充電され
る。これにより第１の実施例と同一の作用効果を得るこ
とができる。

【００２３】

【第３の実施例】図１５は第３の実施例に係わるフィー
ドバック制御回路の一部を示す。ここではＦ−Ｖ変換器
１２が図１と同様に入力周波数に反比例的に変化する速
度電圧を出力するので、直列接続された２つのオペアン
プ２６ａ、５０を共に反転増幅器として動作させてい
る。即ち、オペアンプ２６ａとコンデンサ１９と抵抗１
８、４０、４１から成る積分回路は図１３と同一に構成
され、ここにオペアンプ５１と抵抗５２、５３から成る
反転増幅回路が接続されている。なお、図１５では無極
性コンデンサ１９と保持電圧を与える電源端子５０との
間に接続されたダイオード２４の向きが図１３と逆にな
っている。図１５に従うフィードバック制御回路は、図
１の積分回路１６と誤差増幅器２６の部分を図１５に示
すように変えた他は図１と同一であるので、図１と同様
な作用効果を得ることができる。

【００２４】

【第４の実施例】図１６は図１のフィードバック制御回
路に過充電阻止回路６０を付加した回路の一部を示す。
この過充電阻止回路６０は直流電源端子６１とグランド
との間に接続された分圧抵抗６２、６３と、逆流阻止用
素子としでのダイオード６４とから成る。抵抗６２、６
３は電源端子６１の電圧を分圧し、分圧点Ｐ２に電圧Ｖ
ｄを得るものである。コンデンサ１９の一端はダイオー
ド６４を介して分圧点Ｐ２に接続されている。コンデン
サ１９の電圧Ｖｃが分圧点の電圧Ｖｄにダイオード６４
の順方向電圧Ｖｆを加算した第２の所定値Ｖ２よりも高
くなると、ダイオード６４が導通し、コンデンサ１９の
放電回路が形成される。これにより、コンデンサ１９が
第２の所定値Ｖ２よりも高く充電されることが阻止され
る。図１６の回路では勿論、Ｖ２＞Ｖ１、及びＶｄ＞Ｖ
ａに設定されでいる。図１６において過充電阻止回路６
０以外は図１と同一に構成されている。従って、図１６
の回路によれば第１の実施例と同一の効果が得られる他
に、コンデンサ１９の過充電防止の効果が得られる。こ
のように過充電を防止すると、例えば負荷が過渡に重い
（大きい）状態にあってもＶｏの上限がサーボロック範
囲内に抑えられているため、負荷が大きい状態から急激
に負荷が軽くなった場合のモータの暴走を防止すること
ができる。

【００２５】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図１では充電回路２０の充電電圧Ｖａが可変抵
抗２３によって調整できるように構成されている。この
代りに、複数種類の電圧源を設け、これを選択スイッチ
を介してダイオード２４に選択的に接続するように構成
することができる。また、図１６の過充電防止回路６０
においても、可変抵抗６３によって電圧Ｖｄを調整する
代りに、複数の電源を設け、これを選択スイッチを介し
てダイオード６４のカソードに接続することができる。 （２） モータ１の回転に対応する周波数信号の位相を
基準周波数信号の位相に一致させるように位相制御する
回路を設け、この出力とＦ−Ｖ変換器１２の出力とを合
成して積分回路１６に入力させることができる。 （３） フィードバック制御回路、積分回路の構成を種
々変形できる。

【００２６】

【発明の効果】上述から明らかなように、各請求項の発
明によれば、速度電圧が発生している期間において積分
用のコンデンサの電圧が所定値よりも低下しないので、
モータの速度切換時にコンデンサが所定値よりも低下す
ることが防止され、速度切換を迅速且つ円滑に達成する
ことができる。また、請求項２の発明によれば、コンデ
ンサの電圧が所定値よりも低く成った時に、ダイオード
を通してコンデンサを自動的に充電することができる。
また、請求項３の発明によれば、コンデンサの過充電を
防止してフイードバック制御の異常動作を防止すること
ができる。また、請求項４の発明によれば、積分回路及
び差信号形成回路の構成を簡略化することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例に係わる磁気テープ記録
再生装置のキャプスタンモータの速度制御回路を示す回
路図である。

【図２】図１のＦ−Ｖ変換器の入力周波数と出力速度電
圧との関係を示す図である。

【図３】図１の回路の起動時における積分回路の各部の
電圧変化を示す図である。

【図４】図１の回路からコンデンサの充電回路を省いた
場合における起動時の積分回路の各部の電圧変化を示す
図である。

【図５】図１の回路における起動時のモータの回転速度
の変化を示す図である。

【図６】図１の回路からコンデンサ充電回路を省いた場
合における起動時のモータの回転速度の変化を示す図で
ある。

【図７】図１でモータの回転速度を第２の速度から第１
の速度に切換えた場合の積分回路の各部の電圧変化を示
す図である。

【図８】図１の回路から充電回路を省いた場合において
第２の速度から第１の速度に切換えた場合の積分回路の
各部の電圧変化を示す図である。

【図９】図１の回路における速度切換え時におけるモー
タの回転速度の変化を示す図である。

【図１０】図１の回路から充電回路を省いた場合におい
て速度を切換えた時のモータの回転速度変化を示す図で
ある。

【図１１】従来の積分回路を示す回路図である。

【図１２】図１１の積分回路の周波数特性図である。

【図１３】第２の実施例のフィードバック制御回路の一
部を示す回路図である。

【図１４】図１３におけるＦ−Ｖ変換器の入力周波数と
出力電圧の関係を示す図である。

【図１５】第３の実施例のフィードバック制御回路の一
部を示す回路図である。

【図１６】第４の実施例のフィードバック制御回餡の一
部を示す回路図である。

【符号の説明】

１６ 積分回路 １７、１８ 抵抗 １９ 積分用コンデンサ ２０ 充電回路 ２４ ダイオード

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 モータの速度の変化を示す直流電圧を発
   生する速度電圧発生器と、 コンデンサと複数の抵抗とを含み、前記速度電圧発生器
   から得られた速度電圧を積分するように前記速度電圧発
   生器に接続されている積分回路と、 基準電圧発生回路と、 前記積分回路から得られた積分出力電圧と前記基準電圧
   発生回路から得られた基準電圧との差に対応した電圧を
   発生するための差信号形成回路と、 前記差信号形成回路の出力に応答して前記モータを駆動
   するモータ駆動回路とから成るモータの速度制御回路で
   あって、少なくとも前記速度電圧発生器から速度電圧が発生して
   いる期間において 前記積分回路の前記コンデンサの電圧
   が所定値よりも低下することを阻止するための充電回路
   が設けられていることを特徴とするモータの速度制御回
   路。
2. 【請求項２】 前記差信号形成回路は第１及び第２の入
   力端子を有する誤差増幅器であり、 前記基準電圧発生回路は前記第１の入力端子に接続さ
   れ、前記積分回路は前記第２の入力端子に接続されてお
   り、 前記積分回路は、前記速度電圧発生器と前記第２の入力
   端子との間に接続された第１の抵抗と、前記第２の入力
   端子とグランドとの間に接続された第２の抵抗と積分用
   コンデンサとの直列回路から成り、 前記充電回路は前記積分用コンデンサに対してダイオー
   ドを介して接続された電圧源であることを特徴とする請
   求項１記載のモータの速度制御回路。
3. 【請求項３】 更に、前記コンデンサの電圧が前記所定
   値よりも高い過充電電圧レベルよりも高くなることを阻
   止するための過電圧阻止回路を有する請求項１又は２記
   載のモータの速度制御回路。
4. 【請求項４】 前記積分回路と前記差信号形成回路の代
   わりに、第１及び第２の入力端子を有する演算増幅器
   と、前記速度電圧発生器と前記演算増幅器の第１の入力
   端子との間に接続された第１の抵抗と、前記演算増幅器
   の第１の入力端子と出力端子との間に第２の抵抗を介し
   て並列に接続されたコンデンサとが設けられ、前記演算
   増幅器の第２の入力端子に前記基準電圧発生回路が接続
   されていることを特徴とする請求項１記載のモータの速
   度制御回路。