JPH10262365A

JPH10262365A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH10262365A
Application number: JP10110562A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Yasuda; 博安田; Shuji Tamaoka; 修二玉岡
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1996-12-25
Filing date: 1998-04-21
Publication date: 1998-09-29

Abstract

(57)【要約】【課題】電池を電源とする電子機器において、電池の電
圧が負荷電圧がよりも低くても、高くても、安定した電
圧を効率よく供給することができるスイッチング電源装
置を提供する。【解決手段】主電源用コイルと、主電源用スイッチン
グ素子と、主電源用スイッチング素子の出力を平滑する
主電源用コンデンサと、主電源用コンデンサの電圧を規
定の電圧になるように主電源用スイッチング素子を制御
する主電源用制御回路とで構成されたスイッチング電源
装置をスタートさせるスタータ回路である。スタータ回
路は、駆動用コイルと、駆動用スイッチング素子と、駆
動用スイッチング素子の出力を平滑し、駆動電圧を生成
する駆動用コンデンサと、駆動用コンデンサの駆動電圧
を規定の電圧になるように駆動用スイッチング素子を制
御する駆動用制御回路とから構成された駆動用電源回路
を備え、スタート時には駆動電圧により、主電源用制御
回路の少なくとも一部を駆動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電池を電源とする
電子機器等に使われ、電池電圧より高いまたは低い出力
電圧を得る昇降圧型スイッチング電源装置に関し、さら
に詳しくは、スイッチング電源装置をスムースにスター
トさせるスイッチング電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、電池を電源とする電子機器におい
て、少ない電池本数で動作させるためと、電池寿命を伸
ばすためにスイッチング電源装置が多く用いられてい
る。以下図面を参照しながら、上述した従来のスイッチ
ング電源装置の一例について説明する。従来のスイッチ
ング電源装置の回路図である図８において、トランジス
タＱ５１は比較器７から抵抗器Ｒ５３を介して入力する
パルスによってオン、オフ制御される。まずトランジス
タＱ５１がオンになったときには、電池１からフライバ
ックコイルＬ５１の一次コイルＬ５１ａを通してトラン
ジスタＱ５１に電流が流れ、このとき、平滑用コンデン
サＣ３に蓄積されていた電荷がダイオードＤ５１と抵抗
器Ｒ５１を通してコンデンサＣ５１を充電し、つぎにＱ
５１がオフになると、トランジスタＱ５１のコレクタ側
の電圧はフライバックコイルＬ５１のフライバックによ
って二次コイル５１ｂ他端が上がり、Ｃ５１の電圧が加
わってさらに上昇した電圧で抵抗器Ｒ５２を通してトラ
ンジスタＱ５２のベースに流れ込むため、トランジスタ
Ｑ５２はオンになって、トランジスタＱ５１がオン中に
Ｌ５１の一次コイルＬ５１ａに蓄積されたエネルギーは
トランジスタＱ５２を通してコンデンサＣ３に蓄積され
る。ここでダイオードＤ５１はコンデンサＣ５１の電荷
がコンデンサＣ３に逆流するのを防止して有効にトラン
ジスタＱ５２のベースに流し込むためのダイオードであ
り、コンデンサＣ２はフライバックコイルＬ５１に流れ
るリップル電流を吸収するためためのコンデンサーであ
り、コンデンサＣ５２はトランジスタＱ５２の発振を防
止するためのものである。

【０００３】つぎにコンデンサＣ３の電圧すなわち電池
使用の電子機器を動作させる負荷回路１３に与える電圧
は、抵抗器Ｒ１と可変抵抗器ＶＲ１と抵抗器Ｒ２の直列
回路で分割され、基準電圧源３との差電圧が抵抗器Ｒ３
とコンデンサＣ１で帰還された演算増幅器２で増幅され
る。コンデンサＣ１の目的は低域ゲインを大きくして定
常偏差を小さくし、高域ゲインは抵抗器Ｒ３で制限して
発振しないようにするためのものである。つぎに、演算
増幅器２の出力は比較器７によって三角波発生回路５１
の出力である三角波と比較してパルス幅変調（以後ＰＷ
Ｍと略す。）され、抵抗器Ｒ５３を通してトランジスタ
Ｑ５１を駆動する。

【０００４】ここで、電池１の電圧がコンデンサＣ３の
両端の負荷電圧がよりも低いときは、その電圧差に応じ
たデューティーでトランジスタＱ５１がＰＷＭ駆動さ
れ、昇圧型スイッチング電源として動作し、電池１の電
圧がコンデンサＣ３の両端の負荷電圧がよりも高いとき
はＰＷＭデューティーが小さくなり、コンデンサＣ５１
に蓄積される電荷が少なくなり、トランジスタＱ５２の
ベース電流が下がり、トランジスタＱ５２のコレクタと
エミッタ間の電位差が開くことにより、電圧制御され
る。このほか、スイッチング電源装置は、特開平２−５
１３５７号明細書にも開示されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな従来のスイッチング電源装置は、電池１の電圧がコ
ンデンサＣ３の両端の負荷電圧よりも高いときは、トラ
ンジスタＱ５２のコレクタとエミッタ間の電位差が開く
ことにより、電圧制御されるため、効率が悪いという問
題点を有していた。

【０００６】本発明は、上記従来の問題点を改善するた
めのもので、電池１の電圧がコンデンサＣ３の両端の負
荷電圧がよりも低くても、高くても、効率が高いスイッ
チング電源装置であって、スタート時にスムースなスタ
ートを行うことができるスイッチング電源装置を提供す
ることを目的としてなされたものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明の第１の観点によるスイッチング電源装置は、
主電源用コイルと、主電源用スイッチング素子と、前記
主電源用スイッチング素子の出力を平滑する主電源用コ
ンデンサーと、前記主電源用コンデンサーの電圧を規定
の電圧になるように前記主電源用スイッチング素子を制
御する主電源用制御回路とで構成された主電源部と、駆
動電源用コイルと、駆動電源用スイッチング素子と、前
記副電源用スイッチング素子の出力を平滑する駆動電源
用コンデンサ−と、前記駆動電源用コンデンサーの電圧
を規定の電圧になるように前記駆動電源用スイッチング
素子を制御する駆動電源用制御回路とから構成された駆
動電源部を備え、駆動電源部の出力で主電源用制御回路
の少なくとも一部を駆動するとともに、起動信号によっ
て主電源部よりも駆動電源部の方が先に起動することを
特徴とするスイッチング電源装置である。

【０００８】第２の観点によるスイッチング電源装置
は、前記主電源用スイッチング素子の制御を切り替える
切り替え回路を有し、当該切り替え回路の切り替えを、
前記主電源部の出力電圧に応じて、前記駆動電源部から
の信号又は主電源用制御回路からの信号により行うよう
に構成したことを特徴とする第１の観点のスイッチング
電源装置である。

【０００９】第３の観点によるスイッチング電源装置
は、起動信号により、駆動電源部と主電源部が起動した
後、起動信号が消滅しても駆動電源部を動作状態に保持
するスイッチ素子を有することを特徴とする第１の観点
のスイッチング装置である。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施形態の
スイッチング電源装置について、図面を参照しながら詳
細に説明する。図１は本発明にかかる第１の実施形態の
スイッチング電源装置のブロック図、図２は第１の三角
波発生回路８および第２の三角波発生回路９のブロック
図である。

【００１１】図１において、電解コンデンサＣ２を並列
接続した電池１の正電圧は第１のスイッチング素子であ
るＮチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに接
続され、そのソースはアノードを接地したダイオードＤ
１のカソードとコイルＬ１の一端とに接続され、コイル
Ｌ１の他端は電池使用の電子機器を動作させる負荷回路
１３に並列に接続した電解コンデンサＣ３の正端子に接
続されている。また電池１の正端子はコイルＬ２、ダイ
オードＤ２を介して同じくコンデンサＣ３の正端子に接
続され、コイルＬ２とダイオードＤ２のアノードとの接
続点からは第２のスイッチング素子を構成しているＮチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続さ
れ、そのソースは接地されている。

【００１２】トランジスタＱ１、コイルＬ１、ダイオー
ドＤ１は降圧型スイッチング電源（ダウンコンバータ）
ＤＣを構成し、トランジスタＱ２、コイルＬ２、ダイオ
ードＤ２は昇圧型スイッチング電源（アップコンバー
タ）ＵＣを構成する。後で説明するように、トランジス
タＱ２がオフのときは、トランジスタＱ１にパルス信
号Ｓ８（図３(g)）が送られ、降圧型スイッチング電源
ＤＣが駆動され、電池１からの電流がコイルＬ１に蓄積
され、コンデンサＣ３で平滑化され、負荷回路１３に加
えられる。降圧型スイッチング電源ＤＣが駆動されるの
は、電池１の電圧Ｖｏが、負荷回路１３に加わる電圧Ｖ
Ｌより高いときである。

【００１３】また、トランジスタＱ１がオフのときは、
トランジスタＱ２にパルス信号Ｓ４(図３(c))が送ら
れ、昇圧型スイッチング電源ＵＣが駆動され、電池１か
らの電流がコイルＬ２に蓄積され、コンデンサＣ３で平
滑化され、負荷回路１３に加えられる。昇圧型スイッチ
ング電源ＵＣが駆動されるのは、電池１の電圧Ｖｏが、
負荷回路１３に加わる電圧ＶＬより低いときである。

【００１４】電解コンデンサＣ３には並列に抵抗器Ｒ
１、可変抵抗器ＶＲ１および抵抗器Ｒ２の直列回路が接
続され、可変抵抗器ＶＲ１の可変端子は出力端子と
（−）入力端子との間にコンデンサＣ１と抵抗器Ｒ３の
直列回路を接続し、（＋）入力端子には基準電圧源３の
（＋）端子に接続されている。演算増幅器２の出力は３
分岐し、その１は第１の三角波発生回路８の出力Ｓ１を
（−）入力端子に入力した第１の比較器６の（＋）入力
端子に接続され、その２は第２の三角波発生回路９の出
力Ｓ２を（−）入力端子に入力した第２の比較器７の
（＋）入力端子に接続され、その３は基準電圧源５を
（＋）入力端子に接続した比較器４の（−）入力端子に
接続されている。比較器４の出力は第１の比較器６の出
力とともにＡＮＤゲート１１に入力されＡＮＤゲート１
１の出力は第１のスイッチング素子のトランジスタＱ１
のゲートに接続されている。第１の三角波発生回路８
は、トリガー信号によりパルス信号Ｓ６が出力されるパ
ルス発生回路１０を有し、パルス信号Ｓ６は、第２の比
較器７の出力と共にＡＮＤゲート１２に入力されＡＮＤ
ゲート１２の出力は第２のスイッチング素子のトランジ
スタＱ２のゲートに接続されている。

【００１５】第１の三角波発生回路８からは、後で詳述
するように図３(a)に示す三角波Ｓ１が出力される。第
２の三角波発生回路９からは、図３(ａ)に示す三角波Ｓ
２が出力される。三角波Ｓ１、Ｓ２は、電圧Ｅ２で上下
に線対称の波形となっている。いま、電池電圧Ｖｏが負
荷電圧ＶＬより高い場合について説明する。まず、負荷
電圧ＶＬが上がり、Ｒ１、ＶＲ１、Ｒ２で抵抗分割され
た電圧が基準電圧源３の電圧より上がった場合、演算増
幅器２の出力Ｅ５（図３（ａ））は低くなる。従って、
比較器６の（＋）入力端子の電圧も低くなり、比較器６
からは、三角波Ｓ１との比較により得られるパルス信号
Ｓ８のパルス幅がより細くなって出力される。パルス信
号Ｓ８のパルス幅が細くなることにより、トランジスタ
Ｑ１がオンされる期間が短くなり、電池１からの電流供
給も少なくなり、負荷電圧ＶＬを低くするように作用す
る。次に、負荷電圧ＶＬが下がり、Ｒ１，ＶＲ１，Ｒ２
で抵抗分割された電圧が基準電圧源３の電圧より下がっ
た場合、演算増幅器２の出力Ｅ５（図３（ａ））はＥ２
より低い範囲で高くなる。従って、比較器６の（＋）入
力端子の電圧も高くなり、比較器６からは、三角波Ｓ１
との比較により得られるパルス信号Ｓ８のパルス幅がよ
り太くなって出力される。パルス信号Ｓ８のパルス幅が
太くなることにより、トランジスタＱ１がオンされる期
間が長くなり、電池１からの電流の供給も多くなり、負
荷電圧を高くするように作用し、このような負帰還作用
で負荷電圧ＶＬは一定電圧に保たれる。この時は、比較
器７の（＋）入力端子にはＥ５が加わっている一方、
（−）入力端子には、三角波Ｓ２が加わっており、常に
Ｅ５＜Ｓ２であるので、比較器７からは、Ｌレベル信号
が出力され、トランジスタＱ２は、オフ状態に保たれ
る。

【００１６】他方、電池電圧Ｖｏが負荷電圧ＶＬより低
い場合について説明する。まず、負荷電圧ＶＬが下が
り、Ｒ１、ＶＲ１、Ｒ２で抵抗分割された電圧が基準電
圧源３の電圧より下がった場合、演算増幅器２の出力Ｅ
４（図３（ａ））は高くなる。従って、比較器７の
（＋）入力端子の電圧も高くなり、比較器７からは、三
角波Ｓ２との比較により得られるパルス信号Ｓ４のパル
ス幅がより太くなって出力される。パルス信号Ｓ４のパ
ルス幅が太くなることにより、トランジスタＱ２がオン
される期間が長くなり、電池１からの電流の供給も多く
なり、負荷電圧ＶＬを高くするように作用する。次に、
負荷電圧ＶＬが上がり、Ｒ１，ＶＲ１，Ｒ２で抵抗分割
された電圧が基準電圧源３の電圧より上がった場合、演
算増幅器２の出力Ｅ４（図３（ａ））はＥ２より高い範
囲で低くなる。従って、比較器７の（＋）入力端子の電
圧も低くなり、比較器７からは、三角波Ｓ２との比較に
より得られるパルス信号Ｓ４のパルス幅がより細くなっ
て出力される。パルス信号Ｓ４のパルス幅が細くなるこ
とにより、トランジスタＱ２がオンされる期間が短くな
り、電池１からの電流の供給も少なくなり、負荷電圧Ｖ
Ｌを低くするように作用し、このような負帰還作用で負
荷電圧ＶＬは一定電圧に保たれる。この時は、比較器４
の（−）入力端子はＥ４が加わっている一方、（＋）入
力端子には、基準電圧源５からＥ２が加わっており、常
にＥ４＞Ｅ２であるので、比較器４からは、Ｌレベル信
号が出力され、トランジスタＱ１は、オフ状態に保たれ
る。

【００１７】図２において、電流源３１には抵抗器Ｒ３
１とＲ３２とが直列にグランドとの間に接続され、抵抗
器３２にはトランジスタ等で構成されたスイッチ３５が
並列に接続されている。外部同期クロックＳｃを入力す
る立ち上がりエッジ検出回路３８の出力はＡＮＤゲート
３６、３７にそれぞれ入力されている。電流源３１と抵
抗器Ｒ３１との接続点は比較器３４の（−）端子に接続
され、比較器３４の出力は３分岐しその１は直列に接続
された電流源３２，３３のうちコンデンサＣ３１と並列
に接続された電流源３３のオン・オフを制御し、電流源
３２，３３の接続点は比較器３４の（＋）入力端子に接
続される。比較器３４の出力のその２はＡＮＤ回路３６
の入力に入力され、ＡＮＤゲート３６の出力によってス
イッチ３５が制御され、比較器３４の出力のその３は立
ち上がり検出回路３９を介してパルス信号Ｓ６を発生す
るＡＮＤ回路３７の一方の入力に接続されている。電流
源３２と３３の接続点からはバッファ４０を介して第１
の三角波発生回路８の出力Ｓ１を発生し、またバッファ
４０の出力は、出力端子と（−）入力端子間に抵抗器Ｒ
３４を接続し（＋）入力端子に基準電圧源４２を接続し
た第２の三角波発生回路９の（−）入力端子に抵抗器Ｒ
３３を介して接続されている。抵抗器Ｒ３３とＲ３４と
は同一の値とする。基準電圧源４２の電圧値は（電流源
３１の電流値）×（Ｒ３１＋Ｒ３２）の電圧とほぼ等し
く設定しておく。立ち上がりエッジ検出回路３９とＡＮ
Ｄゲート３７は、パルス発生回路１０を構成する。

【００１８】次に、図２を用いて第１の三角波発生回路
８および第２の三角波発生回路９の動作を説明する。立
ち上がりエッジ検出回路３８は、通常Ｈレベルで、外部
クロックＳｃの立ち上がりエッジがあった時、一定時間
Ｌレベルを発生する回路となっている。同様に、立ち上
がりエッジ検出回路３９は、通常Ｈレベルで、比較器３
４からの信号の立ち上がりエッジがあった時、一定時間
Ｌレベルを発生する回路となっている。

【００１９】三角波Ｓ１は、コンデンサＣ３１の正方向
充電、逆方向充電の繰り返しにより生成される。比較器
３４の出力がＬレベルのときは、電流源３３がオフにな
っており、電流源３２からの電流によりコンデンサＣ３
１は正方向充電され、徐々に電圧が上昇する。このと
き、ＡＮＤゲート３６の出力はＬレベルであるため、ス
イッチ３５はオフになっており、比較器３４の（−）入
力端子には（電流源３１の電流値）×（Ｒ３１＋Ｒ３
２）の電圧Ｅ２が加わっている。コンデンサＣ３１の電
圧は比較器３４の（＋）入力端子に入力されており、
（−）入力端子のレベルである（電流源３１の電流値）
×（Ｒ３１＋Ｒ３２）の電圧Ｅ２を越すと、比較器３４
の出力がＨレベルとなる。ここで、外部クロックＳｃの
立ち上がりエッジがなければ、立ち上がりエッジ検出回
路３８の出力はＨレベルなので、ＡＮＤゲート３６の出
力もＨレベルとなって、スイッチ３５がオンになり、比
較器３４の（−）入力端子には（電流源３１の電流値）
×（Ｒ３１）の電圧Ｅ１が加わる。更に、比較器３４の
出力がＨレベルになり、よって電流源３２の電流値より
大きな電流値を発生する電流源３３がオンになるためコ
ンデンサＣ３１は逆方向充電され、コンデンサＣ３１の
電圧は徐々に下がる。

【００２０】比較器３４の（−）入力端子のレベルであ
る（電流源３１の電流値）×（Ｒ３１）の電圧Ｅ１より
下がると、比較器３４の出力がＬレベルになり、電流源
３３がオフとなるため、再びコンデンサＣ３１は、電流
源３２からの電流により正方向充電される。この動作を
繰り返すことにより、三角波を発生させ、コンデンサＣ
３１の端子電圧変化と同じ波形が、バッファー４０を通
して、第１の三角波発生回路８の出力Ｓ１として出力さ
れる。

【００２１】また、バッファ４０の出力は、（電流源３
１の電流値）×（Ｒ３１＋Ｒ３２）の電圧とほぼ等しい
基準電圧源４２の電圧Ｅ２を基準として、演算増幅器４
１と、それぞれ同一の抵抗値を有するＲ３３とＲ３４と
で対称に反転した波形が、第２の三角波発生回路９の出
力Ｓ２として出力される。

【００２２】また、比較器３４がＬレベルからＨレベル
に変化したときに、立ち上がりエッジ検出回路３９が信
号を発生し、ＡＮＤゲート３７を通して、パルス発生回
路１０のパルス信号Ｓ６が発せられる。

【００２３】また、比較器３４の出力がＨレベルのとき
に、外部同期クロックＳｃが立ち上がると、立ち上がり
エッジ検出回路３８からＬレベルのパルスが発せられ
て、ＡＮＤゲート３６を通してスイッチ３５をオフさせ
るため、比較器３４の（−）入力端子電圧が上がり、比
較器３４の出力は反転して、Ｌレベルになるため、外部
同期クロックＳｃに同期した三角波となる。

【００２４】つぎに図１のスイッチング電源装置のブロ
ック図について、以下その動作を説明する。まず、電池
１の電圧Ｖｏが第１および第２のスイッチング素子の出
力を平滑するためのコンデンサーＣ３の両端の負荷電圧
ＶＬよりも高いとき、降圧型スイッチング電源ＤＣが駆
動し、降圧型スイッチング電源として動作する。この動
作において、トランジスタＱ１がオンになると、電池１
から電流がトランジスタＱ１、コイルＬ１を通してコン
デンサＣ３に流れ込み、コイル１には磁気エネルギーが
蓄積される。この時電池１からの電流はダイオードＤ１
には流れない。つぎに、Ｑ１がオフになると、コイルＬ
１に蓄積されたエネルギーが放出されることによって、
電流はグランドからダイオードＤ１、コイルＬ１を通し
てコンデンサＣ３に流れる。これにより、コンデンサＣ
３に蓄積された電荷、すなわち両端電圧、を減少させ
る。コンデンサＣ３の電圧は抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２お
よび可変抵抗器ＶＲ１で分割され、分割された電圧と基
準電圧源３との差電圧が抵抗器Ｒ３とコンデンサＣ１と
で帰還された演算増幅器２で増幅される。コンデンサＣ
１の目的は低域ゲインを大きくして定常偏差を小さく
し、高域ゲインは抵抗器Ｒ３の値で制限されて発振しな
いようにするためのものである。

【００２５】つぎに、演算増幅器２の出力Ｅ５は、第１
の比較器６によって第１の三角波発生回路８の出力であ
る三角波Ｓ１と比較され、比較器６からパルス信号Ｓ８
が出力される。このパルス信号Ｓ８は、ＡＮＤゲート１
１を通してトランジスタＱ１をＰＷＭ駆動する。ここ
で、ＡＮＤゲート１１は、電池１の電圧よりも高く昇圧
された電圧で駆動されており、Ｈレベルのときにはトラ
ンジスタＱ１をオンさせるに充分な高さの電圧が供給さ
れる。これによって、電池１の電圧と負荷回路１３の電
圧差に応じたデューティーでトランジスタＱ１がＰＷＭ
駆動され、降圧型スイッチング電源を構成する。

【００２６】つぎに、電池１の電圧ＶｏがコンデンサＣ
３の両端の負荷電圧ＶＬがよりも低いときは、トランジ
スタＱ２がオンになると、電池１からコイルＬ２を通し
てトランジスタＱ２に電流が流れ、コイルＬ２に磁気エ
ネルギーが蓄積される。このときコンデンサＣ３に蓄積
された電荷は、ダイオードＤ２によって逆流されるのを
防止され、放電されることはない。つぎにトランジスタ
Ｑ２がオフになると、トランジスタＱ２のドレイン電圧
はコイルＬ２のフライバックによって上がり、トランジ
スタＱ２のオン中にコイルＬ２に蓄積されたエネルギー
はダイオードＤ２を通してコンデンサＣ３に流れ込み、
コンデンサＣ３は充電される。コンデンサＣ３の電圧は
抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２および可変抵抗器ＶＲ１で分割
され、基準電圧源３との差電圧が抵抗器Ｒ２とコンデン
サＣ１で帰還された演算増幅器２で増幅される。つぎ
に、演算増幅器２の出力Ｅ４は比較器７によって第２の
三角波発生回路９の出力である三角波Ｓ２と比較され、
比較器７からパルス信号Ｓ４が出力される。このパルス
信号Ｓ４は、ＡＮＤゲート１２を通してトランジスタＱ
２を駆動する。

【００２７】ＡＮＤゲート１２は、更にパルス発生回路
１０で発生した、一定幅の区間がＬレベルのパルス信号
Ｓ６が入力され、三角波Ｓ２のピーク点で強制的にトラ
ンジスタＱ２をオフにする。これにより電圧Ｅ４が電圧
Ｅ３を超え、トランジスタＱ２がオンし続けてＬ２に大
電流が流れるのを防止するデューティー制限を行う。

【００２８】以上により、電池１の電圧と負荷回路１３
の電圧との差に応じたデューティーでトランジスタＱ２
がＰＷＭ駆動され、昇圧型スイッチング電源を構成す
る。また、このとき、演算増幅器２の出力は比較器４で
基準電圧源５と比較され、基準電圧源５より高くなって
いるので、比較器４はＬレベルを出力し、比較器６の出
力をＡＮＤゲート１１で止めてトランジスタＱ１をオフ
にさせる。

【００２９】図３は装置各部の波形図である。図３
（ａ）において、Ｓ１は第１の三角波発生回路８の出力
波形、Ｓ２は第２の三角波発生回路９の出力波形であ
り、波形Ｓ１とＳ２において破線は外部同期クロックＳ
ｃが入力されないときの波形で、実線は外部同期クロッ
クＳｃが入力されたときの波形である。図３（ｂ）は外
部同期クロックＳｃの波形である。また、Ｅ１とＥ２は
第１の三角波発生回路８の出力を反転させる閾値電圧レ
ベルで、Ｅ１は（電流源３１の電流値）×（Ｒ３１）で
表される電圧値で、Ｅ２は（電流源３１の電流値）×
（Ｒ３１＋Ｒ３２）で表される電圧値であり、外部クロ
ックが入力されないときはこの間で三角波が発生する。
第２の三角波発生回路９の出力は、Ｓ１の第１の三角波
発生回路８の出力波形を、Ｅ２の電圧とほぼ同じ電圧値
を有する基準電圧源４２の電圧値を対称軸として対称に
発生するように構成されており、外部クロックが入力さ
れないときは電圧Ｅ２とＥ３との間で三角波が発生す
る。図３（ｂ）の外部クロックＳｃが入力されたとき
は、第１の三角波発生回路８は、その立ち上がりエッジ
でＥ１のレベル側の三角波が反転し、実線のような波形
となり、第２の三角波発生回路９は電圧Ｅ２を対称軸と
した対称波形なので、やはり図の実線の波形となる。

【００３０】また、図３（ｃ），（ｄ）は昇圧型スイッ
チング電源動作時の波形で、図３（ｃ）は比較器７の出
力波形、図３（ｄ）は比較器６の出力波形である。図３
（ｅ）はパルス発生回路１０の出力波形である。演算増
幅器２の出力レベルは、Ｅ２の電圧値より高いＥ４の位
置にあり、Ｓ２の三角波と交差しており、三角波Ｓ２の
ほうがＥ４のレベルより低いときは、比較器７の出力は
Ｈレベルとなり、図３（ｃ）の波形を出力する。Ｓ１の
三角波は、電圧Ｅ４のレベルより常に低いので、比較器
６の出力は図３（ｄ）のように常にＨレベルとなる。ま
た、立ち上がりエッジ検出回路３９の出力と、立ち上が
りエッジ検出回路３８の出力がＡＮＤゲート３７を通し
てパルス発生回路１０に入力されているので、ＡＮＤゲ
ート３７の出力Ｓ６は、図３（ｅ）のように通常はＨレ
ベルで、立ち上がりエッジ検出回路３８または３９のい
ずれかでエッジが検出されたときに一定時間Ｌレベルの
信号となる。このとき、比較器４の出力はＥ２の電圧値
と同じ電圧値を有する基準電圧源５と比較され、Ｌレベ
ルが出力されるのでＡＮＤゲート１１を通してＬレベル
がＱ１に入力されて、Ｑ１はオフになっており、図３
（ｃ）と（ｅ）をＡＮＤゲート１２でＡＮＤした信号が
トランジスタＱ２に入力され、電池１の電圧が昇圧され
る。

【００３１】また、図３（ｆ），（ｇ）は降圧型スイッ
チング電源動作時の波形で、（ｆ）は比較器７の出力波
形、（ｇ）は比較器６の出力波形であり、演算増幅器２
の出力レベルは、電圧値Ｅ２より低いＥ５の位置にあ
り、Ｓ２の三角波は、Ｅ５のレベルより常に高いので、
比較器７の出力は図３（ｆ）のように常にＬレベルとな
り、Ｑ２はオフになって、昇圧回路は停止し、Ｓ１の三
角波と交差しており、Ｓ１のほうがＥ５のレベルより低
いときは、比較器６の出力はＨレベルとなり、図３
（ｇ）の波形を出力し、また比較器４の出力は基準電圧
源５の電圧のほうが高いのでＨレベルとなるためＡＮＤ
ゲート１１は図３（ｇ）と同じ信号が出力され、ＡＮＤ
ゲート１１は電池１の電圧よりも高く昇圧された電圧で
駆動されているため、トランジスタＱ１にＨレベル時は
高い電圧が供給され、Ｈ区間の間オンになって、ＰＷＭ
駆動される。

【００３２】以上のように本実施形態によれば、電池１
の電圧が負荷電圧よりも低い昇圧型動作にも電池１の電
圧が負荷電圧よりも高い降圧型動作にも可変抵抗器ＶＲ
１を加変することによって自在に容易に出力電圧を調整
することが可能で、いずれの場合にも高効率で、かつ、
Ｒ３とＣ１で帰還されたフィルター特性を持つ増幅器２
を昇圧型スイッチング電源と降圧型スイッチング電源と
で兼用し、２つの三角波のレベルの範囲で動作するの
で、昇圧型スイッチング電源と降圧型スイッチング電源
との切り換え時に電圧の揺れがないようなスイッチング
電源を構成できることとなる。

【００３３】つぎに、本発明の第２の実施形態について
説明する。図４は本発明の第２の実施形態のスイッチン
グ電源装置の回路図である。図４に示すように、１個の
コイルＬ２１を用いて、降圧型スイッチング電源用、昇
圧型スイッチング電源用のコイルを共用している。すな
わち、コイルＬ１に代えてコイルＬ２１を配置しＬ２１
の後に第２のスイッチング素子のトランジスタＱ２とダ
イオードＤ２を接続したことと、比較器４、基準電圧源
５、ＡＮＤゲート１１がない以外は図１の第１の実施形
態と同じ構成である。なお、降圧型スイッチング電源Ｄ
Ｃは、トランジスタＱ１、ダイオードＤ１、コイルＬ２
１で構成され、昇圧型スイッチング電源ＵＣは、トラン
ジスタＱ２、ダイオードＤ２、コイルＬ２１で構成され
る。

【００３４】いま、電池電圧Ｖｏが負荷電圧ＶＬより高
い場合について説明する。まず、負荷電圧ＶＬが上が
り、Ｒ１、ＶＲ１、Ｒ２で抵抗分割された電圧が基準電
圧源３の電圧より上がった場合、演算増幅器２の出力Ｅ
５（図３（ａ））は低くなる。従って、比較器６の
（＋）入力端子の電圧も低くなり、比較器６からは、三
角波Ｓ１との比較により得られるパルス信号Ｓ８のパル
ス幅がより細くなって出力される。パルス信号Ｓ８のパ
ルス幅が細くなることにより、トランジスタＱ１がオン
される期間が短くなり、電池１からの電流供給も少なく
なり、負荷電圧ＶＬを低くするように作用する。次に、
負荷電圧ＶＬが下がり、Ｒ１，ＶＲ１，Ｒ２で抵抗分割
された電圧が基準電圧源３の電圧より下がった場合、演
算増幅器２の出力Ｅ５（図３（ａ））はＥ２より低い範
囲で高くなる。従って、比較器６の（＋）入力端子の電
圧も高くなり、比較器６からは、三角波Ｓ１との比較に
より得られるパルス信号Ｓ８のパルス幅がより太くなっ
て出力される。パルス信号Ｓ８のパルス幅が太くなるこ
とにより、トランジスタＱ１がオンされる期間が長くな
り、電池１からの電流の供給も多くなり、負荷電圧を高
くするように作用し、このような負帰還作用で負荷電圧
ＶＬは一定電圧に保たれる。この時は、比較器７の
（＋）入力端子はＥ５が加わっている一方、（−）入力
端子には、三角波Ｓ２が加わっており、常にＥ５＜Ｓ２
であるので、比較器７からは、Ｌレベル信号が出力さ
れ、トランジスタＱ２は、オフ状態に保たれる。

【００３５】他方、電池電圧Ｖｏが負荷電圧ＶＬより低
い場合について説明する。まず、負荷電圧ＶＬが下が
り、Ｒ１、ＶＲ１、Ｒ２で抵抗分割された電圧が基準電
圧源３の電圧より下がった場合、演算増幅器２の出力Ｅ
４（図３（ａ）は高くなる。従って、比較器７の（＋）
入力端子の電圧も高くなり、比較器７からは、三角波Ｓ
２との比較により得られるパルス信号Ｓ４のパルス幅が
より太くなって出力される。パルス信号Ｓ４のパルス幅
が太くなることにより、トランジスタＱ２がオンされる
期間が長くなり、電池１からの電流の供給も多くなり、
負荷電圧ＶＬを高くするように作用する。次に、負荷電
圧ＶＬが上がり、Ｒ１，ＶＲ１，Ｒ２で抵抗分割された
電圧が基準電圧源３の電圧より上がった場合、演算増幅
器２の出力Ｅ４（図３（ａ））はＥ２より高い範囲で低
くなる。従って、比較器７の（＋）入力端子の電圧も低
くなり、比較器７からは、三角波Ｓ２との比較により得
られるパルス信号Ｓ４のパルス幅がより細くなって出力
される。パルス信号Ｓ４のパルス幅が細くなることによ
り、トランジスタＱ２がオンされる期間が短くなり、電
池１からの電流の供給も少なくなり、負荷電圧ＶＬを低
くするように作用し、このような負帰還作用で負荷電圧
ＶＬは一定電圧に保たれる。この時は、比較器６の
（＋）入力端子はＥ４が加わっている一方、（−）入力
端子には、三角波Ｓ１が加わっており、常にＥ４＞Ｅ２
であるので、比較器６からは、Ｈレベル信号が出力さ
れ、トランジスタＱ１は、オン状態に保たれる。

【００３６】すなわち、第２の実施形態の特徴は、演算
増幅器２の出力レベルが、図３のＥ４のレベルのとき、
比較器６の出力はＨレベル（電池１の電圧よりも高く昇
圧された電圧）なので、トランジスタＱ１はオン状態に
保たれ、トランジスタＱ２がＰＷＭ駆動されている間
も、コイルＬ２１に電流を流し続けている。第２の実施
形態は昇圧電源動作時も、直列にトランジスタＱ１が入
るため、その内部抵抗で効率が少し落ちるが、第１の実
施例よりも少ない部品点数で実現できる。本実施形態に
おいても第１の三角波発生回路８および第２の三角波発
生回路９には図２に示すものを適用することができる。

【００３７】次に、第３の実施形態について説明する。
図５は本発明の第３の実施形態におけるスイッチング電
源装置の回路図である。図５においては、図４のダイオ
ードＤ１の代わりにＮチャンネルＭＯＳトランジスター
Ｑ３を使用し、このトランジスタＱ３を駆動するインバ
ータ１４を使用している。インバータ１４へは、トラン
ジスタＱ１の駆動信号が入力されている。したがって、
トランジスタＱ１，Ｑ３は、互いに反転した動作を行な
う。さらに、図５においては、図４のダイオードＤ２の
代わりにＮチャンネルＭＯＳトランジスターＱ４を使用
し、このトランジスタＱ４を駆動するインバータ１５を
使用している。インバータ１５へは、トランジスタＱ２
の駆動信号が入力されている。したがって、トランジス
タＱ２，Ｑ４は、互いに反転した動作を行なう。他は、
図４の構成と同じである。

【００３８】ここで、演算増幅器２の出力レベルが、図
３のＥ４のレベルの時、比較器６の出力はＨレベル（電
池１の電圧よりも高く昇圧された電圧）なので、Ｑ１は
オン状態に保たれ、Ｑ１がオンしているときはインバー
ター１４で駆動信号が反転されるので、Ｑ３はオフ状態
に保たれる。このとき、Ｑ２がオン、オフとＰＷＭ駆動
されている間も、Ｑ４はインバーター１５で反転駆動さ
れ、オフ、オンとＰＷＭ駆動されて、Ｌ２１に電流を流
し続ける。

【００３９】第３の実施形態は第２の実施形態に比べ、
Ｑ１、Ｑ２のオン電圧がＤ１、Ｄ２よりも小さいため、
効率がよくなる。なお、本実施例では、Ｑ３、Ｑ４の駆
動はＱ１、Ｑ２に対して単なる反転信号を加えている
が、Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４が一瞬同時オンして貫通電
流が流れるのを防止するために、同時にオフさせるタイ
ミング回路を設けてもよい。

【００４０】次に、第４の実施形態について説明する。
図６は本発明の第４の実施形態を示し、特に第１の三角
波発生回路８内に設けたパルス発生回路１０’に特徴が
ある。パルス発生回路１０’は、インバータ４３で構成
され、その入力は、比較器３４の出力につながってい
る。インバータ４３からは、パルス信号Ｓ６’(図３
（ｈ）)が出力される。上記実施形態では、パルス発生
回路１０はエッジが検出されたときに一定時間Ｌレベル
の信号が発生される、いわゆる１ショット回路の例を示
したが、この実施形態では比較器３４がＨレベルの間
（第１の三角波発生回路８の出力Ｓ１が下がりつつある
間）Ｌレベルを出力する回路を示す。インバーター４３
の出力波形Ｓ６’は三角波Ｓ１の立ち上がり期間はＨレ
ベルで、立ち下がり期間はＬレベルの信号が発生され
る。この時、信号Ｓ４とＳ６’をＡＮＤゲート１２でＡ
ＮＤした信号がＱ２に入力され、電池１の電圧が昇圧さ
れる。三角波Ｓ１の立ち下がり期間は、立ち上がり期間
に比べ十分小さいので、この立ち下がり期間にトランジ
スタＱ２をオフし、昇圧型スイッチング電源ＵＣを強制
的に停止状態にしている。

【００４１】次に、第５の実施形態について説明する。
図７は、本発明の第５の実施形態におけるスイッチング
電源装置の回路図である。図４のものに比べ、スタータ
回路が追加されている。スタータ回路は、駆動電源回路
ＤＶとスタート信号発生回路ＳＴで構成される。駆動電
源回路ＤＶは、スタートスイッチ１６、保持スイッチ２
２、第３の三角波発生回路２４、制御回路２５、コイル
Ｌ３、トランジスターＱ５、ダイオードＤ３、コンデン
サーＣ４で構成される。保持スイッチ２２は、Ｌレベル
信号が入力されてオフ、Ｈレベル信号が入力されてオン
される。スタート信号発生回路ＳＴは、ヒステリシス付
き比較器１７、基準電圧源１８、抵抗Ｒ４、Ｒ５、切り
替えスイッチ１９、インバーター２０、ＯＲゲート２１
で構成される。切り替えスイッチ１９は、比較器１７か
らの信号がＬレベルのとき、実線で示すように、トラン
ジスタＱ２のベースが第３の三角波発生回路１４に接続
され、同信号がＨレベルのとき、トランジスタＱ２のベ
ースがＡＮＤゲート１２の出力に接続される。

【００４２】以上のように構成されたスタータ回路の動
作を説明する。スタートスイッチ１６が押されると、第
３の三角波発生回路２４が発振を開始し、制御回路２５
が動作を始めて、トランジスタＱ３がオン・オフを繰り
返すスイッチング動作を開始する。コイルＬ３、ダイオ
ードＤ３、コンデンサＣ４の働きで昇圧動作を行い、コ
ンデンサＣ４に所定の駆動電圧Ｖｃが発生する。この駆
動電圧Ｖｃは、ＭＯＳトランジスターＱ１、Ｑ２を駆動
するＣ−ＭＯＳゲート（ＡＮＤゲート１１、スイッチ１
９、ＯＲゲート２１、インバーター２０）の駆動電源と
して、これらの素子１１，１９，２１，２０に供給され
る。

【００４３】スイッチ１６が押されたスタート時点で
は、コンデンサＣ３に充電される負荷電圧ＶＬは低い。
この低い負荷電圧ＶＬは、抵抗Ｒ４とＲ５で分圧され、
基準電圧源１８と、比較器１７で比較される。負荷電圧
ＶＬが低いときは比較器１７はＬレベル信号を出力す
る。このＬレベル信号は、インバーター２０で反転さ
れ、ＯＲゲート２１に加えられ、トランジスタＱ１をオ
ンする。この時、スイッチ１９にもＬレベル信号が加わ
り、実線で示された位置に設定される。したがって、第
３の三角波発生回路２４からのスイッチング信号がトラ
ンジスタＱ２を繰り返しオン・オフさせる。トランジス
タＱ２はそのデューティーでＰＷＭ駆動を始める。

【００４４】やがて負荷電圧ＶＬが上がってくると比較
器１７の出力がＨレベルになるのでスイッチ１９はＡＮ
Ｄゲート１２側に切り替わり、ＯＲゲート２１の入力は
Ｌレベルになって、上述したように、第１、第２の三角
波発生回路８，９からの三角波信号による動作が開始さ
れる。また、比較器１７からのＨレベル信号は、スイッ
チ２２をオン状態に保ち、スタートスイッチ１６をオフ
にしても駆動電源回路ＤＶを停止しないように保つ。

【００４５】本実施形態によれば、高いゲート電圧を必
要とするＭＯＳトランジスターを用いることができるた
め、高効率なスイッチング電源装置を提供できる。すな
わち、本実施形態によれば、駆動電源回路ＤＶを先に起
動することにより高いゲート電圧を発生させ、降圧型ス
イッチング電源ＤＣ，昇圧型スイッチング電源ＵＣのＭ
ＯＳトランジスターを動作させることができるため、高
効率なスイッチング電源装置を提供できる。またスター
トスイッチ１６を解除しても駆動電源回路ＤＶは停止し
ないので、降圧型スイッチング電源ＤＣ，昇圧型スイッ
チング電源ＵＣも動作を続けることができる。

【００４６】このように本発明は上記した各実施形態に
よって、フィルタアンプとしての増幅器を昇圧型スイッ
チング電源と降圧型スイッチング電源とで兼用し、その
フィルターアンプの出力電圧が２個の三角波の間のどこ
に相当するかによって自動的に昇圧と降圧の動作が切り
替わるようにしたため、電池電圧が負荷電圧よりも低く
ても、また高くても高効率で、かつ昇圧型スイッチング
電源と降圧型スイッチング電源の切り換え時にフィルタ
アンプの動作点が大きく変わることなく連続的に動作が
切り替わるため、切り替え時に出力電圧が揺らがないス
イッチング電源を構成できる。また入力電圧と出力電圧
とを比較して昇圧と降圧の動作を切り替えていないの
で、安定かつ容易に出力電圧を調整することができる。

【００４７】また図２の三角波発生回路の説明では第１
の三角波発生回路８の出力によって第２の三角波発生回
路９の電圧を合成したが、この逆でもよく、外部同期ク
ロックを例示と逆の発生回路にかけてもよい。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、電
池電圧Ｖｏが負荷電圧ＶＬよりも低くても高くても高効
率で、かつ、フィルタ特性を持つ増幅器を昇圧型スイッ
チング電源と降圧型スイッチング電源とで兼用し、２つ
の三角波のレベルの範囲で動作するので、昇圧型スイッ
チング電源と降圧型スイッチング電源との切り換え時に
電圧が揺るがないスイッチング電源を構成でき、電圧調
整も１個所の可変抵抗器の調整で連続に安定かつ容易に
行える実用効果高いものである。また、本発明にかか
る、スイッチング電源装置は、スタート時にスムースな
スタートを行うことができるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態のスイッチング電源
装置のブロック図。

【図２】図１に示す第１の三角波発生回路８および第
２の三角波発生回路９のブロック図。

【図３】図１、図２に示す装置の各部の出力波形図。

【図４】本発明の第２の実施形態のスイッチング電源
装置のブロック図。

【図５】本発明の第３の実施形態のスイッチング電源
装置のブロック図。

【図６】本発明の第４の実施形態のスイッチング電源
装置のブロック図。

【図７】本発明の第５の実施形態のスイッチング電源
装置のブロック図。

【図８】従来のスイッチング電源装置のブロック
図。

【符号の説明】

１電池２演算増幅器３，５基準電圧源４比較器６第１の比較器７第２の比較器８第１の三角波発生回路９第２の三角波発生回路１０パルス発生回路１１，１２ＡＮＤゲート１３負荷回路Ｃ１コンデンサＣ２，Ｃ３電解コンデンサＤ１，Ｄ２ダイオードＬ１，Ｌ２コイルＱ１，Ｑ２トランジスタＲ１，Ｒ２，Ｒ３抵抗器ＶＲ１可変抵抗器

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【手続補正書】

【提出日】平成１０年４月３０日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、電
池電圧Ｖｏが負荷電圧ＶＬよりも低くても高くても高効
率で、かつ、フィルタ特性を持つ増幅器を昇圧型スイッ
チング電源と降圧型スイッチング電源とで兼用し、２つ
の三角波のレベルの範囲で動作するので、昇圧型スイッ
チング電源と降圧型スイッチング電源との切り換え時に
電圧が揺るがないスイッチング電源を構成でき、電圧調
整も１個所の可変抵抗器の調整で連続に安定かつ容易に
行える実用効果高いものである。また、本発明にかか
る、スイッチング電源装置は、スタート時にスムースな
スタートを行うことができるものである。すなわち、本
発明によれば、駆動電源部を先に起動することにより、
主電源部のスイッチング素子の制御信号に高い電圧が使
用できるため、ＯＮ抵抗を小さくでき、高効率なスイッ
チング電源装置を提供できる。また、主電源部が立ち上
がるまでは駆動電源部により制御し、主電源部が立ち上
がり後は主電源部により制御するため、スイッチング電
源装置のスタート時にスムーズなスタートを行うことが
できるものである。また、起動信号を解除してもスイッ
チング副電源は停止しないので、スイッチング主電源も
動作を続けることができる。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】主電源用コイルと、主電源用スイッチン
グ素子と、前記主電源用スイッチング素子の出力を平滑
する主電源用コンデンサーと、前記主電源用コンデンサ
ーの電圧を規定の電圧になるように前記主電源用スイッ
チング素子を制御する主電源用制御回路とで構成された
主電源部と、駆動電源用コイルと、駆動電源用スイッチング素子と、
前記副電源用スイッチング素子の出力を平滑する駆動電
源用コンデンサ−と、前記駆動電源用コンデンサーの電
圧を規定の電圧になるように前記駆動電源用スイッチン
グ素子を制御する駆動電源用制御回路とから構成された
駆動電源部を備え、駆動電源部の出力で主電源用制御回路の少なくとも一部
を駆動するとともに、起動信号によって主電源部よりも
駆動電源部の方が先に起動することを特徴とするスイッ
チング電源装置。
【請求項２】前記主電源用スイッチング素子の制御を
切り替える切り替え回路を有し、当該切り替え回路の切
り替えを、前記主電源部の出力電圧に応じて、前記駆動
電源部からの信号又は主電源用制御回路からの信号によ
り行うように構成したことを特徴とする請求項１記載の
スイッチング電源装置。
【請求項３】起動信号により、駆動電源部と主電源部
が起動した後、起動信号が消滅しても駆動電源部を動作
状態に保持するスイッチ素子を有することを特徴とする
請求項１記載のスイッチング装置。