JPS62178194A

JPS62178194A - 直流モ−タ用駆動装置

Info

Publication number: JPS62178194A
Application number: JP61019914A
Authority: JP
Inventors: Yoshimitsu Yamada; 山田　佳充
Original assignee: Suzuki Motor Corp
Current assignee: Suzuki Motor Corp
Priority date: 1986-01-31
Filing date: 1986-01-31
Publication date: 1987-08-05
Anticipated expiration: 2011-12-04
Also published as: JP2560282B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、直流モータ用駆動装置に係り、とくにチッッ
パ制御方式を採用した直流モータ用駆動装置に関する。

〔従来の技術〕

直流モータ用駆動装置にあっては、従来より、チッッパ
制御方式によるものが多く用いられている。

この−例を電動車の場合について第５図ないし第７図に
示す。

第５図において、２は電動車の駆動源としての直流モー
タを示し、４は車載用のバッテリを示し、６は直流モー
タ２とバッテリ４との間に装備されたモータ駆動部６を
示す。

前記モータ駆動部６は、オペレータの速度制御操作に基
づいてパルス幅変調が施された速度信号を発生させる速
度信号形成手段８を備えている。

そして、この速度信号形成手段８の出力側は、ＮＰＮ形
トランジスタ１０及びＰＮＰ形トランジスタ１２が図示
の如く接続された第１のスイッチング手段１４に至って
おり、詳しくは前段のトランジスタ１０のベースに至る
。また、後段のトランジスタ１２のコレクタは第２のス
イッチ手段１６の要部を構成するＮ　Ｐ　Ｎ形トランジ
スタ１８のベースに至る。そして、このトランジスタ１
８のコレクタは前記バッテリ４に至るとともに、エミッ
タは前記直流モータ２を介してアースに至り、これによ
りエミッタフォロアー回路が構成されている。ここで、
直流モーフ２には、転流用のダイオード２０が併設され
ている。

また、前記モータ駆動部６において、第１のスイ・７チ
ング手段１４のトランジスタ１２のエミッタには、後述
するように一部レベルに制御された駆動電圧Ｖｄ　（即
ち、エミッタ電圧；ここでは、例えば２７．１　（Ｖ）
　）が印加されている。このため、速度信号形成手段８
から出力される速度信号パルスの所定の「ハイ」、「ロ
ー」レベルに伴って、第１のスイッチング手段１４が断
続（チッッパ）制御され、更に、これに付勢されて第２
のスイッチング手段１６が断続制御される。すなわち、
最終段のトランジスタ１８がオンの間のみバッテリ４か
ら直流モータ２に通電され、これによって当該直流モー
タ２の回転速度に対する所定のチョッパ制御が行われる
ようになっている。

次に、上述したモータ駆動部６に対する駆動電圧■４を
形成する方式について説明する。

まず、前記バッテリ４のプラス端子は、コイルおよびコ
ンデンサからなるノイズフィルタ２２を介して、安定化
されたＶ　ｃｃ電源（ここでは、例えば１５（Ｖ））を
形成する安定化電源部２４に至る。この安定化電源部２
４は、三端子レギュレータ２６等を主要部として構成さ
れている。このため、ノイズフィルタ２２によって前記
モータ駆動部６の断続動作に伴うスパイク電圧の影響が
極力排除され、また、三端子レギュレータ２６は所定の
動作に基づいて形成したＶｃｃ電源を次段のレギュレー
タ部２８に出力するように成っている。

上記レギュレータ部２８は、前記Ｖ　ｅＣ電源を受けて
動作するとともに、バッテリ４の端子電圧（以下、単に
「バフテリ電圧」という）Ｖｓをスイッチング制御方式
により前記駆動電圧ｖ６に変換し、これを前記モータ駆
動部６に出力するためのものである。また、当該レギュ
レータ部２８に対しては、その出力電流を制限する過電
流制御指令部３０が作用するように成っている。これら
のレギュレータ部２８及び過電流制御指令部３０の構成
は、第６図に具体的に示されている。

この内、前記レギュレータ部２８は、スイッチング制御
等を担う主制御手段２８Ａと、この主制御手段２８Ａに
付勢されオン・オフのスイッチング駆動を行うオン・オ
フ駆動手段２８Ｂと、このオン・オフ駆動手段２８Ｂの
出力電圧に付勢されバッテリ電圧Ｖｌを昇圧せしめ駆動
電圧ｖ４を形成する昇圧手段２８Ｃとから構成されてい
る。

これを更に詳述すると、前記主制御手段２８Ａは、ＰＷ
Ｍ（パルス幅変調）方式に必要な基準電圧発生器３２１
発振器３４．誤差増幅器３６．ＰＷＭ比較器３８．オア
回路４０．ノア回路４１゜トランジスタ４２等によって
図示の如く構成されている。この内、基準電圧発生器３
２には、図示のように前記ｖｃｅ電源が印加され、また
当該基準電圧発生器３２からは動作用の基準電圧Ｖ９゜
（ここでは、例えば５（Ｖ））が出力され使用されるよ
うに成っている。また、前記誤差増幅器３６の反転入力
端には上記基準電圧Ｖ　ｒ＊ｆを抵抗４３Ａ、４３Ｂで
分割した電圧が加えられるとともに、非反転入力端には
、前記昇圧手段２８Ｃからフィードバックされた出力の
一部が抵抗４４Ａ。

４４Ｂの分割によって取り出され印加されているため、
当該誤差増幅器３６は、この両方の電圧の差に基づいて
所定の出力を行う。従って、主制御手段２８Ａでは誤差
増幅器３６の出力に基づいて所定のパルス幅変調等の所
定動作が行われ、後段のオン・オフ駆動手段２８Ｂの動
作タイミングが決定される。

上記主制御手段２８Ａの出力は、前記オン・オフ駆動手
段２８Ｂの要部としてのスイッチング用トランジスタ４
５のベースに印加されるようになっている。また、この
トランジスタ４４のエミッタには前記ＶＣＣ電源が供給
されているため、当該トランジスタ４４は主制御手段２
８Ａの出力に付勢されてオン・オフ動作し、コレクタか
らは増幅された出力電圧が取り出され、次段の昇圧手段
２８Ｇに出力される。この昇圧手段２８Ｃは、駆動用の
ＭＯＳ形の電界効果トランジスタ４６．チョークコイル
４８．コンデンサ５０．抵抗５１等を主要部として図示
の如く構成されており、電界効果トランジスタ４６のオ
ン・オフ駆動に伴ってバッテリ電圧Ｖ、が昇圧・平滑さ
れて出力される。

ここでの昇圧された出力電圧（即ち、およそ駆動電圧Ｖ
ａ）は２７．１（Ｖ）に設定されており、バラチリ４の
満充電後の端子電圧ｖ、　＝２５．４　（Ｖ）に対して
は、１．７　　（Ｖ）昇圧せしめた値となっている。こ
の２７．１（Ｖ）の値は、レギュレータ部２８の制御作
用によってバッテリ電圧ｖ履が変わっても常に一定に保
持される。

一方、前記主制御手段２８Ａには、前記過電流制御指令
部３０が作用する。この過電流制御指令部３０は、前記
基準電圧ｖ１゜、から抵抗５２゜５４の分割等により形
成された基準電圧Ｖ、と後述する入力電圧ｖ２の大きさ
を比較しつつ必要に応じて誤差増幅するための誤差増幅
器５６を要部として構成されている。このため、入力電
圧■２の値いかんによって、誤差増幅器５６の出力端か
ら増幅された信号が出力され、この信号が前記主制御手
段２８ＡのＰＷＭ比較器３８の比較端子に出力される。

従って、入力電圧■２の方が基準電圧Ｖ、より大きい場
合には、過電流！ＩＪ御指令部３０が主制御手段２８Ａ
に作用することになり、主制御手段２８Ａでは定電圧制
御から定電流制御に移行され、出力電流が制限されるよ
うに成っている。

ここで、前記主制御手段２８Ａと過電流制御指令部３０
とに対する一点鎖線Ａで示す部分が、実際には、集積回
路（ＩＣ）によって形成されている。また、主制御手段
２８Ａ中において、５７はデッドタイムコントロール回
路である。

ところで、前記レギュレータ部２８の昇圧手段２８Ｃか
らの出力は、第１図に示すように、電流検出用のシャン
ト抵抗５８を介して前記モータ駆動部６に至り、第１の
スイッチング手段１４のトランジスタ１２のエミッタに
駆動電圧ｖｎ（エミッタ電圧）として印加されるように
なっている。

これにより、前述したように、直流モータ２に対する所
定のチョッパ制御が行われる。

また、前記シャント抵抗５８の両端の電位差は、演算増
幅器５９等によって第７図の如く構成された差動増幅器
６０により検出される。この第７図において、Ｖ　Ｃｅ
’はＶＣＣより３〔■〕高い別電源を示す。

本従来例では、当該シャント抵抗５８と差動増幅器６０
によって出力電流検出部６２が構成されている。

上記出力電流検出部６２の出力側は、ＣＲ積分回路から
成る遅延制御部６４を介して前記過電流制御指令部３０
の誤差増幅器５６の非反転入力端に至る（第５，６図参
照）。このため、前記レギュレータ部２８からの出力電
流の値に対応したパルス状の電圧が前記差動増幅器６０
から取り出され、遅延制御部６４によって所定時間遅延
された後、前記入力電圧ｖ２として前記誤差増幅器５６
に与えられ、前述した如く主制御手段２８Ａにおける過
電流制御が行われる。ここでは、上記遅延制御部６４が
装備されているために、過電流制御指令部３０に対する
リプル等による誤動作が排除され、安定動作が行われる
ようになっている。

本従来例においては、バッテリ電圧Ｖ、は放電とともに
低下し、これによって前記モータ２に加えられる駆動電
圧も低下することになるが、前記レギュレータ部２８か
らモータ駆動部６に出力される駆動電圧Ｖｄは所定値（
ここでは２７．１　〔Ｃ）に制御されて第１のスイッチ
ング手段１４のトランジスタ１２のエミッタに加えられ
ている。従って、この状態においてチョッパ動作が行わ
れれば、その導通時には前記トランジスタ１２がオーバ
ドライブとなり、第２のスイッチング手段１６のトラン
ジスタ１８に必要以上のベース電流が流れるという事態
が発生する。この状態が発生した場合には、前記出力電
流検出部６２及び過電流制御指令部３０等の作用によっ
て、レギュレータ部２８の制御がそれまでの定電圧制御
から定電流制御へと直ちに移行され、出力電流が一定値
に制限されるようになっている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、前述した従来例において、バッテリ電圧
■、が低下しオーバドライブになった状態では、直流モ
ータ２の低速回転に対して、前記出力電流検出部６２か
らの方形波電圧のオン・オフ導通比（デヱーティ比）が
低く、この電圧が前記遅延制御部６４によって積分作用
を受けると、その波形は例えば第８図中の点線Ｖ！に示
す如く平滑化されて、必要なレベル電圧値（Ｖｌ　’）
が得られないことになり、これがためオン・オフ導通比
の低い低速領域では過電流制御指令部３０が動作せず、
従ってレギュレータ部２８の電流制限が効かないことか
ら、オーバドライブが依然として存置されるという不都
合があった。

一方、上述の不都合が招来された場合には、前記モータ
駆動部６のトランジスタ１２に過大な駆動電流が流れ、
該トランジスタ１２の負担が太きくなることから、例え
ば熱的に破壊されないよう充分に大きな放熱板を装備し
たり、また、場合によっては、より上位の定格を有する
素子を使用せざるを得ないこととなり、モータ駆動部６
が必要以上に大形化したり生産コストが上昇するという
不都合が生じていた。

〔発明の目的〕

本発明は、かかる従来例の有する不都合を改善し、とく
にバッテリの端子電圧が変化した場合でもモータ駆動部
のオーバドライブを確実に防止することのできる直流モ
ータ用駆動装置を提供することを、その目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

そこで、本発明では、駆動源としてのバッテリと、この
バッテリからの出力を所定の出力制御用基準電圧に比較
しつつ一定レベルの出力電圧に変換するレギュレータ部
とを備え、このレギュレータ部からの出力電圧を駆動電
圧とし且つ所定の速度信号に基づくチョッパ動作を行う
第１のスイッチング手段と、この第１のスイッチング手
段のチョッパ動作に付勢され且つ前記バフテリの端子電
圧を駆動電圧として直流モータをチョッパ制御する第２
のスイッチング手段とを有するモータ駆動部を装備する
とともに、前記バッテリの端子電圧の変化に対応して自
動的に前記レギュレータ部の出力制御用基準電圧を調整
せしめる出力制御用基準電圧調整手段を具備するとし、
これによって前記目的を達成しようとするものである。

〔作　　用〕

バッテリからの電源供給により、レギュレータ部は、該
レギュレータ部の出力を所定の出力制御用基準電圧と比
較しつつ一定レベルの出力に変換してモータ駆動部の第
１のスイッチング手段に駆動電圧として加える。このモ
ータ駆動部では、バッテリから駆動電圧を受けた第２の
スイッチング手段が、前記第１のスイッチング手段の速
度信号に基づくチョッパ動作に付勢されて同じくチョッ
パ動作をし、これによってバッテリから直流モータへの
通電が断続される。

一方、前記バッテリ電圧が放電等により変化した場合に
は、これに比例して、出力制御用基準電圧調整手段が前
記レギュレータ部の出力制御用基準電圧値を調整する。

このため、バッテリ電圧が放電等により変化した場合で
あっても、レギュレータ部からの出力電圧が当該バッテ
リ電圧に比例して自動的に変化することになる。従って
、この比例関係を適宜設定しておくことにより、モータ
回転数とは無関係に前記モータ駆動部のオーバドライブ
が排除される。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図ないし第４図に基づい
て説明する。ここで、前述した従来例と同一の構成要素
に対しては、同一の付号を用いる。

まず、第１図において、７０は出力制御用基準電圧調整
手段としての関数発生器を示す。この関数発生器７０の
入力端はノイズフィルタ２２の出力側に至り、出力端は
レギュレータ部２８に至る構成になっている。すなわち
、当該関数発生器７０の出力端は、レギュレータ部２８
の主制御手段２８Ａにおける分割抵抗４３Ａ、４３Ｂを
介してアースに至るとともに、これらの抵抗４３Ａ。

４３Ｂの中点は従来例と同様に誤差増幅器３６の反転入
力端に至るように構成されている。

前記関数発生器７０は、具体的には、第３図（１）に示
すように演算増幅器７２を要部として構成されている。

そして、この関数発生器７０は、その出力電圧を主制御
手段２８Ａの出力制御用基準電圧Ｖ　ｒｅｆ′とし、入
力電圧をバッテリ電圧Ｖ器とすると、例えば、Ｖ、、ｔ　’　＝０．１１ＨＶｓ　　　１２）　＋１．
２９４によって定義される一次比例関数（第３図（２）
参照）を保有するよう各回路定数が定められている。

その他の構成は、前述した従来例と同一に成っている。

このため、バッテリ電圧Ｖ、が放電等によって低下する
と、これに比例して所定値だけ出力制御用基準電圧Ｖ　
ｒｅｆ′が低下する。このため、主制御手段２８Ａ内で
は、誤差増幅器３６の反転入力端に加えられる基準電圧
が低下し、この低下した基準電圧に基づいて前記従来例
と同様に新たなＰＷＭ制御が所定タイミングで繰り返さ
れる。従って、レギュレータ部２８の出力電圧■４は、
バ・７テリ電圧ＶＢに比例し一定幅をもって低下すると
ともに、当該バッテリ４が充電された場合にはそれに比
例して上昇することとなる（第４図参照）。

すなわち、このように駆動電圧■４を調整することによ
って、従来例にみられたようなモータ駆動部６でのオー
バドライブが、直流モータ２の回転速度に無関係に防止
される。

その他の回路動作は、前述した従来例と同様になってい
る。

このように、本実施例では、バッテリ４の端子電圧が変
化してオーバドライブになることが略完全に排除されて
いるため、モータ駆動部６のトランジスタ素子１２等に
対する負担が軽減される。

従って、従来例のような部品の大形化、生産コストの上
昇を排除することができる。更に、モータ駆動部の設計
の自由度も上がり、また高効率ドライブが可能となる。

〔発明の効果〕

本発明は、以上のように構成されるので、これによると
、バッテリの端子電圧が変化した場合でも、直流モータ
の回転とは無関係にモータ駆動部のオーバドライブを確
実に防止し回路動作を安定させることができ、またオー
バドライブに伴って生じるスイッチング手段に対する不
要な熱的負担を排除することができることから、従来例
に比較して装置の小形化、生産コストの低減等を図るこ
とができるという優れた直流モータ用駆動装置を提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す全体構成図、第２図は
第１図中のレギュレータ部と過電流制御指令部との詳細
を示す回路図、第３図（１）は第１図中の出力制御用基
準電圧調整手段の詳細を示す回路図、第３図（２）は同
図（１）の出力制御用基準電圧調整手段の入力電圧対出
力電圧の関係例を示すグラフ図、第４図はバッテリの端
子電圧とモータ駆動部の駆動電圧との関係例を示すグラ
フ図、第５図は従来例を示す全体構成図、第６図は第５
図のレギュレータ部と過電流制御指令部との詳細を示す
回路図、第７図は第５図中の差動増幅器の詳細を示す回
路図、第８図は第５図中の遅延制御部の遅延作用に伴う
波形例を示す説明図である。２・・・・・・直流モータ、４・・・・・・バッテリ、
６・・・・・・モータ駆動部、１４・・・・・・第１の
スイッチング手段、１６・・・・・・第２のスイッチン
グ手段、２８・・・・・・レギュレータ部、７０・・・
・・・出力制御用基準電圧調整手段。特許出願人　　鈴木自動車工業株式会社第３図３′）ｊ“ 第４図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）．駆動源としてのバッテリと、このバッテリから
の出力を所定の出力制御用基準電圧に比較しつつ一定レ
ベルの出力電圧に変換するレギュレータ部とを備え、このレギュレータ部からの出力電圧を駆動電圧とし且つ
所定の速度信号に基づくチョッパ動作を行う第１のスイ
ッチング手段と、この第１のスイッチング手段のチョッ
パ動作に付勢され且つ前記バッテリの端子電圧を駆動電
圧として直流モータをチョッパ制御する第２のスイッチ
ング手段とを有するモータ駆動部を装備するとともに、前記バッテリの端子電圧の変化に対応して自動的に前記
レギュレータ部の出力制御用基準電圧を調整せしめる出
力制御用基準電圧調整手段を具備したことを特徴とする
直流モータ用駆動装置。