WO2021187059A1

WO2021187059A1 - ドライバ回路及び電力変換装置

Info

Publication number: WO2021187059A1
Application number: PCT/JP2021/007439
Authority: WO
Inventors: 周平青山; 義昭石原; 裕市野下
Original assignee: 株式会社豊田自動織機
Priority date: 2020-03-16
Filing date: 2021-02-26
Publication date: 2021-09-23
Also published as: JP7276211B2; JP2021150977A

Abstract

ドライバ回路（１２）は、外部指令電圧（Ｖｐ）が入力される外部入力端子（４１）と、逆起電力（Ｖｂ）が入力されるフィードバック入力端子（４４）と、逆起電力（Ｖｂ）をフィードバック電圧（Ｖｆｂ）に変換する変換回路（１００）と、加算回路（６０）と、制御回路（１０３）とを備えている。加算回路（６０）は、外部指令電圧（Ｖｐ）とフィードバック電圧（Ｖｆｂ）とが入力されると共に、外部指令電圧（Ｖｐ）とフィードバック電圧（Ｖｆｂ）とを加算し、その加算された加算電圧（Ｖａｄ）をゲート端子（２１）に向けて出力する。ここで、変換回路（１００）は、スイッチング素子（１１）がターンオンする場合とターンオフする場合とで、逆起電力（Ｖｂ）に対するフィードバック電圧（Ｖｆｂ）の比率である利得を変化させる。

Description

ドライバ回路及び電力変換装置

　本発明は、ドライバ回路及び電力変換装置に関する。

　例えば特許文献１には、スイッチング素子としてのＩＧＢＴを駆動させるドライバ回路が記載されている。特許文献１に記載のドライバ回路は、スイッチング損失の低減とサージ電圧又はサージ電流の低減との両立を図るために、エミッタ配線のインダクタンス分にて発生する逆起電力としての誘起電圧をフィードバックさせるアクティブゲート制御を行っている。

特開２００４－４８８４３号公報

　ここで、逆起電力をそのままドライバ回路へフィードバックさせると、フィードバックによる効果が充分に得られなかったり、フィードバックによる効果が過剰となったりする場合があり得る。このため、逆起電力によるフィードバックには未だ改善の余地がある。

　本発明の目的は、逆起電力によるフィードバックを好適に行うことができるドライバ回路及びそのドライバ回路を備えた電力変換装置を提供することである。

　上記目的を達成するため、本発明の第一の態様によれば、制御端子及び印加電流が流れる印加端子を有するスイッチング素子を駆動させるドライバ回路が提供される。ドライバ回路は、外部指令電圧が入力される外部入力端子と、前記印加電流の変化により前記スイッチング素子内の寄生インダクタンスを含むインダクタンス成分によって生じる逆起電力が入力されるフィードバック入力端子と、前記逆起電力をフィードバック電圧に変換する変換回路と、前記外部指令電圧と前記フィードバック電圧とが入力されると共に、前記外部指令電圧及び前記フィードバック電圧を加算し、その加算された加算電圧を前記制御端子に向けて出力する加算回路とを備える。前記変換回路は、前記スイッチング素子がターンオンする場合と前記スイッチング素子がターンオフする場合とで、前記逆起電力に対する前記フィードバック電圧の比率である利得を変化させるように構成されている。

　上記目的を達成するため、本発明の第二の態様によれば、制御端子及び印加電流が流れる印加端子を有するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動させるドライバ回路とを備えた電力変換装置が提供される。電力変換装置は、前記スイッチング素子は、利得が第１利得である条件下での前記スイッチング素子のターンオンによって生じるサージに起因する印加電流の最大値よりも大きい定格電流と、前記利得が前記第１利得よりも高い第２利得である条件下での前記スイッチング素子のターンオフによって生じるサージに起因する前記スイッチング素子の印加電圧の最大値よりも大きい定格電圧とを有するものである。前記利得は、逆起電力に対するフィードバック電圧の比率である。前記逆起電力は、前記印加電流の変化により前記スイッチング素子内の寄生インダクタンスを含むインダクタンス成分によって生じる。

　上記目的を達成するため、本発明の第三の態様によれば、制御端子及び印加電流が流れる印加端子を有するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動させるドライバ回路とを備えた電力変換装置が提供される。前記スイッチング素子は、利得が第１利得である条件下での前記スイッチング素子のターンオフによって生じるサージに起因する前記スイッチング素子の印加電圧の最大値よりも大きい定格電圧と、前記利得が前記第１利得よりも高い第２利得である条件下での前記スイッチング素子のターンオンによって生じるサージに起因する印加電流の最大値よりも大きい定格電流とを有するものである。前記利得は、逆起電力に対するフィードバック電圧の比率である。前記逆起電力は、前記印加電流の変化により前記スイッチング素子内の寄生インダクタンスを含むインダクタンス成分によって生じる。

　上記目的を達成するため、本発明の第四の態様によれば、ドライバ回路が提供される。ドライバ回路は、制御端子及び印加電流が流れる印加端子を有するスイッチング素子を駆動させると共に、外部指令電圧が入力される外部入力端子と、前記印加電流の変化により前記スイッチング素子内の寄生インダクタンスを含むインダクタンス成分によって生じる逆起電力が入力されるフィードバック入力端子と、前記逆起電力をフィードバック電圧に変換すると共に、前記逆起電力に対する前記フィードバック電圧の比率である利得を変更可能な変換回路と、前記外部指令電圧と前記フィードバック電圧とが入力されると共に、前記外部指令電圧及び前記フィードバック電圧を加算し、その加算された加算電圧を前記制御端子に向けて出力する加算回路と、前記スイッチング素子がターンオンする場合と前記スイッチング素子がターンオフする場合とで、前記利得が変化するように前記変換回路を制御する制御部とを備える。

電力変換装置の電気的構成の概要を示す回路図。回路基板上に実装されたスイッチング素子とドライバ回路とを模式的に示す正面図。第１実施形態のドライバ回路の回路図。（ａ）ターンオン時における外部指令電圧の波形、（ｂ）ターンオン時における利得を示すタイムチャート、（ｃ）ターンオン時におけるゲート電圧のグラフ、（ｄ）ターンオン時におけるドレイン電流のグラフ、（ｅ）ターンオン時におけるソース－ドレイン間電圧のグラフ。（ａ）ターンオフ時における外部指令電圧の波形、（ｂ）ターンオフ時における利得を示すタイムチャート、（ｃ）ターンオフ時におけるゲート電圧のグラフ、（ｄ）ターンオフ時におけるソース－ドレイン間電圧のグラフ、（ｅ）ターンオフ時におけるドレイン電流のグラフ。第２実施形態のドライバ回路の回路図。第３実施形態のドライバ回路の回路図。別例の分圧回路の回路図。

　（第１実施形態）
　以下、本発明に係るドライバ回路、ドライバ回路を備えた電力変換装置の第１実施形態について説明する。

　第１実施形態の電力変換装置１０は、例えば車両２００に搭載されており、車両２００に設けられている電動モータ２０１を駆動するのに用いられる。

　電動モータ２０１は、車輪を回転させるための走行用モータである。電動モータ２０１は、３相コイル２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗを有している。３相コイル２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗは例えばＹ結線されている。３相コイル２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗが所定のパターンで通電されることにより、電動モータ２０１が回転する。３相コイル２０２ｕ，２０２ｖ，２０２ｗの結線態様は、Ｙ結線に限られず任意であり、例えばデルタ結線でもよい。

　図１に示すように、車両２００は蓄電装置２０３を有している。電力変換装置１０は、蓄電装置２０３の直流電力を電動モータ２０１が駆動可能な交流電力に変換するインバータ装置である。換言すれば、電力変換装置１０は、蓄電装置２０３を用いて電動モータ２０１を駆動させる駆動装置とも言える。蓄電装置２０３の電圧を電源電圧Ｖｄｃとする。

　電力変換装置１０は、スイッチング素子１１を有している。電力変換装置１０は、複数のスイッチング素子１１を有しており、詳細には、ｕ相コイル２０２ｕに対応するｕ相スイッチング素子１１ｕ１，１１ｕ２と、ｖ相コイル２０２ｖに対応するｖ相スイッチング素子１１ｖ１，１１ｖ２と、ｗ相コイル２０２ｗに対応するｗ相スイッチング素子１１ｗ１，１１ｗ２とを備えている。

　各スイッチング素子１１ｕ１，１１ｕ２，１１ｖ１，１１ｖ２，１１ｗ１，１１ｗ２（以下、「各スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２」という。）は、例えばパワースイッチング素子であり、一例としてはＭＯＳＦＥＴである。各スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２が「スイッチング素子」に対応する。スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２は、還流ダイオード（ボディダイオード）Ｄｕ１～Ｄｗ２を有している。

　各ｕ相スイッチング素子１１ｕ１，１１ｕ２は接続線を介して互いに直列に接続されている。詳細には、上アームｕ相スイッチング素子１１ｕ１と下アームｕ相スイッチング素子１１ｕ２とが接続線を介して接続されており、その接続線はｕ相コイル２０２ｕに接続されている。上アームｕ相スイッチング素子１１ｕ１は、蓄電装置２０３の高圧側である正極端子（＋端子）に接続されている。下アームｕ相スイッチング素子１１ｕ２は、蓄電装置２０３の低圧側である負極端子（－端子）に接続されている。

　他のスイッチング素子１１ｖ１，１１ｖ２，１１ｗ１，１１ｗ２の接続態様は、対応するコイルが異なる点を除いて、ｕ相スイッチング素子１１ｕ１，１１ｕ２と同様である。

　図１及び図２に示すように、電力変換装置１０は、スイッチング素子１１を駆動させるドライバ回路１２と、スイッチング素子１１及びドライバ回路１２が実装される回路基板１３とを備えている。

　ドライバ回路１２は所謂ゲートドライバ回路である。電力変換装置１０は、複数のスイッチング素子１１に対応させて、複数のドライバ回路１２を有している。詳細には、電力変換装置１０は、複数のスイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２に対応させて複数のドライバ回路１２ｕ１～１２ｗ２を有している。ドライバ回路１２ｕ１～１２ｗ２は、スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２のゲートに接続されており、ゲート電圧Ｖｇを制御することによりスイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２をＯＮ／ＯＦＦさせる。

　図１に示すように、車両２００は、電力変換装置１０を制御する変換制御装置１４を備えている。変換制御装置１４はインバータ制御装置である。変換制御装置１４は、外部からの指令（例えば要求回転速度）に基づいて、電動モータ２０１に流れる目標電流を決定し、その目標電流が流れるための外部指令電圧Ｖｐを導出する。そして、変換制御装置１４は、外部指令電圧Ｖｐをドライバ回路１２に向けて出力する。

　変換制御装置１４は、スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２ごとに外部指令電圧Ｖｐを導出し、各ドライバ回路１２ｕ１～１２ｗ２に外部指令電圧Ｖｐを出力する。これにより、各スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２が個別に制御される。

　外部指令電圧Ｖｐは所定のパルス幅を有するパルス電圧である。例えば、外部指令電圧Ｖｐは、ＬＯＷからＨＩに切り替わり、一定期間ＨＩ状態を維持した後に、ＨＩからＬＯＷに切り替わる。以降の説明において、ＬＯＷからＨＩの切り替わりを「立ち上がり」といい、ＨＩからＬＯＷの切り替わりを「立ち下がり」という。

　変換制御装置１４は、回路基板１３に実装されている。ただし、これに限られず、変換制御装置１４は、回路基板１３とは別の基板に実装されていてもよい。

　ドライバ回路１２ｕ１～１２ｗ２は、それぞれ個別に入力される外部指令電圧Ｖｐに基づいて、スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２に対してゲート電圧Ｖｇを印加する。これにより、各スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２が周期的にＯＮ／ＯＦＦし、蓄電装置２０３の直流電力が３相の交流電力に変換されて電動モータ２０１に供給される。すなわち、変換制御装置１４は、電力変換装置１０をＰＷＭ制御するものである。

　次にドライバ回路１２ｕ１～１２ｗ２及びスイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２について詳細に説明する。

　ここで、各スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２は基本的に同一構成であり、各ドライバ回路１２ｕ１～１２ｗ２は基本的に同一の構成である。このため、以下では、各スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２のうち１つのスイッチング素子１１（下アームｕ相スイッチング素子１１ｕ２）と、それに対応するドライバ回路１２（下アームｕ相ドライバ回路１２ｕ２）とについて詳細に説明する。

　図２に示すように、スイッチング素子１１は、例えば直方体状に形成されている。スイッチング素子１１は、制御端子としてのゲート端子２１と、印加電流としてのドレイン電流Ｉｄが流れるドレイン端子２２及び複数のソース端子２３と、を有している。ドレイン電流Ｉｄは、スイッチング素子１１のソース－ドレイン間に流れる電流である。

　ドレイン端子２２は１つであり、スイッチング素子１１の一辺に亘ってタブ状に形成されている。

　ゲート端子２１と複数のソース端子２３とは、スイッチング素子１１におけるドレイン端子２２とは反対側の部分に設けられており、所定のピッチで配列されている。ソース端子２３の数は任意である。

　回路基板１３には、複数の配線パターン３０が形成されている。これら複数の配線パターン３０によってスイッチング素子１１とドライバ回路１２及び蓄電装置２０３とが電気的に接続されているとともに、スイッチング素子１１と負荷としての電動モータ２０１とが電気的に接続されている。

　複数の配線パターン３０は、ドレインパターン３１と、メインソースパターン３２とを含む。ドレインパターン３１は、ドレイン端子２２と、電動モータ２０１（詳細にはｕ相コイル２０２ｕ）及び上アームｕ相スイッチング素子１１ｕ１とを電気的に接続する配線パターン３０である。メインソースパターン３２は、複数のソース端子２３の一部と蓄電装置２０３の低圧側である負極端子（－端子）とを電気的に接続すると共にドレイン電流Ｉｄが流れる配線パターン３０である。

　ちなみに、説明の便宜上、複数のソース端子２３のうちメインソースパターン３２に接続されるものをメインソース端子２３ａとする。メインソース端子２３ａは、ドレイン電流Ｉｄが流れる端子である。メインソース端子２３ａが「印加端子」に対応する。

　ここで、電力変換装置１０は、ドレイン電流Ｉｄが変化することによって逆起電力Ｖｂを生じさせるインダクタンス成分Ｌ１を有している。インダクタンス成分Ｌ１は、ドレイン電流Ｉｄが流れる電流経路上に設けられている。インダクタンス成分Ｌ１は、スイッチング素子１１内の寄生インダクタンスＬｓを含む。寄生インダクタンスＬｓは、例えばスイッチング素子１１内の配線パターン、ワイヤー及びソース端子２３などによって構成されている。

　また、インダクタンス成分Ｌ１は、メインソースパターン３２に含まれる寄生インダクタンス等の他のインダクタンスを含んでいてもよいし、含まなくてもよい。ドレイン電流Ｉｄの変化とは、ドレイン電流Ｉｄが流れ始める場合と、ドレイン電流Ｉｄが停止する場合とを含む。

　ここで、スイッチング素子１１のソース－ドレイン間には、スイッチング素子１１にドレイン電流Ｉｄを流すための電圧であるソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが印加される。ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが「印加電圧」に対応する。

　ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓは、スイッチング素子１１がＯＦＦ状態である場合には電源電圧Ｖｄｃとなり、スイッチング素子１１がＯＮ状態である場合には０となる。

　また、スイッチング素子１１に印加することができる最大電圧である定格電圧Ｖｄｓｒと、スイッチング素子１１に流すことができる最大電流である定格電流Ｉｄｒは、スイッチング素子１１ごとに予め定められている。すなわち、スイッチング素子１１は、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが定格電圧Ｖｄｓｒ以下であり、且つ、ドレイン電流Ｉｄが定格電流Ｉｄｒ以下である条件下で動作するものである。

　次にドライバ回路１２及びドライバ回路１２とスイッチング素子１１との接続について説明する。

　図２及び図３に示すように、ドライバ回路１２は、外部入力端子４１と、加算出力端子４２と、基準電位端子４３と、フィードバック入力端子４４とを備えている。

　外部入力端子４１は、変換制御装置１４と電気的に接続されている。外部入力端子４１には、変換制御装置１４からの外部指令電圧Ｖｐが入力される。

　加算出力端子４２は、ドライバ回路１２からゲート電圧Ｖｇ（換言すればゲート電流）を出力するための端子である。複数の配線パターン３０は、加算出力端子４２とゲート端子２１とを電気的に接続するゲートパターン３３を含む。加算出力端子４２から出力されるゲート電圧Ｖｇは、ゲートパターン３３を介してゲート端子２１に入力される。

　図３に示すように、基準電位端子４３は、ドライバ回路１２内において基準電位Ｖ０に接続されている。図２に示すように、複数の配線パターン３０は、基準電位端子４３と複数のソース端子２３のうちメインソース端子２３ａ以外の少なくとも１つの端子とを電気的に接続する信号ソースパターン３４を含む。信号ソースパターン３４とメインソースパターン３２とは絶縁されている。

　ここで、説明の便宜上、基準電位端子４３に接続されるソース端子２３を信号ソース端子２３ｂという。すなわち、複数のソース端子２３は、蓄電装置２０３の負極端子に接続されるメインソース端子２３ａと、基準電位端子４３（換言すれば基準電位Ｖ０）に接続される信号ソース端子２３ｂと、を含む。スイッチング素子１１は、信号ソース端子２３ｂに入力される基準電位Ｖ０とゲート端子２１に入力されるゲート電圧Ｖｇ（第１実施形態では加算電圧Ｖａｄ）との電位差に基づいて駆動（換言すればスイッチング動作）する。

　上記のように基準電位端子４３と信号ソース端子２３ｂとが信号ソースパターン３４を介して電気的に接続されることにより、スイッチング素子１１のソース電位が基準電位Ｖ０となる。この場合、信号ソース端子２３ｂ及び信号ソースパターン３４には、印加電流としてのドレイン電流Ｉｄが流れない。これにより、信号ソース端子２３ｂ及び信号ソースパターン３４を介する経路上には寄生インダクタンスＬｓ（換言すれば逆起電力Ｖｂ）は存在しないとみなすことができる。よって、ゲート端子２１に入力されるゲート電圧Ｖｇが寄生インダクタンスＬｓの影響を受けにくい。

　フィードバック入力端子４４は、ドレイン電流Ｉｄが変化することによりインダクタンス成分Ｌ１によって発生する逆起電力Ｖｂが入力される端子である。詳細には、メインソースパターン３２の一部は分岐しており、その分岐部分はフィードバック入力端子４４に接続されている。つまり、メインソースパターン３２は、蓄電装置２０３の負極端子とフィードバック入力端子４４との双方に接続されている。

　念の為に説明すると、上アームｕ相スイッチング素子１１ｕ１に接続されるメインソースパターン３２は、下アームｕ相スイッチング素子１１ｕ２のドレイン端子２２と負荷としての電動モータ（詳細にはｕ相コイル２０２ｕ）との双方に接続されている。上アームｕ相スイッチング素子１１ｕ１に接続されるメインソースパターン３２と、下アームｕ相スイッチング素子１１ｕ２に接続されるドレインパターン３１とは同一である。また、上アームｕ相スイッチング素子１１ｕ１に接続されるドレインパターン３１は、蓄電装置２０３の正極端子に接続されている。

　図３に示すように、ドライバ回路１２は、外部入力端子４１から入力される外部指令電圧Ｖｐと、基準電位端子４３から入力される逆起電力Ｖｂとに基づいて加算電圧Ｖａｄを生成し、その加算電圧Ｖａｄをゲート電圧Ｖｇとして加算出力端子４２から出力するように構成されている。

　加算電圧Ｖａｄを出力するドライバ回路１２の一例について以下に説明する。

　ドライバ回路１２は、フィルタ回路５０と、加算回路６０と、フィルタ回路５０と加算回路６０とを接続する外部入力ライン７１と、フィードバック入力端子４４と加算回路６０とを接続するフィードバックライン７２と、電流増幅回路８０とを備えている。そして、ドライバ回路１２は、フィードバック入力端子４４に入力される逆起電力Ｖｂをフィードバック電圧Ｖｆｂに変換する変換回路１００を備えている。

　フィルタ回路５０は、外部入力端子４１から入力された外部指令電圧Ｖｐに含まれるノイズを低減させるものである。フィルタ回路５０は、例えばローパスフィルタ回路である。

　一例として、フィルタ回路５０は、フィルタオペアンプ５１と、第１フィルタ抵抗５２と、第２フィルタ抵抗５３と、フィルタコンデンサ５４とを備えている。

　外部入力端子４１は、フィルタオペアンプ５１の＋端子（非反転入力端子）に接続されている。

　フィルタオペアンプ５１における－端子（反転入力端子）及び出力端子は、第１フィルタ抵抗５２を介して接続されており、第１フィルタ抵抗５２に対して並列にフィルタコンデンサ５４が接続されている。第２フィルタ抵抗５３は、第１フィルタ抵抗５２及びフィルタコンデンサ５４に対して直列となるように接続されているとともに基準電位Ｖ０に接続されている。

　かかる構成によれば、フィルタ回路５０、詳細にはフィルタオペアンプ５１の出力端子から、外部指令電圧Ｖｐが出力される。外部指令電圧Ｖｐは、第１フィルタ抵抗５２及びフィルタコンデンサ５４によって構成されるＲＣ回路によってカットオフ周波数以上のノイズが低減（換言すれば除去）され且つ両フィルタ抵抗５２，５３の抵抗値の比率に対応した増幅率で増幅されている。ただし、フィルタ回路５０の具体的な構成は任意である。

　加算回路６０は、フィルタ回路５０から出力された外部指令電圧Ｖｐと、逆起電力Ｖｂを変換させることによって得られるフィードバック電圧Ｖｆｂとが入力されるように構成されている。加算回路６０は、外部指令電圧Ｖｐとフィードバック電圧Ｖｆｂとを加算し、その加算された加算電圧Ｖａｄをゲート端子２１に向けて出力するように構成されている。

　詳細には、加算回路６０は、例えば加算オペアンプ６１と、第１加算抵抗６２と、第２加算抵抗６３と、加算コンデンサ６４とを備えている。

　外部入力ライン７１は、フィルタオペアンプ５１の出力端子と加算オペアンプ６１の＋端子（非反転入力端子）とを接続している。外部入力ライン７１は、外部指令電圧Ｖｐが伝送されるラインである。外部入力端子４１と加算回路６０とは、フィルタ回路５０及び外部入力ライン７１を介して電気的に接続されている。このため、外部入力ライン７１は、外部入力端子４１と加算回路６０とを接続するのに用いられているものといえる。

　フィードバックライン７２は、フィードバック入力端子４４と外部入力ライン７１とを接続している。変換回路１００は、フィードバックライン７２上に設けられており、フィードバック入力端子４４に入力される逆起電力Ｖｂは、変換回路１００によってフィードバック電圧Ｖｆｂに変換される。これにより、加算オペアンプ６１の＋端子には、外部指令電圧Ｖｐとフィードバック電圧Ｖｆｂとを合わせた電圧が入力される。

　加算オペアンプ６１における－端子（反転入力端子）及び出力端子は、第１加算抵抗６２を介して接続されており、第１加算抵抗６２に対して並列に加算コンデンサ６４が接続されている。第２加算抵抗６３は、第１加算抵抗６２及び加算コンデンサ６４に対して直列となるように接続されているとともに基準電位Ｖ０に接続されている。

　かかる構成によれば、加算オペアンプ６１の出力端子から、外部指令電圧Ｖｐと逆起電力Ｖｂとが加算された加算電圧Ｖａｄが出力される。加算電圧Ｖａｄは、第１加算抵抗６２及び加算コンデンサ６４によって構成されるＲＣ回路によってカットオフ周波数以上のノイズが低減（換言すれば除去）され且つ両加算抵抗６２，６３の抵抗値の比率に対応した増幅率で増幅されている。ただし、加算回路６０の具体的な構成は任意である。

　電流増幅回路８０は、加算電圧Ｖａｄの波形を維持しつつ、スイッチング素子１１を駆動させるのに必要な電流を供給するための回路である。

　電流増幅回路８０は、例えば第１増幅スイッチング素子８１及び第２増幅スイッチング素子８２を備えている。第１増幅スイッチング素子８１及び第２増幅スイッチング素子８２は例えばｎ型のＭＯＳＦＥＴである。

　第１増幅スイッチング素子８１のドレインは、第１供給電圧Ｖ１を印加する第１供給源Ｅ１に接続されている。第２増幅スイッチング素子８２のソースは、第２供給電圧Ｖ２を印加する第２供給源Ｅ２に接続されている。第１供給電圧Ｖ１は例えば正の電圧であり、第２供給電圧Ｖ２は例えば負の電圧である。第１増幅スイッチング素子８１のソースと第２増幅スイッチング素子８２のドレインとは、接続線８５を介して接続されている。また、接続線８５上には、互いに逆接続された両ダイオード８３，８４が設けられている。

　両増幅スイッチング素子８１，８２のゲートと加算回路６０（詳細には加算オペアンプ６１の出力端子）とが接続されている。第１増幅スイッチング素子８１のゲートと加算回路６０との間には第１ツェナーダイオード８６が設けられている。第１ツェナーダイオード８６のアノードは加算回路６０に接続されており、第１ツェナーダイオード８６のカソードが第１増幅スイッチング素子８１のゲートに接続されている。

　第２増幅スイッチング素子８２のゲートと加算回路６０との間には第２ツェナーダイオード８７が設けられている。第２ツェナーダイオード８７のカソードは加算回路６０に接続されており、第２ツェナーダイオード８７のアノードが第２増幅スイッチング素子８２のゲートに接続されている。加算回路６０から出力された加算電圧Ｖａｄは、第２ツェナーダイオード８７を介して第２増幅スイッチング素子８２のゲートに入力される。

　かかる構成によれば、両ダイオード８３，８４を接続する接続線８５から加算電圧Ｖａｄが出力され、両供給源Ｅ１，Ｅ２から、スイッチング素子１１を駆動させるのに必要なゲート電流が供給される。

　電流増幅回路８０の出力（詳細には接続線８５）は加算出力端子４２に接続されている。これにより、加算電圧Ｖａｄは、加算出力端子４２から出力され、ゲートパターン３３を介してゲート端子２１に入力される。すなわち、加算電圧Ｖａｄがゲート電圧Ｖｇとなっている。電流増幅回路８０の具体的な構成は任意である。

　ドライバ回路１２は、電流増幅回路８０と加算出力端子４２とをつなぐライン上に設けられたゲート抵抗９０を備えている。ゲート抵抗９０によってゲート電流が調整される。

　変換回路１００は、逆起電力Ｖｂをフィードバック電圧Ｖｆｂに変換すると共に、逆起電力Ｖｂに対するフィードバック電圧Ｖｆｂの比率である利得Ｇを変更可能に構成されている。変換回路１００は、逆起電力Ｖｂを増幅してフィードバック電圧Ｖｆｂを生成する。すなわち、利得Ｇは１以上である。このため、変換回路１００は、逆起電力Ｖｂを増幅するフィードバック増幅回路ともいえる。

　変換回路１００は、例えば逆起電力Ｖｂを分圧する分圧回路１０１を有し、分圧回路１０１によって分圧された電圧をフィードバック電圧Ｖｆｂに変換するものである。

　分圧回路１０１は、分圧抵抗としてのフィードバック抵抗Ｒ１，Ｒ２と、第１フィードバック抵抗Ｒ１に対して並列に接続された第３フィードバック抵抗Ｒ３及びフィードバックコンデンサＣ１とを備えている。第３フィードバック抵抗Ｒ３及びフィードバックコンデンサＣ１は、逆起電力Ｖｂに含まれるノイズを低減するフィルタ回路を構成している。第１フィードバック抵抗Ｒ１が「第１分圧抵抗」に対応し、第２フィードバック抵抗Ｒ２が「第２分圧抵抗」に対応する。

　変換回路１００は、利得抵抗としての第２フィードバック抵抗Ｒ２に対して並列に接続された利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体を備えている。

　利得可変用スイッチング素子Ｑｘと利得可変用抵抗Ｒｘとは互いに直列に接続されている。利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体は、第１フィードバック抵抗Ｒ１と第２フィードバック抵抗Ｒ２との間に接続されているとともに基準電位Ｖ０に接続されている。利得可変用スイッチング素子Ｑｘは、第１フィードバック抵抗Ｒ１と第２フィードバック抵抗Ｒ２との間に接続されているとともに、利得可変用抵抗Ｒｘを介して基準電位Ｖ０に接続されている。

　利得可変用スイッチング素子Ｑｘは、例えばデジタルトランジスタで構成されている。ただし、利得可変用スイッチング素子Ｑｘの具体的な構成は任意であり、通常のバイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴなどでもよい。

　利得可変用抵抗Ｒｘは、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを介して両フィードバック抵抗Ｒ１，Ｒ２の間に接続されているとともに基準電位Ｖ０に接続されている。

　変換回路１００は、分圧回路１０１によって分圧された電圧を増幅することによりフィードバック電圧Ｖｆｂを生成する電圧増幅回路１０２を備えている。

　電圧増幅回路１０２は非反転増幅回路である。電圧増幅回路１０２は、フィードバックオペアンプ１０２ａと、第４フィードバック抵抗Ｒ４と、第５フィードバック抵抗Ｒ５とを備えている。フィードバックオペアンプ１０２ａの＋端子は、両フィードバック抵抗Ｒ１，Ｒ２の間に接続されている。

　フィードバックオペアンプ１０２ａにおける出力端子は、フィードバックライン７２を介して加算回路６０（詳細には外部入力ライン７１）に接続されている。すなわち、フィードバックライン７２は、フィードバック入力端子４４と電圧増幅回路１０２とを接続しているフィードバック入力ライン７２ａと、電圧増幅回路１０２と加算回路６０とを接続しているフィードバック出力ライン７２ｂと、から構成されている。フィードバック入力ライン７２ａは、フィードバック入力端子４４とフィードバックオペアンプ１０２ａの入力端子とを接続している。また、フィードバック出力ライン７２ｂは、外部入力ライン７１に接続されている。すなわち、フィードバック出力ライン７２ｂは、フィードバックオペアンプ１０２ａの出力端子と外部入力ライン７１とを接続することにより、電圧増幅回路１０２と加算回路６０とを接続している。

　また、フィードバックオペアンプ１０２ａの出力端子は、第４フィードバック抵抗Ｒ４を介してフィードバックオペアンプ１０２ａの－端子（反転入力端子）と接続されている。更に、変換回路１００は、第４フィードバック抵抗Ｒ４とフィードバックオペアンプ１０２ａの－端子との接続線に接続され且つ基準電位Ｖ０に接続された第５フィードバック抵抗Ｒ５を有している。フィードバックオペアンプ１０２ａ、第４フィードバック抵抗Ｒ４及び第５フィードバック抵抗Ｒ５によって非反転増幅回路が構成されている。

　ここで、変換回路１００によってインピーダンス変換が行われている。詳細には、フィードバックオペアンプ１０２ａの入力側（換言すればフィードバック入力ライン７２ａ）の方が、フィードバックオペアンプ１０２ａの出力側（換言すればフィードバック出力ライン７２ｂ）よりもインピーダンスが高くなる。これにより、フィードバック入力ライン７２ａ上にドレイン電流Ｉｄの一部が流れ込むことを抑制できる。

　変換回路１００は、外部入力ライン７１上に設けられた第６フィードバック抵抗Ｒ６と、フィードバックライン７２（詳細にはフィードバック出力ライン７２ｂ）上に設けられた第７フィードバック抵抗Ｒ７とを備えている。第６フィードバック抵抗Ｒ６によって外部入力ライン７１に流れる電流が制限されている。第７フィードバック抵抗Ｒ７によって、フィードバックライン７２（特にフィードバック出力ライン７２ｂ）に流れる電流が制限されている。第６フィードバック抵抗Ｒ６と第７フィードバック抵抗Ｒ７の抵抗値は任意であり、同一でもよいし、異なっていてもよい。

　かかる構成によれば、ドレイン電流Ｉｄが変化すると、寄生インダクタンスＬｓを含むインダクタンス成分Ｌ１によって逆起電力Ｖｂが生じる。逆起電力Ｖｂは、フィードバック入力端子４４に入力され、フィードバックライン７２を通って分圧回路１０１に入力される。そして、逆起電力Ｖｂは、分圧回路１０１によって分圧され、その分圧された電圧がフィードバックオペアンプ１０２ａの＋端子に入力される。これにより、フィードバックオペアンプ１０２ａの出力端子から、逆起電力Ｖｂに対応したフィードバック電圧Ｖｆｂが出力される。すなわち、逆起電力Ｖｂは、分圧回路１０１によって分圧され、電圧増幅回路１０２によって増幅されることにより、フィードバック電圧Ｖｆｂに変換される。そして、フィードバック電圧Ｖｆｂが加算回路６０に入力される。

　利得Ｇは、分圧回路１０１の分圧比、電圧増幅回路１０２の増幅率、及び第６フィードバック抵抗Ｒ６と第７フィードバック抵抗Ｒ７との抵抗比に応じて変化する。

　また、分圧回路１０１の分圧比は、利得可変用スイッチング素子ＱｘのＯＮ／ＯＦＦに応じて変化する。詳細には、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＦＦ状態である場合には、利得可変用抵抗Ｒｘは分圧比に影響を与えない。一方、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＮ状態である場合には、利得可変用抵抗Ｒｘが分圧比に影響を及ぼす。詳細には、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＮ状態である場合の分圧回路１０１の分圧比は、第１フィードバック抵抗Ｒ１の抵抗値と、第２フィードバック抵抗Ｒ２及び利得可変用抵抗Ｒｘの合成抵抗の抵抗値とに対応する。このため、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＮ／ＯＦＦに切り替わることにより、分圧比が変更され、利得Ｇが変更されることとなる。すなわち、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御することにより、変換回路１００の利得Ｇを制御することができる。

　利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＮ状態である場合の分圧比は、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＦＦ状態である場合の分圧比よりも低くなる。

　また、電圧増幅回路１０２の増幅率は、第４フィードバック抵抗Ｒ４と第５フィードバック抵抗Ｒ５との比率に基づいて決まる。このため、第４フィードバック抵抗Ｒ４と第５フィードバック抵抗Ｒ５とは、電圧増幅回路１０２の増幅率を規定する抵抗ともいえる。

　すなわち、分圧比を規定する第１フィードバック抵抗Ｒ１及び第２フィードバック抵抗Ｒ２と、増幅率を規定する第４フィードバック抵抗Ｒ４及び第５フィードバック抵抗Ｒ５と、第６フィードバック抵抗Ｒ６及び第７フィードバック抵抗Ｒ７とが、利得Ｇに関与する利得抵抗である。

　ここで、変換回路１００が設定可能な利得Ｇには、第１利得Ｇ１と、第１利得Ｇ１よりも高い第２利得Ｇ２とが含まれている。第１利得Ｇ１は、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＮ状態である場合の利得Ｇに対応し、第２利得Ｇ２は、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＦＦ状態である場合の利得Ｇに対応する。

　ちなみに、両利得Ｇ１，Ｇ２の変化量については、利得可変用抵抗Ｒｘの抵抗値を調整することにより調整可能である。例えば、利得可変用抵抗Ｒｘの抵抗値が小さくなると、利得可変用スイッチング素子ＱｘのＯＮ／ＯＦＦの切り替えに伴う分圧比の差が大きくなり、両利得Ｇ１，Ｇ２の差が大きくなる。

　また、加算回路６０に入力されるフィードバック電圧Ｖｆｂの大きさは、利得Ｇに応じて変化する。

　詳細には、利得Ｇが大きくなるほど、フィードバック電圧Ｖｆｂが大きくなり易い。そして、フィードバック電圧Ｖｆｂが大きくなるほど、スイッチング素子１１のゲート端子２１に入力されるゲート電圧Ｖｇの立ち上がる傾きは小さくなり易く、ゲート電圧Ｖｇの立ち上がり期間は長くなり易い。この場合、ドレイン電流Ｉｄの傾き（換言すれば時間変化量）は小さくなり易いため、スイッチング素子１１が立ち上がる場合に生じるドレイン電流Ｉｄのサージは小さくなり易い一方、電力損失は大きくなり易い。

　一方、利得Ｇが小さくなるほど、フィードバック電圧Ｖｆｂが小さくなり易い。そして、フィードバック電圧Ｖｆｂが小さくなるほど、スイッチング素子１１のゲート端子２１に入力されるゲート電圧Ｖｇの立ち上がる傾きは大きくなり易く、ゲート電圧Ｖｇの立ち上がり期間は短くなり易い。この場合、ドレイン電流Ｉｄの傾きは大きくなり易いため、スイッチング素子１１が立ち上がる場合に生じる電力損失は小さくなり易い一方、ドレイン電流Ｉｄのサージが大きくなり易い。

　すなわち、利得Ｇを制御することによってフィードバック電圧Ｖｆｂを制御でき、それを通じてフィードバックによる効果、例えばドレイン電流Ｉｄの傾き等を制御することができる。

　外部指令電圧Ｖｐの立ち下がりに基づくスイッチング素子１１のターンオフについても同様である。すなわち、利得Ｇが大きくなるほど、ドレイン電流Ｉｄの立ち下がる傾きは小さくなり易いため、スイッチング素子１１のターンオフ時に生じるソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓのサージが小さくなり易い。一方で、スイッチング素子１１のターンオフ時に生じる電力損失が大きくなり易い。換言すれば、利得Ｇが小さくなるほど、ドレイン電流Ｉｄが立ち下がる期間が短くなり易くなり、スイッチング素子１１のターンオフ時における電力損失が小さくなり易い。

　ドライバ回路１２は、変換回路１００の利得Ｇを制御する制御部としての制御回路１０３を備えている。制御回路１０３は、例えば利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御するための制御処理を実行するプログラムや必要な情報が記憶されたメモリと、上記プログラムに基づいて制御処理を実行するＣＰＵとを有する構成でもよい。

　ただし、これに限られず、制御回路１０３は、例えば専用ハードウェア回路を有する構成でもよいし、１又は複数の専用ハードウェア回路とソフトウェア処理を実行するＣＰＵとの組み合わせでもよい。換言すれば、制御回路１０３の具体的な構成は、任意であり、例えば１つ以上の専用のハードウェア回路、及び、コンピュータプログラム（ソフトウェア）に従って動作する１つ以上のプロセッサの少なくとも一方によって実現されていればよい。

　制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐが入力されるように構成されている。制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐに基づいて利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御することにより、変換回路１００の利得Ｇを制御する。

　具体的には、制御回路１０３は、スイッチング素子１１がターンオンする場合とターンオフする場合とで利得Ｇが変化するように変換回路１００を制御する。すなわち、変換回路１００は、スイッチング素子１１がターンオンする場合とターンオフする場合とで利得Ｇを変化させるものである。

　制御回路１０３は、スイッチング素子１１がターンオンする場合には利得Ｇが第１利得Ｇ１となるように変換回路１００を制御する。例えば、制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐの立ち上がる前に又は立ち上がることに基づいて、利得Ｇが第１利得Ｇ１となるように利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御する。

　一例としては、制御回路１０３は、利得Ｇの初期値を第１利得Ｇ１に設定していてもよい。これにより、外部指令電圧Ｖｐが立ち上がる前に利得Ｇが第１利得Ｇ１に設定されることとなる。

　ただし、これに限られず、例えば制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐが立ち上がったことに基づいて利得Ｇが第１利得Ｇ１となるように利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御する構成でもよい。この場合、制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐが立ち上がることに同期して直ちに利得Ｇを第１利得Ｇ１に設定してもよいし、外部指令電圧Ｖｐが立ち上がってから所定期間が経過してから利得Ｇを第１利得Ｇ１に設定してもよい。所定期間は、例えば外部指令電圧Ｖｐが立ち上がるタイミングからドレイン電流Ｉｄが立ち上がり始めるタイミングまでの期間と同一又はそれよりも短いとよい。

　制御回路１０３は、スイッチング素子１１がターンオンする期間に亘って利得Ｇを第１利得Ｇ１に維持する。詳細には、制御回路１０３は、少なくともドレイン電流Ｉｄが立ち上がり始めてから飽和電流Ｉｄｓに維持されるまでの期間に亘って利得Ｇを第１利得Ｇ１に維持する。更に、制御回路１０３は、スイッチング素子１１のターンオンが完了した後も、利得Ｇを第１利得Ｇ１に維持する。

　ちなみに、ドレイン電流Ｉｄが立ち上がり始めてから飽和電流Ｉｄｓに維持されるまでの期間には、ドレイン電流Ｉｄのサージが発生する期間が含まれており、詳細にはターンオン時においてドレイン電流Ｉｄが最大値となるタイミングが含まれている。

　説明の便宜上、以降の説明において、ターンオン時におけるドレイン電流Ｉｄの最大値を電流ピーク値Ｉｄｍという。電流ピーク値Ｉｄｍは、スイッチング素子１１のターンオンによって生じるサージに起因するドレイン電流Ｉｄの最大値であり、飽和電流Ｉｄｓよりも大きい。

　上記の点に着目すれば、制御回路１０３は、ドレイン電流Ｉｄのサージが発生している期間（換言すればドレイン電流Ｉｄが電流ピーク値Ｉｄｍとなっているタイミング）において利得Ｇを第１利得Ｇ１に設定しているともいえる。

　制御回路１０３は、スイッチング素子１１がターンオフする場合には利得Ｇが第２利得Ｇ２となるように変換回路１００を制御する。例えば、制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐが立ち下がる前に又は立ち下がることに基づいて、利得Ｇが第２利得Ｇ２となるように利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御する。

　一例としては、制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐが立ち下がったことに基づいて利得Ｇが第２利得Ｇ２となるように利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御するとよい。この場合、制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐが立ち下がることに同期して直ちに利得Ｇを第２利得Ｇ２に設定してもよいし、外部指令電圧Ｖｐが立ち下がってから所定期間が経過してから利得Ｇを第２利得Ｇ２に設定してもよい。所定期間は、例えば外部指令電圧Ｖｐが立ち下がるタイミングからソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが立ち上がり始めるタイミングまでの期間と同一又はそれよりも短いとよい。

　説明の便宜上、以降の説明において、ターンオフ時におけるソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓの最大値を電圧ピーク値Ｖｄｓｍという。電圧ピーク値Ｖｄｓｍは、スイッチング素子１１のターンオフによって生じるサージに起因するソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓの最大値であり、電源電圧Ｖｄｃよりも大きい。

　制御回路１０３は、スイッチング素子１１がターンオフする期間に亘って利得Ｇを第２利得Ｇ２に設定する。例えば、制御回路１０３は、少なくともソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが立ち上がり始めてから電源電圧Ｖｄｃに維持されるまでの期間に亘って利得Ｇを第２利得Ｇ２に維持する。

　ちなみに、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが立ち上がり始めてから電源電圧Ｖｄｃに維持されるまでの期間には、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓのサージが発生する期間が含まれており、詳細にはソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが電圧ピーク値Ｖｄｓｍとなるタイミングが含まれている。この点に着目すれば、制御回路１０３は、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓのサージが発生している期間（換言すればソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが電圧ピーク値Ｖｄｓｍとなっているタイミング）において利得Ｇを第２利得Ｇ２に設定しているともいえる。

　そして、制御回路１０３は、スイッチング素子１１のターンオフが完了した後、詳細にはドレイン電流Ｉｄ又はゲート電圧Ｖｇが「０」となった後に、利得Ｇを第２利得Ｇ２から第１利得Ｇ１に変更する。ドレイン電流Ｉｄが「０」となった後にゲート電圧Ｖｇが「０」となり、制御回路１０３は、ゲート電圧Ｖｇが「０」となってから利得Ｇを変更する。

　次に図４（ａ）～図５（ｅ）を用いて、第１実施形態の作用について説明する。

　まず、スイッチング素子１１のターンオン時について図４（ａ）～（ｅ）を用いて説明する。図４（ａ）はターンオン時における外部指令電圧Ｖｐの変化を示すタイムチャートであり、図４（ｂ）はターンオン時における利得Ｇを示すタイムチャートである。図４（ｃ）はターンオン時におけるゲート電圧Ｖｇの変化を示すグラフであり、図４（ｄ）はターンオン時におけるドレイン電流Ｉｄの変化を示すグラフであり、図４（ｅ）はターンオン時におけるソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓの変化を示すグラフである。

　図４（ａ）及び図４（ｃ）に示すように、ｔ１のタイミングにて、外部指令電圧Ｖｐが立ち上がるとすると、これに伴いゲート電圧Ｖｇが徐々に上昇する。この場合、図４（ｄ）及び図４（ｅ）に示すように、ドレイン電流Ｉｄは直ちには流れず、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓは蓄電装置２０３の電圧である電源電圧Ｖｄｃに維持される。

　その後、図４（ｃ）～図４（ｅ）に示すように、ｔ２のタイミングにて、ゲート電圧Ｖｇがある程度高くなり、ドレイン電流Ｉｄが流れ始めると、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが若干下がる。

　ここで、図４（ｂ）に示すように、外部指令電圧Ｖｐが立ち上がる前に利得Ｇが、第２利得Ｇ２よりも低い第１利得Ｇ１に設定されている。このため、ゲート電圧Ｖｇ及びドレイン電流Ｉｄは、比較的急峻に立ち上がり始める。

　図４（ｃ）及び図４（ｄ）に示すように、ｔ３のタイミングでは、スイッチング素子１１のターンオンに伴うサージが発生することによりドレイン電流Ｉｄが飽和電流Ｉｄｓを超える。この場合、ゲート電圧Ｖｇは一定値を維持する。

　その後、ｔ４のタイミングにて、ドレイン電流Ｉｄが電流ピーク値Ｉｄｍとなる。そして、ドレイン電流Ｉｄが電流ピーク値Ｉｄｍとなった後は、ドレイン電流Ｉｄは飽和電流Ｉｄｓとなるまで低下するとともに、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが低下し始める。

　図４（ｃ）～図４（ｅ）に示すように、ｔ５のタイミングにて、ドレイン電流Ｉｄが飽和電流Ｉｄｓとなり、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが０となると、ゲート電圧Ｖｇが上昇し始める。そして、ｔ６のタイミングにて、ゲート電圧Ｖｇが一定値となる。

　次に、図５（ａ）～（ｅ）を用いて、外部指令電圧Ｖｐが立ち下がる場合、すなわちスイッチング素子１１のターンオフ時について説明する。図５（ａ）はターンオフ時における外部指令電圧Ｖｐの変化を示すタイムチャートであり、図５（ｂ）はターンオフ時における利得Ｇを示すタイムチャートである。図５（ｃ）はターンオフ時におけるゲート電圧Ｖｇの変化を示すグラフであり、図５（ｄ）はターンオフ時におけるソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓの変化を示すグラフであり、図５（ｅ）はターンオフ時におけるドレイン電流Ｉｄの変化を示すグラフである。

　図５（ａ）及び図５（ｃ）に示すように、ｔ１１のタイミングにて外部指令電圧Ｖｐが立ち下がると、ゲート電圧Ｖｇが低下し始める。この場合、図５（ｅ）に示すように、ドレイン電流Ｉｄは飽和電流Ｉｄｓを維持する。

　その後、図５（ｃ）～図５（ｅ）に示すように、ゲート電圧Ｖｇがある程度低くなったｔ１２のタイミングにて、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが立ち上がり始める。ゲート電圧Ｖｇは、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが電源電圧Ｖｄｃとなるまで一定値を維持する。

　ここで、図５（ｂ）に示すように、利得Ｇは第２利得Ｇ２に設定されている。このため、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓは緩やかに立ち上がる。換言すれば、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓの傾き（換言すれば単位時間当たりの上昇量）は比較的小さくなっている。

　図５（ｃ）～図５（ｅ）に示すように、ｔ１３のタイミングにて、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが電源電圧Ｖｄｃに到達すると、ゲート電圧Ｖｇ及びドレイン電流Ｉｄが低下し始める。

　ここで、利得Ｇは、第１利得Ｇ１よりも高い第２利得Ｇ２に設定されているため、ゲート電圧Ｖｇ及びドレイン電流Ｉｄは緩やかに低下し始める。すなわち、ゲート電圧Ｖｇ及びドレイン電流Ｉｄの傾きは小さくなっている。

　その後、図５（ｄ）に示すように、ｔ１４のタイミングにて、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが電圧ピーク値Ｖｄｓｍとなり、その後ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが低下する。そして、ｔ１５のタイミングにて、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓが電源電圧Ｖｄｃとなる。

　図５（ｅ）に示すように、続くｔ１６のタイミングにて、ドレイン電流Ｉｄが「０」となる。そして、図５（ｃ）に示すように、ｔ１７のタイミングにて、ゲート電圧Ｖｇが「０」となる。

　ちなみに、スイッチング素子１１のターンオフが終了した後であるｔ１８のタイミングにて、利得Ｇが第２利得Ｇ２から初期値である第１利得Ｇ１に変更される。これにより、スイッチング素子１１の次のターンオン時、換言すれば次の外部指令電圧Ｖｐの立ち上がり時には、利得Ｇが第１利得Ｇ１となっている。

　ここで、ターンオン時とターンオフ時とにおける利得Ｇの違いによる動作の違いについて説明する。

　ターンオン時における利得Ｇが第１利得Ｇ１となっているため、利得Ｇが第２利得Ｇ２となっている場合と比較して、スイッチング素子１１の立ち上がり期間（換言すればスイッチングスピード）は比較的短くなっている。これにより、スイッチング素子１１のターンオンにおける電力損失は小さくなっている。

　一方、利得Ｇが第１利得Ｇ１となっている場合、ターンオン時におけるドレイン電流Ｉｄの最大値である電流ピーク値Ｉｄｍは高くなり易い。ここで、スイッチング素子１１の定格電流Ｉｄｒは、利得Ｇが第１利得Ｇ１である条件下での電流ピーク値Ｉｄｍよりも大きく設定されている。すなわち、スイッチング素子１１は、利得Ｇが第１利得Ｇ１である条件下での電流ピーク値Ｉｄｍよりも大きい定格電流Ｉｄｒを有するものが採用されている。換言すれば、第１利得Ｇ１は、第１利得Ｇ１である状況下での電流ピーク値Ｉｄｍが定格電流Ｉｄｒを超えないように設定されているともいえる。これにより、ドレイン電流Ｉｄのサージが生じる場合であってもスイッチング素子１１が正常に動作し易い。

　ターンオフ時における利得Ｇは、第１利得Ｇ１よりも高い第２利得Ｇ２となっているため、利得Ｇが第１利得Ｇ１となっている場合と比較して、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓ及びドレイン電流Ｉｄの単位時間当たりの変化量は小さい。このため、スイッチング素子１１の立ち下がり期間は比較的長くなり易い。

　一方、利得Ｇが第２利得Ｇ２となっている場合、ターンオフ時におけるソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓの最大値である電圧ピーク値Ｖｄｓｍは低くなり易い。つまり、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓのサージが抑制され易い。

　ここで、スイッチング素子１１の定格電圧Ｖｄｓｒは、利得Ｇが第２利得Ｇ２である条件下での電圧ピーク値Ｖｄｓｍよりも大きく設定されている。すなわち、スイッチング素子１１は、利得Ｇが第２利得Ｇ２である条件下での電圧ピーク値Ｖｄｓｍよりも大きい定格電圧Ｖｄｓｒを有するものが採用されている。換言すれば、第２利得Ｇ２は、第２利得Ｇ２の条件下での電圧ピーク値Ｖｄｓｍが定格電圧Ｖｄｓｒを超えないように設定されているともいえる。これにより、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓのサージが生じる場合であってもスイッチング素子１１が正常に動作し易い。

　以上、第１実施形態によれば、以下の効果を奏する。

　（１－１）ドライバ回路１２は、制御端子としてのゲート端子２１及び印加端子としてのメインソース端子２３ａを有するスイッチング素子１１を駆動させるものである。ドライバ回路１２は、外部指令電圧Ｖｐが入力される外部入力端子４１と、ドレイン電流Ｉｄが変化することにより寄生インダクタンスＬｓを含むインダクタンス成分Ｌ１によって生じる逆起電力Ｖｂが入力されるフィードバック入力端子４４と、逆起電力Ｖｂをフィードバック電圧Ｖｆｂに変換する変換回路１００と、加算回路６０とを備えている。加算回路６０は、外部指令電圧Ｖｐとフィードバック電圧Ｖｆｂとが入力されると共に、外部指令電圧Ｖｐとフィードバック電圧Ｖｆｂとを加算し、その加算された加算電圧Ｖａｄをゲート端子２１に向けて出力するものである。

　かかる構成において、変換回路１００は、スイッチング素子１１がターンオンする場合とターンオフする場合とで、逆起電力Ｖｂに対するフィードバック電圧Ｖｆｂの比率である利得Ｇを変化させる。

　かかる構成によれば、変換回路１００によって逆起電力Ｖｂがフィードバック電圧Ｖｆｂに変換され、フィードバック電圧Ｖｆｂが加算回路６０に入力される。これにより、逆起電力Ｖｂを適切な大きさのフィードバック電圧Ｖｆｂに変換してから加算回路６０に入力させることができる。したがって、外部指令電圧Ｖｐに対して逆起電力Ｖｂが過度に小さいことに起因してフィードバックによる効果が充分に得られなかったり、外部指令電圧Ｖｐに対して逆起電力Ｖｂが過度に大きいことに起因してフィードバックによる効果が過剰となったりすることを抑制でき、逆起電力Ｖｂによるフィードバックを好適に行うことができる。

　ここで、本願発明者らは、スイッチング素子１１のターンオン時とターンオフ時とで変換回路１００の適切な利得Ｇが異なる場合があることを見出した。

　例えば、スイッチング素子１１の仕様と動作条件とによっては、電流ピーク値Ｉｄｍに対して定格電流Ｉｄｒが充分に大きい一方、電圧ピーク値Ｖｄｓｍに対して定格電圧Ｖｄｓｒが充分に大きく確保できない場合、又はその逆の場合があり得る。また、スイッチング素子１１が接続される負荷などの特性によっては、ターンオン時に生じる逆起電力Ｖｂの大きさと、ターンオフ時に生じる逆起電力Ｖｂの大きさとが異なる場合があり得る。

　この知見に鑑みて、本構成によれば、スイッチング素子１１のターンオン時とターンオフ時とで利得Ｇを変化させることにより、ターンオン時とターンオフ時とのそれぞれにおいて適切な利得Ｇを設定することができる。これにより、逆起電力Ｖｂによるフィードバックをより好適に行うことができる。

　（１－２）変換回路１００は、利得Ｇを変更可能に構成されている。ドライバ回路１２は、スイッチング素子１１がターンオンする場合とターンオフする場合とで利得Ｇが変化するように変換回路１００を制御する制御部としての制御回路１０３を備えている。

　かかる構成によれば、制御回路１０３が変換回路１００を制御することにより、スイッチング素子１１がターンオンする場合とターンオフする場合とで利得Ｇを変化させることができる。これにより、（１－１）の効果を得ることができる。

　（１－３）変換回路１００が設定可能な利得Ｇには、第１利得Ｇ１と、第１利得Ｇ１よりも高い第２利得Ｇ２とが含まれている。制御回路１０３は、スイッチング素子１１がターンオンする場合に利得Ｇが第１利得Ｇ１となり、スイッチング素子１１がターンオフする場合に利得Ｇが第２利得Ｇ２となるように変換回路１００を制御する。

　かかる構成によれば、ターンオン時には利得Ｇが比較的低い第１利得Ｇ１となっているため、スイッチング素子１１の立ち上がり期間を短くすることができ、電力損失の低減を図ることができる。

　一方、ターンオフ時には利得Ｇが比較的高い第２利得Ｇ２となっているため、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓの立ち上がりの傾きが小さくなり易い。これにより、ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓのサージを抑制できる。

　（１－４）スイッチング素子１１のターンオンによって生じるサージに起因するドレイン電流Ｉｄの最大値を電流ピーク値Ｉｄｍとし、スイッチング素子１１のターンオフによって生じるサージに起因するソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓの最大値を電圧ピーク値Ｖｄｓｍとする。スイッチング素子１１は、利得Ｇが第１利得Ｇ１である条件下での電流ピーク値Ｉｄｍよりも大きい定格電流Ｉｄｒと、利得Ｇが第２利得Ｇ２である条件下での電圧ピーク値Ｖｄｓｍよりも大きい定格電圧Ｖｄｓｒと、を有する。

　かかる構成によれば、定格電圧Ｖｄｓｒは、利得Ｇが第２利得Ｇ２である条件下に対応させて設定されている。ソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓのサージは、利得Ｇが第１利得Ｇ１である条件下よりも利得Ｇが第２利得Ｇ２である条件下にある場合の方が低くなり易い。このため、第２利得Ｇ２の条件下での電圧ピーク値Ｖｄｓｍは、第１利得Ｇ１の条件下での電圧ピーク値Ｖｄｓｍよりも低くなり易い。したがって、定格電圧Ｖｄｓｒを比較的低くすることができ、定格電圧条件が比較的緩いスイッチング素子１１を用いることができる。

　詳述すると、仮にターンオン時及びターンオフ時の双方において利得Ｇが第１利得Ｇ１であるとすると、スイッチング素子１１としては、第１利得Ｇ１である条件下における電流ピーク値Ｉｄｍよりも高い定格電流Ｉｄｒと、第１利得Ｇ１である条件下における電圧ピーク値Ｖｄｓｍよりも高い定格電圧Ｖｄｓｒを有する必要がある。すなわち、スイッチング素子１１としては定格電流Ｉｄｒ及び定格電圧Ｖｄｓｒの双方とも高いものが求められる。このようなスイッチング素子１１は使用条件によっては現実的ではなかったり、コストが高くなったりといった不都合が生じ得る。

　これに対して、本構成によれば、ターンオフ時における利得Ｇが第２利得Ｇ２となっていることによりソース－ドレイン間電圧Ｖｄｓのサージが低減されているため、定格電圧Ｖｄｓｒを低くできる。これにより、定格電圧条件を低くすることができるため、上記不都合を抑制できる。

　（１－５）変換回路１００は、利得Ｇに関与する利得抵抗としての第２フィードバック抵抗Ｒ２と、第２フィードバック抵抗Ｒ２に対して並列に接続された利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体とを備えている。

　かかる構成によれば、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＦＦ状態である場合には、利得可変用抵抗Ｒｘには電流が流れないため、利得可変用抵抗Ｒｘは利得Ｇに影響を及ぼさない。一方、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＮ状態である場合には、利得可変用抵抗Ｒｘに電流が流れるため、利得可変用抵抗Ｒｘが利得Ｇに影響を及ぼす。具体的には、利得Ｇは、利得可変用抵抗Ｒｘと第２フィードバック抵抗Ｒ２との合成抵抗値に対応した値となる。これにより、利得可変用スイッチング素子Ｑｘの状態に応じて利得Ｇが変化する。したがって、制御回路１０３が利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御することによって利得Ｇを制御することができる。

　（１－６）変換回路１００は、例えば逆起電力Ｖｂを分圧する分圧回路１０１を有し、分圧回路１０１によって分圧された電圧をフィードバック電圧Ｖｆｂに変換するものである。分圧回路１０１は、互いに直列に接続された第１分圧抵抗及び第２分圧抵抗としての第１フィードバック抵抗Ｒ１及び第２フィードバック抵抗Ｒ２を備えている。利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体は、両フィードバック抵抗Ｒ１，Ｒ２のいずれか（第１実施形態では第２フィードバック抵抗Ｒ２）に対して並列に接続されている。

　かかる構成によれば、利得可変用スイッチング素子Ｑｘの状態に応じて、分圧回路１０１の分圧比が変化する。これにより、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御することにより分圧比を制御することができ、それを通じて利得Ｇを制御することができる。また、利得可変用抵抗Ｒｘの抵抗値を調整することにより、第１利得Ｇ１と第２利得Ｇ２との差を調整することができる。

　（第２実施形態）
　以下、本発明の第２実施形態について図６を参照して説明する。第２実施形態における第１実施形態と同様の部分についてはその詳細な説明を省略する。

　図６に示すように、第２実施形態の分圧回路１１１は、利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘを有していない。このため、分圧回路１１１は、分圧比を変更できない回路である。

　電圧増幅回路１１２は、増幅率を変更可能に構成されている。詳細には、電圧増幅回路１１２は、互いに直列に接続された利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘを備えている。利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体は、第４フィードバック抵抗Ｒ４に対して並列に接続されている。第４フィードバック抵抗Ｒ４が「利得抵抗」に対応する。

　かかる構成によれば、利得可変用スイッチング素子Ｑｘの状態に応じてフィードバックオペアンプ１０２ａによる増幅率が変化する。

　詳細には、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＦＦ状態である場合には、電圧増幅回路１１２の増幅率は、第４フィードバック抵抗Ｒ４と第５フィードバック抵抗Ｒ５との抵抗比に対応した値となり、利得可変用抵抗Ｒｘは増幅率に寄与しない。

　一方、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＮ状態である場合には、電圧増幅回路１１２の増幅率は、第４フィードバック抵抗Ｒ４及び利得可変用抵抗Ｒｘの合成抵抗値と、第５フィードバック抵抗Ｒ５との抵抗比に対応した値となる。すなわち、利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＮ状態である場合には、利得可変用抵抗Ｒｘの抵抗値が増幅率に寄与する。そして、電圧増幅回路１１２の増幅率は、変換回路１００の利得Ｇに寄与するパラメータである。このため、利得可変用スイッチング素子ＱｘのＯＮ／ＯＦＦに応じて、利得Ｇが第１利得Ｇ１及び第２利得Ｇ２に切り替わる。利得可変用スイッチング素子ＱｘがＯＮ状態である場合の利得Ｇが第１利得Ｇ１となる。

　利得可変用抵抗Ｒｘの抵抗値は、第１利得Ｇ１が所望の値となるように設定されているとよい。例えば、利得可変用抵抗Ｒｘの抵抗値は、第４フィードバック抵抗Ｒ４の抵抗値よりも小さくてもよい。この場合、利得可変用抵抗Ｒｘの抵抗値が第４フィードバック抵抗Ｒ４の抵抗値以上である構成と比較して、第２利得Ｇ２に対して第１利得Ｇ１をより小さくでき、スイッチング素子１１の応答性の向上を図ることができる。

　ただし、これに限られず、利得可変用抵抗Ｒｘの抵抗値は任意であり、例えば第４フィードバック抵抗Ｒ４の抵抗値と同一でもよいし、第４フィードバック抵抗Ｒ４の抵抗値よりも高くてもよい。

　かかる構成において、制御回路１０３は、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御することにより、電圧増幅回路１１２の増幅率を制御する。すなわち、制御回路１０３は、電圧増幅回路１１２の増幅率を制御することにより利得Ｇを制御する。制御回路１０３による利得Ｇの具体的な制御態様については第１実施形態と同様であるため、詳細な説明は省略する。

　以上、第２実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

　（２－１）変換回路１００は、逆起電力Ｖｂを分圧する分圧回路１１１と、分圧回路１１１によって分圧された電圧を増幅することによりフィードバック電圧Ｖｆｂを生成する電圧増幅回路１１２とを備えている。電圧増幅回路１１２は増幅率を変更可能に構成されており、制御回路１０３は、電圧増幅回路１１２の増幅率を制御することにより変換回路１００の利得Ｇを制御する。

　かかる構成によれば、逆起電力Ｖｂは、分圧回路１１１によって分圧され、電圧増幅回路１１２によって増幅されることにより、フィードバック電圧Ｖｆｂに変換される。この場合、電圧増幅回路１１２の増幅率を制御することにより、利得Ｇを制御することができる。

　（第３実施形態）
　以下、本発明の第３実施形態について図７を参照して説明する。第３実施形態における第１実施形態と同様の部分についてはその詳細な説明を省略する。

　図７に示すように、第３実施形態の変換回路１００は、利得Ｇを変更可能にするための構成として、電圧増幅回路１０２と外部入力ライン７１とを接続するフィードバック出力ライン７２ｂ上に設けられた抵抗可変回路１２０を備えている。抵抗可変回路１２０は、フィードバック出力ライン７２ｂに流れる電流を制限している。

　既に説明したとおり、外部入力ライン７１上に設けられた第６フィードバック抵抗Ｒ６は、外部入力ライン７１に流れる電流を制限するものである。第６フィードバック抵抗Ｒ６が「外部フィードバック抵抗」に対応する。

　抵抗可変回路１２０は、抵抗値を変更可能に構成されている。抵抗可変回路１２０は、例えばフィードバック出力ライン７２ｂ上に設けられた第７フィードバック抵抗Ｒ７と、利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘとを備えている。利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘは互いに直列に接続されており、その直列接続体は第７フィードバック抵抗Ｒ７に対して並列に接続されている。第７フィードバック抵抗Ｒ７が「利得抵抗」に対応する。

　かかる構成によれば、利得可変用スイッチング素子Ｑｘの状態に応じて利得Ｇが変更される。詳細には、利得Ｇは、第６フィードバック抵抗Ｒ６の抵抗値と、抵抗可変回路１２０の抵抗値との比率に依存する。そして、抵抗可変回路１２０の抵抗値は、利得可変用スイッチング素子ＱｘのＯＮ／ＯＦＦに応じて変更される。このため、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御することにより、抵抗可変回路１２０の抵抗値を制御でき、それを通じて利得Ｇを制御することができる。

　利得可変用抵抗Ｒｘの抵抗値は、第１利得Ｇ１が所望の値となるように設定されているとよい。例えば、利得可変用抵抗Ｒｘの抵抗値は、第７フィードバック抵抗Ｒ７の抵抗値よりも小さくてもよいし、第７フィードバック抵抗Ｒ７の抵抗値と同一でもよいし、第７フィードバック抵抗Ｒ７の抵抗値よりも高くてもよい。

　制御回路１０３は、抵抗可変回路１２０を制御することにより利得Ｇを制御する。詳細には、制御回路１０３は、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御することにより抵抗可変回路１２０の抵抗値を制御し、それを通じて利得Ｇを制御する。制御回路１０３による利得Ｇの具体的な制御態様については第１実施形態と同様であるため、詳細な説明は省略する。

　以上、第３実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

　（３－１）変換回路１００は、逆起電力Ｖｂを分圧する分圧回路１０１と、分圧回路１０１によって分圧された電圧を増幅することによりフィードバック電圧Ｖｆｂを生成する電圧増幅回路１０２とを備えている。変換回路１００は、外部入力端子４１と加算回路６０とを接続するのに用いられる外部入力ライン７１上に設けられた外部入力フィードバック抵抗としての第６フィードバック抵抗Ｒ６と、電圧増幅回路１０２と外部入力ライン７１とを接続するフィードバック出力ライン７２ｂ上に設けられ、抵抗値を変更可能な抵抗可変回路１２０とを備えている。制御部としての制御回路１０３は、抵抗可変回路１２０を制御することにより利得Ｇを制御する。

　かかる構成によれば、逆起電力Ｖｂは、分圧回路１０１によって分圧され、電圧増幅回路１０２によって増幅されることにより、フィードバック電圧Ｖｆｂに変換される。また、外部入力ライン７１上に設けられている外部フィードバック抵抗としての第６フィードバック抵抗Ｒ６によって外部入力ライン７１を流れる電流を制限することができ、フィードバック出力ライン７２ｂ上に設けられている抵抗可変回路１２０によってフィードバック出力ライン７２ｂを流れる電流を制限することができる。

　ここで、利得Ｇが第６フィードバック抵抗Ｒ６の抵抗値と抵抗可変回路１２０の抵抗値との比率に依存することに対応させて、制御回路１０３は、抵抗可変回路１２０を制御することにより利得Ｇを制御する。これにより、電流を制限するための構成を用いて利得Ｇの制御を行うことができる。

　上記各実施形態は、以下のように変更してもよい。

　制御回路１０３は、スイッチング素子１１がターンオンする場合に利得Ｇが第２利得Ｇ２となり、スイッチング素子１１がターンオンする場合に利得Ｇが第１利得Ｇ１となるように変換回路１００を制御してもよい。例えば、制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐが立ち上がる前に又は立ち上がることに基づいて、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを第２利得Ｇ２に対応する状態（例えばＯＦＦ状態）とする。そして、制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐが立ち下がる前に又は立ち下がることに基づいて、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを第１利得Ｇ１に対応する状態（例えばＯＮ状態）とする。

　かかる構成によれば、ターンオン時には利得Ｇが比較的高い第２利得Ｇ２となっているため、ドレイン電流Ｉｄのサージを抑制できる。一方、ターンオフ時には利得Ｇが比較的低い第１利得Ｇ１となっているため、スイッチング素子１１の立ち下がり期間を短くすることができ、電力損失の低減を図ることができる。

　本別例においては、スイッチング素子１１は、利得Ｇが第２利得Ｇ２である条件下での電流ピーク値Ｉｄｍよりも大きい定格電流Ｉｄｒと、利得Ｇが第１利得Ｇ１である条件下での電圧ピーク値Ｖｄｓｍよりも大きい定格電圧Ｖｄｓｒと、を有するとよい。

　かかる構成によれば、定格電流Ｉｄｒは、利得Ｇが第２利得Ｇ２である条件下に対応させて設定されている。ドレイン電流Ｉｄのサージは、利得Ｇが第１利得Ｇ１である条件下よりも利得Ｇが第２利得Ｇ２である条件下にある場合の方が低くなり易い。このため、第２利得Ｇ２の条件下での電流ピーク値Ｉｄｍは、第１利得Ｇ１の条件下での電流ピーク値Ｉｄｍよりも低くなり易い。したがって、定格電流Ｉｄｒを比較的低くすることができ、定格電流条件が比較的緩いスイッチング素子１１を用いることができる。

　これに対して、本構成によれば、ターンオン時における利得Ｇが第２利得Ｇ２となっていることによりドレイン電流Ｉｄのサージが低減されているため、定格電流Ｉｄｒを低くすることができる。これにより、定格電流条件を低くすることができるため、上記不都合を抑制できる。

　変換回路１００は、３つ以上の利得Ｇに変更可能な構成でもよい。例えば、変換回路１００は、利得を第１利得、第２利得、第３利得、第４利得のいずれかに変更可能な構成でもよい。この場合、第１利得＜第２利得＜第３利得＜第４利得でもよい。

　かかる構成においては、制御回路１０３は、例えばスイッチング素子１１のターンオン時において利得Ｇを第１利得に設定し、スイッチング素子１１のターンオフ時において利得Ｇを第４利得に設定してもよいし、その逆でもよい。また、制御回路１０３は、例えばスイッチング素子１１のターンオン時において利得Ｇを第２利得に設定し、スイッチング素子１１のターンオフ時において利得Ｇを第３利得に設定してもよいし、その逆でもよい。すなわち、変換回路１００が３つ以上の利得Ｇを設定可能な構成においては、制御回路１０３は、スイッチング素子１１のターンオン時とターンオフ時とで利得Ｇが変化するように制御できれば、いずれの値に設定してもよい。

　制御回路１０３は、外部指令電圧Ｖｐが立ち下がる前に利得Ｇを第２利得Ｇ２に設定してもよい。例えば、制御回路１０３は、スイッチング素子１１のターンオンが完了した後、例えばドレイン電流Ｉｄが飽和電流Ｉｄｓとなった後に、利得Ｇを第２利得Ｇ２に設定してもよい。これにより、外部指令電圧Ｖｐが立ち下がる前に利得Ｇが第２利得Ｇ２となる。

　第１実施形態において、利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体は、利得抵抗としての第１フィードバック抵抗Ｒ１に対して並列に接続されていてもよい。この場合であっても、利得可変用スイッチング素子ＱｘのＯＮ／ＯＦＦに応じて分圧比が変更される。

　第２実施形態において、利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体は、利得抵抗としての第５フィードバック抵抗Ｒ５に対して並列接続されてもよい。この場合であっても、利得可変用スイッチング素子ＱｘのＯＮ／ＯＦＦに応じて電圧増幅回路１０２の増幅率が変更される。

　第３実施形態において、抵抗可変回路１２０は、フィードバックライン７２上ではなく、外部入力ライン７１上に設けられていてもよい。すなわち、利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体は、利得抵抗としての第６フィードバック抵抗Ｒ６に対して並列に接続されてもよい。

　第１実施形態において、分圧比を変更する回路は利得可変用スイッチング素子Ｑｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘに限られない。

　例えば、図８に示すように、分圧回路１３１は、フィードバック入力ライン７２ａにおけるフィードバック入力端子４４と第１フィードバック抵抗Ｒ１との接続部分と両フィードバック抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続線とを接続する利得可変用ライン１３２を備えていてもよい。そして、分圧回路１３１は、利得可変用ライン１３２上に設けられた利得可変用ダイオードＤｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘを備えてもよい。利得可変用ダイオードＤｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘは互いに直列に接続されている。すなわち、利得可変用ダイオードＤｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体は、第１フィードバック抵抗Ｒ１に対して並列に接続されている。

　利得可変用ダイオードＤｘの向きは、例えばアノードがフィードバック入力端子４４側となり且つカソードがフィードバックオペアンプ１０２ａ側となっている。

　ただし、これに限られず、利得可変用ダイオードＤｘの向きは逆でもよい。利得可変用ダイオードＤｘの向きを調整することにより、利得可変用抵抗Ｒｘに電流が流れる場合をターンオン時にするかターンオフ時にするかを調整できる。したがって、利得可変用ダイオードＤｘの向きを設定することにより、ターンオン時の方をターンオフ時よりも利得Ｇを高くしたり、ターンオフ時の方をターンオン時よりも利得Ｇを高くしたりすることができる。

　かかる構成によれば、利得可変用ライン１３２上に利得可変用ダイオードＤｘが設けられているため、逆起電力Ｖｂの極性（電圧の正負）に応じて、利得可変用ライン１３２に電流が流れたり、流れなかったりする。このため、逆起電力Ｖｂの極性に応じて分圧比が変更される。また、ターンオン時とターンオフ時とで逆起電力Ｖｂの極性が異なる。したがって、ターンオン時とターンオフ時とで分圧比が異なることとなるため、ターンオン時とターンオフ時とで利得Ｇを変化させることができる。すなわち、本別例の変換回路１００は、第１利得Ｇ１と第２利得Ｇ２とを設定可能な構成となっている。また、本別例によれば、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを制御する制御回路１０３が不要となる。これにより、構成の簡素化を図ることができる。

　利得Ｇの具体的な態様については既に説明したとおりである。すなわち、利得可変用ダイオードＤｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体を有する変換回路１００は、利得Ｇを、スイッチング素子１１がターンオンする場合に第１利得Ｇ１とし、スイッチング素子１１がターンオフする場合に第２利得Ｇ２としてもよい。また、変換回路１００は、利得Ｇを、スイッチング素子１１がターンオンする場合に第２利得Ｇ２とし、スイッチング素子１１がターンオフする場合に第１利得Ｇ１としてもよい。ターンオン時とターンオフ時とにおける利得Ｇの大小関係は、上述したとおり利得可変用ダイオードＤｘの向きや、並列接続される対象（第１フィードバック抵抗Ｒ１又は第２フィードバック抵抗Ｒ２）を変更することにより調整できる。

　利得可変用ダイオードＤｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体は、利得抵抗としての第２フィードバック抵抗Ｒ２に対して並列に接続される構成でもよい。すなわち、第１実施形態において、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを利得可変用ダイオードＤｘに置き換えてもよい。

　利得可変用ダイオードＤｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体は、利得抵抗としての第４フィードバック抵抗Ｒ４に対して並列に接続されてもよい。すなわち、図６に示す第２実施形態において、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを利得可変用ダイオードＤｘに置き換えてもよい。また、上記直列接続体は、第５フィードバック抵抗Ｒ５に対して並列に接続されてもよい。

　利得可変用ダイオードＤｘ及び利得可変用抵抗Ｒｘの直列接続体は、利得抵抗としての第７フィードバック抵抗Ｒ７に対して並列に接続されてもよい。すなわち、図７に示す第３実施形態において、利得可変用スイッチング素子Ｑｘを利得可変用ダイオードＤｘに置き換えてもよい。また、上記直列接続体は、第６フィードバック抵抗Ｒ６に対して並列に接続されてもよい。

　すなわち、各実施形態及び上記各別例を鑑みれば、利得可変用スイッチング素子Ｑｘ又は利得可変用ダイオードＤｘと、利得可変用抵抗Ｒｘとを含む直列接続体は、利得Ｇに関与する利得抵抗としてのフィードバック抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４～Ｒ７の少なくとも１つに対して並列に接続されていればよい。

　電圧増幅回路１０２は反転増幅回路でもよい。この場合、反転増幅回路から出力される電圧を反転させるインバータを有しているとよい。

　第１利得Ｇ１及び第２利得Ｇ２の具体的な数値は任意である。

　スイッチング素子１１は、ＭＯＳＦＥＴに限られず任意であり、例えばＩＧＢＴでもよい。この場合、スイッチング素子１１のゲート端子が「制御端子」に対応し、スイッチング素子１１のコレクタ－エミッタ間を流れるコレクタ電流が「印加電流」に対応し、エミッタ端子が「印加端子」に対応する。

　信号ソース端子２３ｂは、複数のソース端子２３の１つであったが、これに限られない。例えば、スイッチング素子１１は、ドレイン電流Ｉｄが流れるメインソース端子２３ａと、メインソース端子２３ａとは別に設けられたゲートドライブ用端子とを有する構成においては、ゲートドライブ用端子を信号ソース端子２３ｂとして用いるとよい。ゲートドライブ用端子は、ケルビン端子、ケルビンソース端子ともいわれるものであり、ドレイン電流Ｉｄが流れないソース端子である。ゲートドライブ用端子は、例えばメインソース端子２３ａと比較して寄生インダクタンスＬｓが小さいゲートドライブ用端子であってもよい。

　インダクタンス成分Ｌ１は、例えば、寄生インダクタンスＬｓと他のインダクタンス成分を含んでいてもよい。例えば、スイッチング素子１１と蓄電装置２０３とを接続する配線上に、他のインダクタンス成分としてのフィードバック用のコイルを別途設けてもよい。

　インダクタンス成分Ｌ１は寄生インダクタンスＬｓを含んでいなくてもよい。

　電流増幅回路８０を省略してもよい。

　フィルタ回路５０を省略してもよい。

　分圧回路１０１、又は、第６フィードバック抵抗Ｒ６及び第７フィードバック抵抗Ｒ７を省略してもよい。すなわち、利得抵抗は、フィードバック抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４～Ｒ７の一部でもよい。

　スイッチング素子１１とドライバ回路１２とを接続する配線は、回路基板１３に形成された配線パターン３０に限られず、任意であり、例えばケーブルやバスバーなどでもよい。

　各スイッチング素子１１ｕ１～１１ｗ２はインバータを構成していたが、これに限られず、任意であり、例えば蓄電装置２０３の直流電力を異なる電圧の直流電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータを構成してもよい。すなわち、電力変換装置１０は、インバータに限られず、ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＡＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣインバータ等任意である。換言すれば、電力変換装置１０は、直流電力又は交流電力を直流電力又は交流電力に変換するものでもよい。

　負荷は電動モータ２０１に限られず任意である。

　電力変換装置１０は、車両２００以外に搭載されてもよい。すなわち、電力変換装置１０は、車両２００に設けられた負荷以外の負荷を駆動させるものでもよい。

　各実施形態及び各別例を適宜組み合わせてもよい。例えば、変換回路１００は、分圧比を変更可能な分圧回路１０１と、増幅率を変更可能な電圧増幅回路１０２と、抵抗可変回路１２０とのうち少なくとも１つを有していてもよい。

Claims

　制御端子及び印加電流が流れる印加端子を有するスイッチング素子を駆動させるドライバ回路であって、
　外部指令電圧が入力される外部入力端子と、
　前記印加電流の変化により前記スイッチング素子内の寄生インダクタンスを含むインダクタンス成分によって生じる逆起電力が入力されるフィードバック入力端子と、
　前記逆起電力をフィードバック電圧に変換する変換回路と、
　前記外部指令電圧と前記フィードバック電圧とが入力されると共に、前記外部指令電圧及び前記フィードバック電圧を加算し、その加算された加算電圧を前記制御端子に向けて出力する加算回路と
　を備え、
　前記変換回路は、前記スイッチング素子がターンオンする場合と前記スイッチング素子がターンオフする場合とで、前記逆起電力に対する前記フィードバック電圧の比率である利得を変化させるように構成されている、ドライバ回路。
　前記変換回路は、前記利得を変更可能に構成されており、
　前記ドライバ回路は、前記スイッチング素子がターンオンする場合と前記スイッチング素子がターンオフする場合とで前記利得が変化するように前記変換回路を制御する制御部を備えている、請求項１に記載のドライバ回路。
　前記変換回路が設定可能な前記利得には、第１利得と、前記第１利得よりも高い第２利得とが含まれており、
　前記制御部は、前記スイッチング素子がターンオンする場合に前記利得が前記第１利得となり、前記スイッチング素子がターンオフする場合に前記利得が前記第２利得となるように、前記変換回路を制御するように構成されている、請求項２に記載のドライバ回路。
　前記変換回路が設定可能な前記利得には、第１利得と、前記第１利得よりも高い第２利得とが含まれており、
　前記制御部は、前記スイッチング素子がターンオンする場合に前記利得が前記第２利得となり、前記スイッチング素子がターンオフする場合に前記利得が前記第１利得となるように、前記変換回路を制御するように構成されている、請求項２に記載のドライバ回路。
　前記変換回路は、
　前記利得に関与する利得抵抗と、
　前記利得抵抗に対して並列に接続された利得可変用スイッチング素子及び利得可変用抵抗の直列接続体と
　を備え、
　前記制御部は、前記利得可変用スイッチング素子を制御することにより前記利得を制御するように構成されている、請求項２～４のうちいずれか一項に記載のドライバ回路。
　前記変換回路は、前記逆起電力を分圧する分圧回路を有し、前記分圧回路によって分圧された電圧を前記フィードバック電圧に変換するように構成され、
　前記分圧回路は、前記利得抵抗として、互いに直列に接続された第１分圧抵抗及び第２分圧抵抗を備え、
　前記利得可変用スイッチング素子及び前記利得可変用抵抗の直列接続体は、前記第１分圧抵抗又は前記第２分圧抵抗に対して並列に接続されており、
　前記制御部は、前記利得可変用スイッチング素子を制御することにより前記分圧回路の分圧比を制御するように構成されている、請求項５に記載のドライバ回路。
　前記変換回路は、
　前記逆起電力を分圧する分圧回路と、
　前記分圧回路によって分圧された電圧を増幅することにより前記フィードバック電圧を生成すると共に、増幅率を変更可能な電圧増幅回路と
　を備え、
　前記制御部は、前記増幅率を制御することにより前記利得を制御するように構成されている、請求項２～６のうちいずれか一項に記載のドライバ回路。
　前記変換回路は、
　前記逆起電力を分圧する分圧回路と、
　前記分圧回路によって分圧された電圧を増幅する電圧増幅回路と、
　前記外部入力端子と前記加算回路とを接続するのに用いられる外部入力ライン上に設けられた外部フィードバック抵抗と、
　前記電圧増幅回路と前記外部入力ラインとを接続するフィードバック出力ライン上に設けられ、抵抗値を変更可能な抵抗可変回路と
　を備え、
　前記制御部は、前記抵抗可変回路を制御することにより前記利得を制御するように構成されている、請求項２～７のうちいずれか一項に記載のドライバ回路。
　前記変換回路は、
　前記利得に関与する利得抵抗と、
　前記利得抵抗に対して並列に接続された利得可変用ダイオード及び利得可変用抵抗の直列接続体と
　を備えている、請求項１に記載のドライバ回路。
　前記変換回路は、前記逆起電力を分圧する分圧回路を有し、前記分圧回路によって分圧された電圧をフィードバック電圧に変換するように構成されている、
　前記分圧回路は、互いに直列に接続された第１分圧抵抗及び第２分圧抵抗を備え、
　前記利得可変用ダイオード及び前記利得可変用抵抗の直列接続体は、前記第１分圧抵抗又は前記第２分圧抵抗に対して並列に接続されている、請求項９に記載のドライバ回路。
　前記変換回路は、前記利得を、前記スイッチング素子がターンオンする場合に第１利得とし、前記スイッチング素子がターンオフする場合に前記第１利得よりも高い第２利得とするように構成されている、請求項９又は請求項１０に記載のドライバ回路。
　前記変換回路は、前記利得を、前記スイッチング素子がターンオフする場合に第１利得とし、前記スイッチング素子がターンオンする場合に前記第１利得よりも高い第２利得とするように構成されている、請求項９又は請求項１０に記載のドライバ回路。
　前記スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであり、
　前記制御端子はゲート端子であり、
　前記印加電流は、前記スイッチング素子のソース－ドレイン間に流れるドレイン電流であり、
　前記印加端子はソース端子である、請求項１～１２のうちいずれか一項に記載のドライバ回路。
　前記スイッチング素子はＩＧＢＴであり、
　前記制御端子はゲート端子であり、
　前記印加電流は、前記スイッチング素子のコレクタ－エミッタ間に流れるコレクタ電流であり、
　前記印加端子はエミッタ端子である、請求項１～１２のうちいずれか一項に記載のドライバ回路。
　前記スイッチング素子と、
　請求項１～１４のうちいずれか一項に記載のドライバ回路と
　を備えている、電力変換装置。
　制御端子及び印加電流が流れる印加端子を有するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動させるドライバ回路とを備えた電力変換装置であって、
　前記スイッチング素子は、利得が第１利得である条件下での前記スイッチング素子のターンオンによって生じるサージに起因する印加電流の最大値よりも大きい定格電流と、前記利得が前記第１利得よりも高い第２利得である条件下での前記スイッチング素子のターンオフによって生じるサージに起因する前記スイッチング素子の印加電圧の最大値よりも大きい定格電圧とを有するものであり、
　前記利得は、逆起電力に対するフィードバック電圧の比率であり、
　前記逆起電力は、前記印加電流の変化により前記スイッチング素子内の寄生インダクタンスを含むインダクタンス成分によって生じる、電力変換装置。
　制御端子及び印加電流が流れる印加端子を有するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動させるドライバ回路とを備えた電力変換装置であって、
　前記スイッチング素子は、利得が第１利得である条件下での前記スイッチング素子のターンオフによって生じるサージに起因する前記スイッチング素子の印加電圧の最大値よりも大きい定格電圧と、前記利得が前記第１利得よりも高い第２利得である条件下での前記スイッチング素子のターンオンによって生じるサージに起因する印加電流の最大値よりも大きい定格電流とを有するものであり、
　前記利得は、逆起電力に対するフィードバック電圧の比率であり、
　前記逆起電力は、前記印加電流の変化により前記スイッチング素子内の寄生インダクタンスを含むインダクタンス成分によって生じる、電力変換装置。
　ドライバ回路であって、
　制御端子及び印加電流が流れる印加端子を有するスイッチング素子を駆動させると共に、外部指令電圧が入力される外部入力端子と、
　前記印加電流の変化により前記スイッチング素子内の寄生インダクタンスを含むインダクタンス成分によって生じる逆起電力が入力されるフィードバック入力端子と、
　前記逆起電力をフィードバック電圧に変換すると共に、前記逆起電力に対する前記フィードバック電圧の比率である利得を変更可能な変換回路と、
　前記外部指令電圧と前記フィードバック電圧とが入力されると共に、前記外部指令電圧及び前記フィードバック電圧を加算し、その加算された加算電圧を前記制御端子に向けて出力する加算回路と、
　前記スイッチング素子がターンオンする場合と前記スイッチング素子がターンオフする場合とで、前記利得が変化するように前記変換回路を制御する制御部と
　を備えている、ドライバ回路。