JPH02241399A - 自動車用充電発電機制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、界磁電流をチョッパ制御する方式の自動車用
充電発電機制御装置に係り、特に乗用自動車に好適な充
電発電機の出力電圧制御装置に関する。

［従来の技術］ 近年、充電用発電機の電圧制御を、チョッパによる界磁
電流のオン・オフデユーテイ制御により行なう方式の自
動車用充電発電機制御装置が広く採用されているが、こ
のような方式の制御装置では、従来から、例えば、特開
昭５１−２５７１５号、特開昭５５−１８８３９号、成
いは特開昭５７−２２３３８号の各公報などに開示のよ
うに、チョッピング周期を一定に保った固定周波数方式
が用いられている。

［発明が解決しようとする課題］ 上記従来技術は充電発電機の界磁電流制御が固定周波数
方式であるため、界磁電流の脈動（リプル）がスイッチ
ングのデュ゛−ティによって変化するので、発電機の出
力電圧の脈動が負荷に悪影響を与え、特にヘッドランプ
等がちらつき現象をおこして好ましくない。またこの問
題点の対策方法としてスイッチング周波数を高くするこ
とも考えられるが、スイッチング周波数を高くして発電
機の出力電圧の脈動（リプル）周波数と同期すると制御
が不安定になるうえ、周波数が高くなるとチョッピング
による電波障害を起こしてラジオへの雑音を混入させる
。

さらに、制御回路の構成を具体的に検討する場合には１
例えば、ＰＷＭ発生部等のコンデンサの容量が問題とな
る。すなわち、回路のＩＣ化を図る場合にはコンデンサ
容量が大きいとＩＣ化が困難になる等の問題があった。

本発明の目的は充電発電機の界磁電流の脈動（リプル）
をデユーティにかかわりなく小さくして、発電機の出力
電圧の脈動による負荷のヘッドランプ等のちらつき現象
や高周波スイッチングによる電波雑音障害等も防止する
とともに、制御回路のＩＣ化に当っては、ＰＷＭ制御回
路等に用いているコンデンサの小容量化が図れ、ワンチ
ップＩＣ化を容易にする自動車用充電発電機の制御１装
置を提供するにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的は、充電発電機の界磁電流制御を可変周波数方
式とし、界磁制御用チョッパの周波数可変形ＰＷＭ制御
（パルス幅制御）手段により、チョッパの周波数をデユ
ーティに対応して制御し、好ましくはチョッパの周波数
ｆをデユーティαの２次間数α（１−α）に制御するこ
とにより達成される。

また、ＰＷＭ制御手段の回路においては、出力電圧を入
力へ帰還させてＰＷＭ波形を発生させる場合に、出力電
圧を分圧して入力へ帰還することで、ＰＷＭ発生回路の
コンデンサ容易値及び抵抗値の小容量化ができる。上記
手段により、自動車用充電発電機の制御装置の制御回路
のＩＣ化が容易に達成される。

［作用］ 上記自動車用充電発電機の制御装置は１発電機の界磁制
御用チョッパの周波数可変形ＰＷＭ制御により、チョッ
パの周波数をデユーティに対応して可変にしているので
、該チョッパの周波数をデユーティαの２次間数α（１
−α）に比例して可変にすることにより、発電機の界磁
電流の脈動（リプル）あるいは脈動率をデユーティに無
関係に一定にして界磁平均電流の変動を抑制することが
でき、これにより発電機の出力電圧の変動を少なくして
負荷のヘッドランプのちらつきなどが起こることもない
。

また、制御装置のＰＷＭ発生回路等に用いるコンデンサ
容量が小容量となるので、回路のＩＣ化に際して、コン
デンサのＩＣチップ面積を大きく必要とせず、コンデン
サのＩＣ内蔵化が可能である。

［実施例コ 以下５本発明による自動車用充電発電機制御装置につい
て、図示の実施例により詳細に説明する。

まず、第１１図は本発明による自動車用充電発電機制御
装置の一実施例の適用対象である自動車用充電発電機の
全体構成図で、この第１１図において、１は発電機、２
は電機子巻線、３は界磁巻線、４は全波整流塁、５は制
御装置、６はキースイッチ、７はバッテリ、８はヘッド
ランプ等の負荷である。

発電機１は３相の電機子巻線２と、界磁巻１ｉＡ３と、
電機子巻線の交流出力を直流に変換する３相全波整流器
４とを有し、エンジン（図示しない）により駆動される
１発電機１の出力電圧は制御装置５で界磁巻線３に流れ
る電流を制御することにより制御され、バッテリ７を充
電したり、負荷８へ電力供給したりする。制御装置５は
エンジンのキースイッチ６をＯＮすることにより作動す
る。

第１図は本発明による自動車用充電発電機制御装置の一
実施例を示す全体構成図で１本発明を第１１図の制御装
置ｉ５に適用した場合の構成例を示し、各゛図面を通じ
て同一符号は相当部分を示すものであり、この第１図に
おいて、５１は電圧制御装置、５２は周波数可変形ＰＷ
Ｍ制御装置、５３は界磁巻線３に流れる電流をスイッチ
ング制御するパワートランジスタやＦＥＴ等のスイッチ
ング素子からなるチョッパ、５４は電圧制御装置５１と
ＰＷＭ制御装置５２へ電源電圧■。。を供給する定電圧
電源装置で、これらの装置！５１〜５４により制御装置
５を構成する。なお、その他の構成は第１１図と同様で
ある。

電圧制御装置５１において、Ｒ１，Ｒ，は分圧抵抗で、
定電圧電源装置５４の電源電圧ＶＣＣを分圧してバッテ
リ７の充電電圧（発電機１の出力電圧）の設定値ＶＢｃ
を出力するｅ　Ｒ，、Ｒ９は入力分圧抵抗で、バッテリ
電圧ＶＢをフィードバックする。

Ａ工は演算増幅器で、入力抵抗Ｒ４〜Ｒ５を有し、フィ
ードバック部に抵抗Ｒ７とコンデンサＣユで比例積分回
路を構成する。

ＰＷＭ制御装置５２において、Ａ２は演算増幅器で、入
力抵抗Ｒ８と帰還コンデンサＣ２で積分器を構成し、入
力電圧Ｅ。２に対して積分動作を行うとともに、入力抵
抗ＲｇとＲ工。で入力電圧Ｅ□を分圧した電圧と他方の
入力電圧Ｅ、２との加減算を行う。後段のＡ３も演算増
幅器で、入力抵抗Ｒ１１を介して演算増幅器（積分器）
八つの出力Ｅ、を正端子へ入力するとともに、出力Ｅ０
を帰還抵抗Ｒ１□を介して同様に正端子へフィードバッ
クすることにより、ヒステリシスをもったコンパレータ
を構成する。そして、このコンパレータの動作レベルは
、電源電圧ｖ０゜を分圧抵抗Ｒユ１．Ｒ工、で分圧して
から入力抵抗Ｒ０を介して負端子へ与えられる電圧によ
って定まる。このような回路構成の積分器とコンパレー
タの組合せで、コンパレータの出力Ｅ０を、分圧・抵抗
Ｒよ、とＲ１７で分圧した電圧Ｅｌ１２を積分器の入力
へフィードバックすると、方形波を出力する自励発振器
として動作する（動作の詳細は後述）。

チョッパ５３は、スイッチング用のパワートランジスタ
ＴＬとドライバトランジスタＴ２、それにフライホイー
ルダイオードＤ工等で構成され、界磁巻線３に流れる電
流をスイッチング制御する。

なお、このチョッパ用素子としては、他にもＦＥＴ等の
スイッチング素子があるが、いずれの手段を用いてもよ
い。

上記構成において、電圧制御回路５１は、実際のバッテ
リ電圧（発電機出力電圧）ｖｎがバッテリ充電電圧設定
値（発電機出力電圧設定値）Ｖｎｃと一致するようにフ
ィードバック制御を行い、電圧設定値（電圧指令値）Ｖ
ＢＣとバッテリ電圧ＶＢの偏差電圧ＥＬを出力して１周
波数可変形ＰＷＭ制御装置５２へ与える。

ＰＷＭ制御装置５２は、この偏差電圧Ｅ工に応じてＯＮ
・ＯＦＦのＰＷＭ制御（パルス幅制御）パルスの出力Ｅ
０を発生させることにより、チョッパ５３を介して第２
図に示すように発電機１の界磁巻線３に断続するパルス
電圧ｖｆを印加する。

第２図はチョッパ５３のパルス電圧ｖｆと界磁電流ｉｆ
の関係を示す動作説明図で、バッテリ電圧ＶＢと等しい
振幅のパルス電圧ｖｆによって。

界磁巻線３には界磁電流ｉｆの脈動電流が流れることを
示している。

この場合に、チョッパ５３によるパルス電圧ｖｆのＯＮ
期間ｔ□とＯＦＦ期間ｔ２の関係、すなわちＯＮ期間と
周期（ｔ工＋ｔｉ）の関係を示すデユーティ（比）α；
ｔ工／　（１，＋１２）を変えることによって界磁電流
ｉｆ（平均電流Ｉｆ）を増減させることができる。

そこで、いま界磁電流ｉｆの脈動電流の最大値をｉｆｍ
ａｘ、最小値を１ｆｉｔｉｎ、平均値（平均電流）をＩ
ｆとすると、界磁電流ｉｆの脈動（リプル）Δｉｆおよ
び脈動率μｍ＝Δｉ　ｆ　／　Ｉ　ｆは次式で表わされ
る。

Δ　ｉ　　ｆ　　＝　ｉｆｍａｘ−ｉｆｓ＋ｉｎ　　　
　　　　　　　　　−・・目＝　−（１）μ、＝　Δ　
ｉ　　ｆ　／　Ｉ　　ｆ　　＝　（ｉｆｍａｘ−ｉｆｍ
ｉｎ）／　Ｉ　　ｆ　−（２）また、第１図の回路での
界磁電流ｉｆ（平均電流Ｉｆ）の脈動（リプル）Δｉｆ
および脈動率μｍ＝Δｉ　ｆ　／　Ｉ　ｆは回路定数か
ら一般に次式のように表わすことができる。

Ａｉ　ｆ＝Ｖｍ・ａ　（１−ａ）　／Ｌ−ｆ　　−・・
・（３）μｍ＝Ｖｍ・ａ　（１（Ｅ）　／　Ｌ　・Ｉ　
ｆ−ｆ　−（４）ここに、バッテリ電圧ＶＢ、界磁パル
ス電圧デユーティα、界磁巻線インダクタンスＬ、界磁
パルス周波数ｆ、界磁平均電流Ｉｆである。

いま、パルス周波数（チョッピング周波）ｆを固定した
とすると、（３）式から、脈動（リプル）Δｉ、は第３
図に一点鎖線で示す特性となる。第３図はチョッパ５３
のデユーティαと界磁電流ｉｆの脈動（リプル）Δｉ、
の関係を示す動作特性図で、上記の固定周波数ｆの場合
には脈動Δｉｆがデユーティαにより変化し、α＝Ｏお
よびα＝１でＡｉ　、＝　Ｏ、α＝０．５でΔｉ、＝最
大となる２次関数特性になることを示す。

そこで、可変パルス周波数（可変チョッピング周波数）
ｆとデユーティαの関係を次式の２次関数で与える。

ｆ＝に工・α（１−α）　　　　　　　・・・・・・（
６）ここにに□は定数である。

この（６）式から、可変周波数ｆは第４図に実線で示す
特性となることが判る。第４図は第１図の周波数可変チ
ョッパ５３のデユーティαと周波数ｆの関係を示す動作
特性図である。

この場合の可変周波数ｆはα＝０およびα＝１でｆ＝０
．α＝０．５でｆ＝最大となる２次関数の特性を示す。

したがって、この場合の脈動Δｉ、は（３）。

（６）式から次式となる。

Ａｉ　ｔ＝Ｖｍ／　Ｌ−Ｋｔ　　　　　　　　　−−（
７）（７）式から明らかなように、上記の可変周波数ｆ
の場合の脈動（リプル）Δｉｔは、第３図に実線で示す
ように、αに無関係に一定となる。なお可変周波数ｆを
デユーティαの（６）式による２次関数とするほか、近
似的に、αの台形形状関数または３角形状関数等とする
こともできる。

このように、チョッパ５３の周波数可変形Ｐｌｎｌ制御
を、（６）式の２次関数によって行えば、界磁巻線３の
界磁電流１１の脈動（リプル）Ａｉ５、または脈動率μ
ｍをデユーティαに無関係に一定にできることがわかる
。

つぎに、チョッパ５３の周波数とデユーティを関連づけ
て同時に制御する周波数可変形ＰＷＭ制御装置゛５２の
動作の詳細を、上記（６）式による場合について、第５
図により説明する。

第５図は、第１図の周波数可変形ＰＷＭ制御装置ｔ５２
の基本回路図であり、積分器とコンパレータで構成され
ており、この実施例によれば、積分器の積分時定数を決
定するコンデンサ容量及び抵抗値を小さくできる特徴を
有している。すなわち、抵抗値、コンデンサ容量値が小
さいことはＩＣのチップ面積を小さくできるので、コン
デンサ等を外付けすることなくＩＣに内蔵できるので、
非常に有利である。

第５図において、５２ａは積分器、５２ｂはヒステリシ
スをもつコンバータで、積分５３５２　ａの出力Ｅ＋を
コンパレータ５２ｂに入力する。また、５２ｃは分圧回
路で、コンパレータ５２ｂの出力Ｅ０を１／ｎ、に分圧
した電圧Ｅ０２を発生し、この電圧Ｅ。うと制御入力電
圧（アナログ量）Ｅｌとの差を積分器５２ａへ入力して
自励発振させる構成とする。

すなわち、ＰＷＭ出力電圧Ｅ０を１／ｎ０（Ｅ、。

Ｒ，＋Ｒよ。　　Ｒｔｓ＋］Ｒｉｔ ＝□にしたものを、演算増幅器Ａ２で構成されｎ。

る積分器へ入力抵抗Ｒ，を介して入力する。その結果、
積分コンデンサＣ２への充電電流が１／ｎ。

と小さくなり、充電時間が長くなる。したがって。

同−充電時間を得るには、Ｅｏを１／ｎ０にした方が、
Ｅｏをそのままフィードバックするものに較べて、コン
デンサ容量を１７ｎｌｌに小さくできる。

その原理を次に示す。

第６図に示す動作波形で、積分器出力Ｅ＋は（８）式の
関係で表わされる。

ｎ。

（８）式より、第６図に示した電圧Ｅ、が最大値Ｅ、か
ら最小値Ｅ１まで低下する時間をｔｌとすると、この時
間ｔ０は、（８）式を用いて次式で与えられる。

ｎ。

また、反対に、電圧Ｅ□が最小値Ｅ、から最大値Ｅ、に
達する時間ｔ工は、 ｎ。

となる。

（９）、（１０）式より、ＰＷＭの通流率αと周波数ｆ
は次式によって与えられる。

ｃｃ−Ｅｌ Ｅ工 Ｖｃｃ　　Ｅよ Ｅ□ （１２）式に（１１）を代入してＥ８を消去すると（１
３）式を得る。

すなわち、（１１）、（１３）式より、通流率αは入力
電圧Ｅ８に比例し、周波数ｆはαが０．５で最大周波数
を示す２次関数の関係となることが分かる。その場合の
周波数ｆはＰＷＭの出力電圧Ｅ。と積分Ｅ０゜ で決定され、したがって、積分器のコンデンサｃ２によ
らず、ｎｏを大きくすることにより周波数ｆを低くでき
ることを表わしている。

上記、コンデンサ小容量型ＰＷＭ制御特性の一例を第７
図に示す。この図は、横軸にＰＷＭの出力Ｅ０をｌ／ｎ
、した値、すなわち、積分電圧Ｅ、２を、縦横に（１３
）式に示したＰＷＭ周波周波数量大周波数（α＝０．５
における周波数）ｆ。０．をとり。

抵抗Ｒ，は一定に、積分コンデンサｃ２の容量値をパラ
メータにした場合の特性を示す。

この第７図から分かるように、例えば、ＰＷＭ最大周波
数をｆ□の値に設定する場合には、同一周波数でも、積
分電圧Ｅ、２を小さくすることにより、積分コンデンサ
ｃ２の容量値を小さくできることが分かる。

以上、説明したコンデンサ小容量形周波数可変式ＰＷＭ
制御を行うことにより、上記した発電機１の界磁電流ｉ
、の脈動（リップル）Δ、、をデユーティによらず一定
に制御できる。

第８図は、第１図の周波数可変形ＰＷＭ制御装置５２の
他の一実施例を示す回路である。なお。

この第８図の実施例も、基本的には第５図の実施例と同
様に、積分器とコンパレータを主要部として構成されて
おり、異なるところは、第８図において、コンパレータ
５２ｄの分圧回路が積分器５２ａの出力側に入れてあり
、積分器出力Ｅ＋を１／ｎ０にすることである。

そして、コンパレータ５２ｂの入力Ｅ、ｚはＥ。

／ｎｏであり、出力Ｅ０は分圧せず、そのまま積分器５
２ａにフィードバックされる。

この第８図の実施例の回路動作波形を第９図に示す。

この第９図の動作波形からも分かるように、積分器出力
Ｅ、の信号をコンパレータ５２ｂの動作レベルＥ、、Ｅ
、で動作させれば積分時間を長くすることができ、第５
図の実施例と同様にコンデンサ小容量形ＰＷＭ制御装置
を提供することができる。

第１０図は、第１図の実施例における負荷変動時の過度
動作説明図で、この第１０図において、負荷８が変化し
た場合の各部動作波形を、動作時間ｔを拡大して示し、
負荷８が時刻し、に急増すると、バッテリ電圧Ｖｍが急
減するので、電圧制御装置５１が動作して偏差電圧Ｅ工
を出力し、これを制御入力電圧Ｅ工として１周波数可変
形ＰＷＭ制御装置５２より可変周波ＰＷＭ制御パルスＥ
０を発生させ、チョッパ通流率α（Ｅｏ）と周波数ｆ　
（Ｅ、）で動作するチョッパ５３を制御して発電機１の
界磁電流ｉ、を増加させ、バッテリ電圧Ｖｍが設定値Ｖ
、。になるように制御する。このとき、チョッパ通流率
α（Ｅｏ）がα、からα、に増加すると同時に、周波数
ｆ　（Ｅ、）もｆ、からｆ。

へ変化し、これに伴って、界磁電流ｉ、の平均値工、が
レベルＩｆａからｘｔｂへ増加するが１周波数ｆ　（Ｅ
＠）が（６）、（１３）式により可変されるため。

脈動（リプル）Δｉ、は一定にされ変化しない。

したがって１図示していないが、界磁電流ｉｒの脈動Δ
１１の影響によるバッテリ電圧ＶＢの変動は現われない
。

なお、上記実施例において、周波数可変形ＰＷＭ制御装
置５２の可変周波数ｆをデユーティαの（６）　、　（
１３）式による２次関数とするほか、近似的にデユーテ
ィαの台形波関数または３角波関数としてもよい。

また、本発明による周波数可変形ＰＷＭ制御装置５２の
可変周波数ｆはデユーティαに対応するが、その対応関
係が上記関数関係に限定されるものではない。

［発明の効果］ 本発明によれば、自動車用等充電発電機の界磁電流を、
周波数可変形ＰＷＭ制御により、デユーティに対応した
可変周波数で制御しているので、デユーティと周波数の
対応関係により、界磁電流の脈動（リプル）あるいは脈
動率をデユーティに無関係に一定にすることなどが可能
となり、充電発電機の出力電圧の安定化などが計れるた
め、負荷のヘッドランプ等のちらつきを防止したり、ス
イッチングによる電波障害を低減できるうえ、さらにス
イッチング周波数を高くする必要がなくなるため、充電
発電機の高速回転時の制御を安定化できるなどの効果が
ある。

さらに、本発明によれば、充電発電機用制御装置におけ
る周波数可変形ＰＷＭ制御回路のＩＣ化に際して、ＰＷ
Ｍ発生回路のコンデンサ容量値。

及び抵抗値の小容量化が図れ、ＩＣ化が容易にできる等
の効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による自動車用充電発電機の制御装置の
一実施例を示す全体構成図、第２図は第１図のチョッパ
の動作説明図、第３図は同じくチョッパの動作特性図、
第４図は同じ（チョッパの周波数動作特性図、第５図は
第１図の周波数可変形ＰＷＭ制御装置の基本回路図、第
６図は第５図の動作波形図、第７図は第５図の動作特性
図、第８図は第１図の周波数可変形ＰＷＭ制御装置の他
の実施例の回路図、第９図は第８図の動作波形図、第１
０図は第１図の過渡動作説明図、第１１図は本発明を適
用する自動車充電発電機の全体構成図である。 １・・・・・・発電機５２・・・・・・電機子巻線、３
・旧・・界磁巻線、４・・・・・・全波整流器、訃・・
・・・制御装置、５１・・・・・・電圧制御装置、５２
・・・・・・周波数可変形ＰＷＭ制御装置、５３・・・
・・・チョッパ、５４・・・出走電圧電源装置、７・・
・・・・バッテリ、８・・・・・・負荷、５２ａ・・１
．積分器、５２ｂ・・・・・・コンパレータ、５２ｃ。 ５２ｄ・・・・・・分圧回路。 Ｏ 第５図 第６ 図 第２ 図 第３図 第４図 第７ 図 第８ 図 第９図 ＥＩ２”Ｅｌ／ｎ。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 　１．出力電圧制御をチヨツパによる界磁電流の通電率
   制御で行なう方式の自動車用充電発電機制御装置におい
   て、発電機の出力電圧に応じてパルス周波数とパルスデ
   ユーテイ比が制御されるチヨツパ信号発生手段を設け、
   上記チヨツパのオン・オフデユーテイ比とチヨツパ周波
   数の双方の併用制御により上記界磁電流の通電率制御が
   行われるように構成したことを特徴とする自動車用充電
   発電機制御装置。
2. 　２．請求項１の発明において、上記チヨツパ信号発生
   手段が、制御信号を入力とする積分器と、この積分器の
   出力と所定の基準電圧とを入力とする電圧比較器と、こ
   の電圧比較器の出力を上記積分器にフイードバツクする
   帰還回路とで構成されていることを特徴とする自動車用
   充電発電機制御装置。
3. 　３．請求項２の発明において、上記帰還回路が、上記
   電圧比較器の出力を所定の分割比で分圧して上記積分器
   にフイードバツクするように構成されていることを特徴
   とする自動車用充電発電機制御装置。
4. 　４．請求項２の発明において、上記積分器の出力が所
   定の分割比で分圧して上記電圧比較器に供給されるよう
   に構成されていることを特徴とする自動車用充電発電機
   制御装置。
5. 　５．請求項１の発明において、上記チヨツパ周波数を
   ｆ、上記オン・オフデユーテイ比をαとしたとき、この
   チヨツパ周波数ｆが、オン・オフデユーテイ比αの２次
   関数α（１−α）として制御されるように構成したこと
   を特徴とする自動車用充電発電機制御装置。