JP3643828B2 - 車両用充電発電機の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は車両用充電発電機の制御装置に係り、特に負荷変動の大きい内燃機関によって駆動されるに最適な車両用充電発電機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自動車にはランプ類及びアクチュエータ類の電気的負荷に電力を供給するためのバッテリ及び、該バッテリに充電するための充電発電機が搭載されている。この種発電機は一般的に誘導子型交流発電機で、エンジンが発生する駆動トルクの回転力を利用して回転界磁巻線を励磁し、この界磁巻線の励磁力により発生するバッテリの充電電圧を所定値に維持するように電圧制御装置により制御されている。
【０００３】
しかしながら、一般にランプスイッチ等を入れることにより電気的負荷が大きくなると、発電量もその分だけ上げる必要があるので発電機の界磁巻線に流れる電流も急激に大きくなるように制御される。結果的には発電機の仕事量が増えるため発電機発生トルクも大きくなる。従って、発電機発生トルクとエンジンの駆動トルクとのバランスが崩れ、発電発生トルクの増加した分だけエンジン回転数が落ち込むことになり、最悪の場合はエンジンストールが発生する可能性がある。特にアイドリング状態では、エンジンの駆動トルクと発電機を含めた補機類の発電機発生トルクのバランスが保たれた上で、エンジンはある所定の回転数になるように制御されているので回転制御の応答速度以上の急激なトルク変動は好ましくはない。
【０００４】
このような現象を抑制するために、発電機に急に大きな電気負荷が掛かった時に上記界磁巻線に流れる界磁電流の急激な上昇を抑え、エンジンに対する発電機の発生トルクの急激な変動を抑えるように制御する、いわゆる徐励制御が考えられるに至った。
【０００５】
上記、徐励制御は発電電流を徐々に増加させる制御であり、発電機は即座に電気負荷に必要な電流を供給することが出来ないため、バッテリがその不足分の電流を負荷に供給して補う。このためバッテリから持ち出す電流が大きい場合、バッテリ電圧の落ち込みが発生する。これは、夜間にヘッドライト，メーターパネルバックランプ，室内照明器具を使用している場合で、ハザードやワイパー等の繰り返し負荷が投入されたときに顕著に現れ、バッテリ電圧の変動によるランプの明暗が生じ運転者に不快感を与えることがあった。
【０００６】
このような徐励制御によるバッテリ電圧の落ち込みを防止する手段としては、特開平6−54464号公報に示されており既に公知となっている。この公知例によれば、負荷投入時、徐励制御が動作する前に一旦、界磁巻線に流れる界磁電流を即座に所定量増加させ、エンジンに対して発電機発生トルクの急激な上昇が問題にならないレベルの発電電流（例えば１０Ａ程度）を電気負荷に供給した後に、徐励制御を開始し発電機の出力電流を徐々に増加させることにより負荷投入直後のバッテリ電圧の落ち込みを低減することが出来る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来技術（特開平6−54464号公報）では、電気負荷投入時、徐励制御開始前に界磁電流を即座に所定量増加させるが、その界磁電流増加量は発電機の特性を考慮していなかった。このため、発電電力の異なる発電機のそれぞれに同一の制御装置を使用した場合、発電電力の大きい発電機では界磁電流に対する出力電流（発電機の増幅率）が大きく、従って、電気負荷投入時、一旦界磁電流を所定量増加させることにより即座に発電電流を１０Ａ程度（一例）増加させた後に、徐励制御により発電電流を徐々に増加させるように動作する。しかし発電電力の小さい発電機では界磁電流に対する出力電流が小さく、電気負荷投入時、一旦界磁電流を発電電力の大きい発電機と同様に所定量増加させた場合、即座に応答する発電電流は発電電力の大きい発電機に対してかなり小さい値（たとえば２Ａ程度）となる。
【０００８】
本発明の目的は発電電力の小さい発電機でもバッテリ電圧落ち込み量を発電電力の大きい発電機と同等レベルまで低減することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、エンジンの回転により駆動され、界磁電流が供給されて回転磁界を発生する界磁巻線と、前記回転磁界を受けて電流を発生し整流器を介してバッテリを充電する電機子巻線とを有する車両用充電発電機に備えられ、電気負荷投入時、前記界磁電流を徐々に増加させる徐励制御機能と、電気負荷投入直後でかつ前記徐励制御の開始前に前記界磁電流を所定量増加させ、前記バッテリの電圧の落ち込みを低減する機能とを有する制御装置であって、前記バッテリの電圧又は前記整流器の電圧と基準電圧とを比較して偏差信号出力を得る回路と、前記偏差信号出力に加算電圧を加算する回路と、前記偏差信号出力に前記加算電圧を加算した値の積分出力を得る回路と、前記偏差信号出力と前記積分出力の低い方を前記界磁電流の制御用のパワースイッチの制御信号として選択する回路とを具備しており、前記偏差信号出力に前記加算電圧を加算する回路は、所定の電圧値を出力する電源と、前記偏差信号出力と前記所定の電圧値との電位差を発生させる回路と、電気負荷投入直後でかつ前記徐励制御の開始前に増加する前記界磁電流が、電気負荷投入前の前記界磁電流に比例して増加するように、前記電位差に基づいて、前記偏差信号出力に比例した前記加算電圧を発生させる回路とを備え、前記加算電圧を前記偏差信号出力に加算して出力することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施例を図１から図４で説明する。図１の１は自動車用の発電機で、３相電機子巻線１０ａ，１０ｂ，１０ｃ、３相電機子巻線の交流出力を直流に変換する整流器１１と、内燃機関（図示せず）により回転力が与えられ、３相電機子巻線に磁束を供給する界磁巻線１２と、該界磁巻線１２に流れる界磁電流を制御する電圧調整器１３とから構成されている。
【００１５】
前記電圧調整器１３は、フライホイールダイオード１４と、パワーＭＯＳトランジスタ１５と、電圧検出回路５３と、バッファ５４と、増幅器５５ａ，抵抗
５５ｂ，５５ｃで反転増幅回路を構成する偏差信号出力回路５５と、電圧加算回路５６と、積分回路５７と、三角波発生回路５８と、比較器５９と、電源回路
６０とから構成されている。
【００１６】
発電機１の出力端子「Ｂ」はバッテリ２に接続され、さらに自動車に搭載されるヘッドライト，ワイパー，エアコン等の電気負荷４ａ，４ｂ，４ｃにスイッチ３ａ，３ｂ，３ｃを介して接続されている。
【００１７】
次に、上記主要ブロック回路の詳細を図２から図４において説明する。
【００１８】
図２は図１の三角波発生回路５８の詳細図である。比較器５８ａの出力電圧がローレベルの時はスイッチ５８ｈは非導通となっており、コンデンサ５８ｊは定電流源５８ｇにより充電されている。また、このときＮＰＮトランジスタ５８ｅは非導通状態であり、比較器は５８ａは抵抗５８ｃと抵抗５８ｂにより電源電圧ＶＣＣを分圧した電圧ＶＨにコンデンサ５８ｊの電位が到達するまでローレベルを保持する。コンデンサ５８ｊの電位がＶＨを越えると比較器５８ａの出力電圧はハイレベルとなりスイッチ５８ｈは導通となり定電流源５８ｇとコンデンサ
５８ｊの電流は定電流源５８ｉに流れ込みコンデンサ５８ｊは放電する。また、比較器５８ａは、ＮＰＮトランジスタ５８ｅが導通状態であるため抵抗５８ｃ，５８ｄの並列抵抗と抵抗５８ｂにより電源電圧ＶＣＣを分圧した電圧ＶＬにコンデンサ５８ｊの電位が到達するまでハイレベルを保持する。以上の繰り返しによりコンデンサ５８ｊの電位は三角波状電圧Ｖosc となる。上記ＶＨ，ＶＬおよび三角波の周期Ｔは次式で表される。
【００１９】
【数１】
ＶＨ＝｛Ｒ５８ｃ／（Ｒ５８ｂ＋Ｒ５８ｃ）｝×ＶＣＣ
【００２０】
【数２】
ＶＬ＝｛Ｒｘ／（Ｒｂ＋Ｒｘ）｝×ＶＣＣ
Ｒｘ＝（Ｒｃ×Ｒｄ）／（Ｒｃ＋Ｒｄ）
【００２１】
【数３】
図３は図１における積分回路５７の詳細図である。入力電圧はダイオードスイッチを構成するＮＰＮトランジスタ５７ａ，５７ｃのうち５７ａのベースに接続されている。ダイオードスイッチは２つのトランジスタのうちベース電圧の高い方が導通となり、ベース電圧の低い方が非導通となる。このため、入力電圧よりコンデンサ５７ｅの電位が低い場合、定電流源５７ｂにはＮＰＮトランジスタ
５７ａのコレクタからエミッタを介して電源電圧ＶＣＣが供給されるので、コンデンサ５７ｅは定電流源５７ｄの電流により充電される。また、入力電圧よりコンデンサ５７ｅの電位が高い場合、定電流源５７ｂには定電流源５７ｄとコンデンサ５７ｅからの電流が供給されるので、コンデンサ５７ｅは定電流源５７ｂから定電流源５７ｄの分を差し引いた電流により放電される。定電流源５７ｆ，
５７ｊ，トランジスタ５７ｇ，５７ｈはコンデンサ充放電電流のリーク電流を防止するバッファ回路を構成している。以上の動作により入力電圧に積分回路の時定数で応答する出力電圧を得ることが出来る。入力電圧の電圧変化量ΔＶに応答する出力電圧の充電時間Ｔｃ及び、放電時間Ｔｄは次式により表される。
【００２２】
【数４】
Ｔｃ＝（Ｃ５７ｅ×ΔＶ）／Ｉ５７ｄ
【００２３】
【数５】
Ｔｄ＝（Ｃ５７ｅ×ΔＶ）／（Ｉ５７ｂ−Ｉ５７ｄ）
図４は図１における比較器５９の詳細図である。定電流源５９ｄ，５９ｍとトランジスタ５９ｆ，５９ｇ，５９ｈ，５９ｉ，５９ｎは比較器を構成しており、ＰＮＰトランジスタ５９ｆのベースがマイナス入力、ＰＮＰトランジスタ５９ｈのベースがプラス入力、トランジスタ５９ｎのコレクタが出力となっている。また、入力Ｖramp，Ｖdiv はダイオードスイッチを構成するＰＮＰトランジスタ
５９ｂ，５９ｃのベースに接続されている。ダイオードスイッチは２つのトランジスタのうちベース電圧の低い方が導通となり、ベース電圧の高い方が非導通となる。このため、比較器のマイナス入力であるＰＮＰトランジスタ５９ｆのベース電圧はトランジスタ５９ｂ，５９ｃのベース電圧のうちどちらか低い方の電圧にトランジスタのベース・エミッタ間電圧が加算された値となる。また、もう一方の入力ＶoscはＰＮＰトランジスタ５９ｋのベースに接続され、入力電圧Ｖoscにベース・エミッタ間電圧が加算され電圧が比較器のプラス入力となる。以上から、入力Ｖramp，Ｖdivのうちどちらか低い方の電圧と、Ｖoscの電圧を比較した結果が出力される。また、Ｖosc は三角波状波形であり、出力にはパルス幅変調波が表れる。
【００２４】
図１の電圧調整器１３において、電源回路６０は他の回路に電源（ＶＣＣ）を供給する回路である。バッファアンプ５４は、電圧検出回路５３により発電電圧を抵抗器５３ａ，５３ｂにより分圧した電圧Ｖbdを出力する。偏差信号出力回路５５は、増幅器５５ａ，抵抗５５ｂ，５５ｃからなる反転増幅回路で、前記バッファアンプ５４の出力Ｖbdと基準電圧Ｖref との偏差信号電圧を出力する。偏差信号電圧Ｖdiv は次式により表される。
【００２５】
【数６】
Ｖdiv＝｛(Ｖref−Ｖbd)×(Ｒ５５ｃ／Ｒ５５ｂ)}＋Ｖref
偏差信号出力回路５５からの偏差信号は電圧加算回路５６に入力され加算電圧ΔＶａを前記偏差信号電圧に加算した電圧Ｖadとして出力される。電圧加算回路５６の定電流源５６ａ，トランジスタ５６ｂ，５６ｅからなるバッファ回路は、偏差信号電圧Ｖdiv とトランジスタ５６ｅのエミッタ電圧が等しくなるように動作する。
【００２６】
従って、抵抗５６ｆには偏差信号電圧Ｖdiv と電源５６ｇの電圧Ｖ１の電位差による電流Ｉｓが発生する。この電流Ｉｓは電源電圧ＶＣＣから抵抗５６ｃ，トランジスタ５６ｄのエミッタ・コレクタ、トランジスタ５６ｅのコレクタ・エミッタ、抵抗５６ｆを介して電源５６ｇに流れる。
【００２７】
また、トランジスタ５６ｄ，５６ｉはエミッタサイズが同一でベースが共に接続され、かつ抵抗５６ｃと５６ｈが同じ値であるので、前記電流Ｉｓと同じ値の電流が電源ＶＣＣからトランジスタ５６ｉのエミッタ・コレクタ、抵抗５６ｊを介して偏差信号出力線へ流れ込む。以上から加算電圧ΔＶａは次式により算出される。
【００２８】
【数７】
ΔＶａ＝(Ｖdiv−Ｖ１)×(Ｒ５６ｊ／Ｒ５６ｆ)
ＣＣ＝５Ｖ Ｖ１＝１Ｖ Ｒ５６ｊ＝３０ｋΩ Ｒ５６ｆ＝５０ｋΩに設定した場合の、偏差信号電圧Ｖdiv に対する電圧加算回路の出力は図９のような特性となる。
【００２９】
前記電圧加算回路５６の出力電圧Ｖadは、さらに前記界磁巻線１２の時定数より長い時間で偏差信号電圧に応答する積分回路５７に入力される。比較器５９は、前記積分回路の出力電圧Ｖrampと前記偏差信号電圧Ｖdiv のうちどちらか低い方と、予め決められた電圧領域内で一定周期で変化する三角波発生回路５８の出力電圧とを比較した結果をパルス幅変調波として出力する。前記パルス幅変調波は界磁巻線１２に直列に接続されたパワーＭＯＳトランジスタ１５に入力される。
【００３０】
ここで、図５の(ａ)(ｈ)により定常時、あるいは負荷投入時の各出力端子電圧信号の応答について説明する。バッテリ２の端子電圧（ｂ) が安定している定常時は、偏差信号出力回路５５の出力である偏差信号電圧Ｖdiv（ｅ)が安定しているので、電圧加算回路５６の出力電圧Ｖadも偏差信号に所定量ΔＶａが加算された値で安定している。従って、積分回路５７の入力電圧(Ｖdiv＋ΔＶａ）と積分電圧Ｖramp（ｄ）は等しい値となっている。また、パワーＭＯＳトランジスタ
１５は、積分回路５７の出力電圧である積分電圧Ｖramp（ｄ）と偏差信号出力回路５５の出力である偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）のうちどちらか低い方と波形発生回路５８の出力電圧を比較した結果により制御される。このため、定常時は偏差信号電圧Ｖdiv（ｅ）により界磁電流ＩＦは制御されるようになる。
【００３１】
また、時間ｔ０において容量の大きい車両電気負荷（ａ）が投入されバッテリ２の端子電圧（ｂ）が低下すると偏差信号出力回路５５の出力である偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）は即座に増加するため、電圧加算回路５６も即座に偏差信号電圧にΔＶａを加算した値を出力する。
【００３２】
ここで、積分回路５７の出力電圧は積分回路の時定数で定常状態の電圧から電圧加算回路５６の出力電圧と同じ値に到達するまで上昇する。一方、偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）は負荷投入により瞬時に増加するので、パワーＭＯＳトランジスタ１５は積分回路５７の出力である積分電圧Ｖramp（ｄ）により制御され界磁電流ＩＦは(ｇ)のようにゆっくりと増加する。
【００３３】
図６（図５の時間軸を拡大したもの）で、三角波発生回路５８の出力である三角波状電圧Ｖosc(ｃ）と、積分回路５７の積分出力Ｖramp（ｄ）と、偏差信号出力回路５５の偏差信号電圧出力Ｖdiv(ｅ）により負荷投入時及び遮断時にパワーＭＯＳトランジスタ１５のオンデューティーが変化する状態をパワーＭＯＳトランジスタのドレイン電圧（ｆ）により示す（ドレイン電圧がローレベルの時、パワーＭＯＳトランジスタは導通状態、ドレイン電圧がハイレベルの時、パワー
ＭＯＳトランジスタは遮断状態）。時間ｔ０において、容量の大きい車両用電気負荷（ａ）が投入されると偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）は即座に上昇し、電圧加算回路５６により偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）に所定の電圧ΔＶａを加算した電圧も即座に上昇する。積分回路５７の積分出力Ｖramp（ｄ）は負荷投入前の値から積分回路の時定数でゆっくり増加する。
【００３４】
ここで、パワーＭＯＳトランジスタ１５は偏差信号電圧もしくは積分電圧の内のどちらか低い電圧値と三角波発生回路５８の出力とを比較した信号により駆動されるため、パワーＭＯＳトランジスタ１５のオンデューティーは時間ｔ０で電位差ΔＶａ（定常状態での偏差信号電圧と積分電圧の電位差）の変化分だけ急激に増加し、その後積分回路の時定数でゆっくり増加する。次に、時間ｔ２において容量の小さい負荷が投入された場合には電位差ΔＶａによるパワーＭＯＳトランジスタ１５のオンデューティーの急激な増加分による発電機の出力電流の瞬時増加分により車両電気負荷の電流を供給可能となり徐励制御は動作しない。また、発電機の出力電流の瞬時増加分は電位差ΔＶａにより調整することが可能であり、徐励制御の負荷容量選別が可能である。
【００３５】
しかし、車両に搭載される負荷容量やバッテリ容量等により、発電機は様々な出力電流容量のものが存在する。一般的に、排気量の小さい大衆車では出力電流容量の小さい発電機（例えば７０Ａ）が、排気量の大きい高級車では出力電流容量の大きい発電機（例えば１２０Ａ）が採用されている。図７に発電電流容量の異なる発電機の低回転時出力特性を示す。図７によれば、徐励制御開始前に一旦発電電流を１０Ａ即座に増加させるために必要な界磁電流の増加量は一定ではなく、負荷投入前の出力電流に比例して増加する特性であることが分かる。また、出力電流容量が異なる発電機では、界磁巻線に流れる界磁電流が同じ値でも発電機の発電電流は大きく異なり、発電電流が１０Ａから２０Ａまで増加するために必要な界磁電流の増加量は図中Ａ，Ｂとなる。
【００３６】
本発明では、負荷投入時の徐励制御開始前に一旦即座に増加させる発電電流を発電機の発電電流容量によらずほぼ一定とする。図８は上記を達成するために、発電電流容量の異なる発電機において負荷投入直後に発電電流を１０Ａ増加させるために必要な界磁電流増加量と負荷投入前の界磁電流の関係を測定した結果を示す。
【００３７】
発電電流が少ない領域（図７▲１▼）では界磁電流と出力電流はほぼ比例特性にあるが、発電電流が多い領域（図７▲２▼）では界磁電流を増加しても、発電機の発電電流が飽和点に近ずいているため出力は発電電流の少ない領域よりも増加しない。このため、負荷投入前の界磁電流に対する、負荷投入直後で且つ徐励制御開始前に一旦即座に増加させる界磁電流増加量を図８のように設定することにより、発電機の発電電流の状態によらず徐励制御開始前に一旦即座に増加させる発電電流をほぼ一定値にすることが可能となる。
【００３８】
また、ある出力電流を得るために必要な界磁電流は、発電電流容量が大きい発電機ほど少ない値となるので、徐励制御開始前に一旦即座に増加させる界磁電流量は発電電流容量の大きい発電機ほど少なくなるように動作する。従って、徐励制御開始前に一旦即座に増加させる発電電流を発電機の発電電流容量によらず、ほぼ一定値にすることが可能となる。以上から、電圧加算回路５６の加算電圧
ΔＶａは図８の界磁電流増加量特性を達成するように調整されている。
【００３９】
なお、上記実施例では図７のように回転数を一定にして定格出力で比較したものを示したが、定格出力を一定として回転数で比較しても同等である。
【００４０】
【発明の効果】
本発明では、発電電力容量の異なる発電機において同一の制御装置を使用しても、負荷投入時、発電電流を徐々に増加させる徐励機能動作前に一旦、即座に応答する出力電流はほぼ同じ値となり、バッテリの電圧落ち込み量を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例である車両用充電発電機の構成図。
【図２】図１の波形発生回路５８の内部回路図。
【図３】図１の積分回路５７の内部回路図。
【図４】図１の比較器５９の内部回路。
【図５】図１における電気負荷と各端子の動作波形。
【図６】図５における時間縮小図。
【図７】発電機の出力特性比較図。
【図８】界磁電流増加量特性図。
【図９】電圧加算回路の出力特性図。
【符号の説明】
１…発電機、２…バッテリ、３ａ〜３ｃ…スイッチ、４ａ〜４ｃ…電気負荷、１０ａ〜１０ｂ…電機子巻線、１１…整流器、１２…界磁巻線、１３…電圧調整器、１４…フライホイールダイオード、１５…パワーＭＯＳトランジスタ、５３…電圧検出回路、５４…バッファ、５５…偏差信号出力回路、５６…電圧加算回路、５７…積分回路、５８…波形発生回路、５９…比較器、６０…電源回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は車両用充電発電機の制御装置に係り、特に負荷変動の大きい内燃機関によって駆動されるに最適な車両用充電発電機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自動車にはランプ類及びアクチュエータ類の電気的負荷に電力を供給するためのバッテリ及び、該バッテリに充電するための充電発電機が搭載されている。この種発電機は一般的に誘導子型交流発電機で、エンジンが発生する駆動トルクの回転力を利用して回転界磁巻線を励磁し、この界磁巻線の励磁力により発生するバッテリの充電電圧を所定値に維持するように電圧制御装置により制御されている。
【０００３】
しかしながら、一般にランプスイッチ等を入れることにより電気的負荷が大きくなると、発電量もその分だけ上げる必要があるので発電機の界磁巻線に流れる電流も急激に大きくなるように制御される。結果的には発電機の仕事量が増えるため発電機発生トルクも大きくなる。従って、発電機発生トルクとエンジンの駆動トルクとのバランスが崩れ、発電発生トルクの増加した分だけエンジン回転数が落ち込むことになり、最悪の場合はエンジンストールが発生する可能性がある。特にアイドリング状態では、エンジンの駆動トルクと発電機を含めた補機類の発電機発生トルクのバランスが保たれた上で、エンジンはある所定の回転数になるように制御されているので回転制御の応答速度以上の急激なトルク変動は好ましくはない。
【０００４】
このような現象を抑制するために、発電機に急に大きな電気負荷が掛かった時に上記界磁巻線に流れる界磁電流の急激な上昇を抑え、エンジンに対する発電機の発生トルクの急激な変動を抑えるように制御する、いわゆる徐励制御が考えられるに至った。
【０００５】
上記、徐励制御は発電電流を徐々に増加させる制御であり、発電機は即座に電気負荷に必要な電流を供給することが出来ないため、バッテリがその不足分の電流を負荷に供給して補う。このためバッテリから持ち出す電流が大きい場合、バッテリ電圧の落ち込みが発生する。これは、夜間にヘッドライト，メーターパネルバックランプ，室内照明器具を使用している場合で、ハザードやワイパー等の繰り返し負荷が投入されたときに顕著に現れ、バッテリ電圧の変動によるランプの明暗が生じ運転者に不快感を与えることがあった。
【０００６】
このような徐励制御によるバッテリ電圧の落ち込みを防止する手段としては、特開平6−54464号公報に示されており既に公知となっている。この公知例によれば、負荷投入時、徐励制御が動作する前に一旦、界磁巻線に流れる界磁電流を即座に所定量増加させ、エンジンに対して発電機発生トルクの急激な上昇が問題にならないレベルの発電電流（例えば１０Ａ程度）を電気負荷に供給した後に、徐励制御を開始し発電機の出力電流を徐々に増加させることにより負荷投入直後のバッテリ電圧の落ち込みを低減することが出来る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来技術（特開平6−54464号公報）では、電気負荷投入時、徐励制御開始前に界磁電流を即座に所定量増加させるが、その界磁電流増加量は発電機の特性を考慮していなかった。このため、発電電力の異なる発電機のそれぞれに同一の制御装置を使用した場合、発電電力の大きい発電機では界磁電流に対する出力電流（発電機の増幅率）が大きく、従って、電気負荷投入時、一旦界磁電流を所定量増加させることにより即座に発電電流を１０Ａ程度（一例）増加させた後に、徐励制御により発電電流を徐々に増加させるように動作する。しかし発電電力の小さい発電機では界磁電流に対する出力電流が小さく、電気負荷投入時、一旦界磁電流を発電電力の大きい発電機と同様に所定量増加させた場合、即座に応答する発電電流は発電電力の大きい発電機に対してかなり小さい値（たとえば２Ａ程度）となる。
【０００８】
本発明の目的は発電電力の小さい発電機でもバッテリ電圧落ち込み量を発電電力の大きい発電機と同等レベルまで低減することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、エンジンの回転により駆動され、界磁電流が供給されて回転磁界を発生する界磁巻線と、前記回転磁界を受けて電流を発生し整流器を介してバッテリを充電する電機子巻線とを有する車両用充電発電機に備えられ、電気負荷投入時、前記界磁電流を徐々に増加させる徐励制御機能と、電気負荷投入直後でかつ前記徐励制御の開始前に前記界磁電流を所定量増加させ、前記バッテリの電圧の落ち込みを低減する機能とを有する制御装置であって、前記バッテリの電圧又は前記整流器の電圧と基準電圧とを比較して偏差信号出力を得る回路と、前記偏差信号出力に加算電圧を加算する回路と、前記偏差信号出力に前記加算電圧を加算した値の積分出力を得る回路と、前記偏差信号出力と前記積分出力の低い方を前記界磁電流の制御用のパワースイッチの制御信号として選択する回路とを具備しており、前記偏差信号出力に前記加算電圧を加算する回路は、所定の電圧値を出力する電源と、前記偏差信号出力と前記所定の電圧値との電位差を発生させる回路と、電気負荷投入直後でかつ前記徐励制御の開始前に増加する前記界磁電流が、電気負荷投入前の前記界磁電流に比例して増加するように、前記電位差に基づいて、前記偏差信号出力に比例した前記加算電圧を発生させる回路とを備え、前記加算電圧を前記偏差信号出力に加算して出力することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施例を図１から図４で説明する。図１の１は自動車用の発電機で、３相電機子巻線１０ａ，１０ｂ，１０ｃ、３相電機子巻線の交流出力を直流に変換する整流器１１と、内燃機関（図示せず）により回転力が与えられ、３相電機子巻線に磁束を供給する界磁巻線１２と、該界磁巻線１２に流れる界磁電流を制御する電圧調整器１３とから構成されている。
【００１５】
前記電圧調整器１３は、フライホイールダイオード１４と、パワーＭＯＳトランジスタ１５と、電圧検出回路５３と、バッファ５４と、増幅器５５ａ，抵抗
５５ｂ，５５ｃで反転増幅回路を構成する偏差信号出力回路５５と、電圧加算回路５６と、積分回路５７と、三角波発生回路５８と、比較器５９と、電源回路
６０とから構成されている。
【００１６】
発電機１の出力端子「Ｂ」はバッテリ２に接続され、さらに自動車に搭載されるヘッドライト，ワイパー，エアコン等の電気負荷４ａ，４ｂ，４ｃにスイッチ３ａ，３ｂ，３ｃを介して接続されている。
【００１７】
次に、上記主要ブロック回路の詳細を図２から図４において説明する。
【００１８】
図２は図１の三角波発生回路５８の詳細図である。比較器５８ａの出力電圧がローレベルの時はスイッチ５８ｈは非導通となっており、コンデンサ５８ｊは定電流源５８ｇにより充電されている。また、このときＮＰＮトランジスタ５８ｅは非導通状態であり、比較器は５８ａは抵抗５８ｃと抵抗５８ｂにより電源電圧ＶＣＣを分圧した電圧ＶＨにコンデンサ５８ｊの電位が到達するまでローレベルを保持する。コンデンサ５８ｊの電位がＶＨを越えると比較器５８ａの出力電圧はハイレベルとなりスイッチ５８ｈは導通となり定電流源５８ｇとコンデンサ
５８ｊの電流は定電流源５８ｉに流れ込みコンデンサ５８ｊは放電する。また、比較器５８ａは、ＮＰＮトランジスタ５８ｅが導通状態であるため抵抗５８ｃ，５８ｄの並列抵抗と抵抗５８ｂにより電源電圧ＶＣＣを分圧した電圧ＶＬにコンデンサ５８ｊの電位が到達するまでハイレベルを保持する。以上の繰り返しによりコンデンサ５８ｊの電位は三角波状電圧Ｖosc となる。上記ＶＨ，ＶＬおよび三角波の周期Ｔは次式で表される。
【００１９】
【数１】
ＶＨ＝｛Ｒ５８ｃ／（Ｒ５８ｂ＋Ｒ５８ｃ）｝×ＶＣＣ
【００２０】
【数２】
ＶＬ＝｛Ｒｘ／（Ｒｂ＋Ｒｘ）｝×ＶＣＣ
Ｒｘ＝（Ｒｃ×Ｒｄ）／（Ｒｃ＋Ｒｄ）
【００２１】
【数３】
５７ａのコレクタからエミッタを介して電源電圧ＶＣＣが供給されるので、コンデンサ５７ｅは定電流源５７ｄの電流により充電される。また、入力電圧よりコンデンサ５７ｅの電位が高い場合、定電流源５７ｂには定電流源５７ｄとコンデンサ５７ｅからの電流が供給されるので、コンデンサ５７ｅは定電流源５７ｂから定電流源５７ｄの分を差し引いた電流により放電される。定電流源５７ｆ，
５７ｊ，トランジスタ５７ｇ，５７ｈはコンデンサ充放電電流のリーク電流を防止するバッファ回路を構成している。以上の動作により入力電圧に積分回路の時定数で応答する出力電圧を得ることが出来る。入力電圧の電圧変化量ΔＶに応答する出力電圧の充電時間Ｔｃ及び、放電時間Ｔｄは次式により表される。
【００２２】
【数４】
Ｔｃ＝（Ｃ５７ｅ×ΔＶ）／Ｉ５７ｄ
【００２３】
【数５】
Ｔｄ＝（Ｃ５７ｅ×ΔＶ）／（Ｉ５７ｂ−Ｉ５７ｄ）
図４は図１における比較器５９の詳細図である。定電流源５９ｄ，５９ｍとトランジスタ５９ｆ，５９ｇ，５９ｈ，５９ｉ，５９ｎは比較器を構成しており、ＰＮＰトランジスタ５９ｆのベースがマイナス入力、ＰＮＰトランジスタ５９ｈのベースがプラス入力、トランジスタ５９ｎのコレクタが出力となっている。また、入力Ｖramp，Ｖdiv はダイオードスイッチを構成するＰＮＰトランジスタ
５９ｂ，５９ｃのベースに接続されている。ダイオードスイッチは２つのトランジスタのうちベース電圧の低い方が導通となり、ベース電圧の高い方が非導通となる。このため、比較器のマイナス入力であるＰＮＰトランジスタ５９ｆのベース電圧はトランジスタ５９ｂ，５９ｃのベース電圧のうちどちらか低い方の電圧にトランジスタのベース・エミッタ間電圧が加算された値となる。また、もう一方の入力ＶoscはＰＮＰトランジスタ５９ｋのベースに接続され、入力電圧Ｖoscにベース・エミッタ間電圧が加算され電圧が比較器のプラス入力となる。以上から、入力Ｖramp，Ｖdivのうちどちらか低い方の電圧と、Ｖoscの電圧を比較した結果が出力される。また、Ｖosc は三角波状波形であり、出力にはパルス幅変調波が表れる。
【００２４】
図１の電圧調整器１３において、電源回路６０は他の回路に電源（ＶＣＣ）を供給する回路である。バッファアンプ５４は、電圧検出回路５３により発電電圧を抵抗器５３ａ，５３ｂにより分圧した電圧Ｖbdを出力する。偏差信号出力回路５５は、増幅器５５ａ，抵抗５５ｂ，５５ｃからなる反転増幅回路で、前記バッファアンプ５４の出力Ｖbdと基準電圧Ｖref との偏差信号電圧を出力する。偏差信号電圧Ｖdiv は次式により表される。
【００２５】
【数６】
Ｖdiv＝｛(Ｖref−Ｖbd)×(Ｒ５５ｃ／Ｒ５５ｂ)}＋Ｖref
偏差信号出力回路５５からの偏差信号は電圧加算回路５６に入力され加算電圧ΔＶａを前記偏差信号電圧に加算した電圧Ｖadとして出力される。電圧加算回路５６の定電流源５６ａ，トランジスタ５６ｂ，５６ｅからなるバッファ回路は、偏差信号電圧Ｖdiv とトランジスタ５６ｅのエミッタ電圧が等しくなるように動作する。
【００２６】
従って、抵抗５６ｆには偏差信号電圧Ｖdiv と電源５６ｇの電圧Ｖ１の電位差による電流Ｉｓが発生する。この電流Ｉｓは電源電圧ＶＣＣから抵抗５６ｃ，トランジスタ５６ｄのエミッタ・コレクタ、トランジスタ５６ｅのコレクタ・エミッタ、抵抗５６ｆを介して電源５６ｇに流れる。
【００２７】
また、トランジスタ５６ｄ，５６ｉはエミッタサイズが同一でベースが共に接続され、かつ抵抗５６ｃと５６ｈが同じ値であるので、前記電流Ｉｓと同じ値の電流が電源ＶＣＣからトランジスタ５６ｉのエミッタ・コレクタ、抵抗５６ｊを介して偏差信号出力線へ流れ込む。以上から加算電圧ΔＶａは次式により算出される。
【００２８】
【数７】
ΔＶａ＝(Ｖdiv−Ｖ１)×(Ｒ５６ｊ／Ｒ５６ｆ)
ＣＣ＝５Ｖ Ｖ１＝１Ｖ Ｒ５６ｊ＝３０ｋΩ Ｒ５６ｆ＝５０ｋΩに設定した場合の、偏差信号電圧Ｖdiv に対する電圧加算回路の出力は図９のような特性となる。
【００２９】
前記電圧加算回路５６の出力電圧Ｖadは、さらに前記界磁巻線１２の時定数より長い時間で偏差信号電圧に応答する積分回路５７に入力される。比較器５９は、前記積分回路の出力電圧Ｖrampと前記偏差信号電圧Ｖdiv のうちどちらか低い方と、予め決められた電圧領域内で一定周期で変化する三角波発生回路５８の出力電圧とを比較した結果をパルス幅変調波として出力する。前記パルス幅変調波は界磁巻線１２に直列に接続されたパワーＭＯＳトランジスタ１５に入力される。
【００３０】
ここで、図５の(ａ)(ｈ)により定常時、あるいは負荷投入時の各出力端子電圧信号の応答について説明する。バッテリ２の端子電圧（ｂ) が安定している定常時は、偏差信号出力回路５５の出力である偏差信号電圧Ｖdiv（ｅ)が安定しているので、電圧加算回路５６の出力電圧Ｖadも偏差信号に所定量ΔＶａが加算された値で安定している。従って、積分回路５７の入力電圧(Ｖdiv＋ΔＶａ）と積分電圧Ｖramp（ｄ）は等しい値となっている。また、パワーＭＯＳトランジスタ
１５は、積分回路５７の出力電圧である積分電圧Ｖramp（ｄ）と偏差信号出力回路５５の出力である偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）のうちどちらか低い方と波形発生回路５８の出力電圧を比較した結果により制御される。このため、定常時は偏差信号電圧Ｖdiv（ｅ）により界磁電流ＩＦは制御されるようになる。
【００３１】
また、時間ｔ０において容量の大きい車両電気負荷（ａ）が投入されバッテリ２の端子電圧（ｂ）が低下すると偏差信号出力回路５５の出力である偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）は即座に増加するため、電圧加算回路５６も即座に偏差信号電圧にΔＶａを加算した値を出力する。
【００３２】
ここで、積分回路５７の出力電圧は積分回路の時定数で定常状態の電圧から電圧加算回路５６の出力電圧と同じ値に到達するまで上昇する。一方、偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）は負荷投入により瞬時に増加するので、パワーＭＯＳトランジスタ１５は積分回路５７の出力である積分電圧Ｖramp（ｄ）により制御され界磁電流ＩＦは(ｇ)のようにゆっくりと増加する。
【００３３】
図６（図５の時間軸を拡大したもの）で、三角波発生回路５８の出力である三角波状電圧Ｖosc(ｃ）と、積分回路５７の積分出力Ｖramp（ｄ）と、偏差信号出力回路５５の偏差信号電圧出力Ｖdiv(ｅ）により負荷投入時及び遮断時にパワーＭＯＳトランジスタ１５のオンデューティーが変化する状態をパワーＭＯＳトランジスタのドレイン電圧（ｆ）により示す（ドレイン電圧がローレベルの時、パワーＭＯＳトランジスタは導通状態、ドレイン電圧がハイレベルの時、パワー
ＭＯＳトランジスタは遮断状態）。時間ｔ０において、容量の大きい車両用電気負荷（ａ）が投入されると偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）は即座に上昇し、電圧加算回路５６により偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）に所定の電圧ΔＶａを加算した電圧も即座に上昇する。積分回路５７の積分出力Ｖramp（ｄ）は負荷投入前の値から積分回路の時定数でゆっくり増加する。
【００３４】
ここで、パワーＭＯＳトランジスタ１５は偏差信号電圧もしくは積分電圧の内のどちらか低い電圧値と三角波発生回路５８の出力とを比較した信号により駆動されるため、パワーＭＯＳトランジスタ１５のオンデューティーは時間ｔ０で電位差ΔＶａ（定常状態での偏差信号電圧と積分電圧の電位差）の変化分だけ急激に増加し、その後積分回路の時定数でゆっくり増加する。次に、時間ｔ２において容量の小さい負荷が投入された場合には電位差ΔＶａによるパワーＭＯＳトランジスタ１５のオンデューティーの急激な増加分による発電機の出力電流の瞬時増加分により車両電気負荷の電流を供給可能となり徐励制御は動作しない。また、発電機の出力電流の瞬時増加分は電位差ΔＶａにより調整することが可能であり、徐励制御の負荷容量選別が可能である。
【００３５】
しかし、車両に搭載される負荷容量やバッテリ容量等により、発電機は様々な出力電流容量のものが存在する。一般的に、排気量の小さい大衆車では出力電流容量の小さい発電機（例えば７０Ａ）が、排気量の大きい高級車では出力電流容量の大きい発電機（例えば１２０Ａ）が採用されている。図７に発電電流容量の異なる発電機の低回転時出力特性を示す。図７によれば、徐励制御開始前に一旦発電電流を１０Ａ即座に増加させるために必要な界磁電流の増加量は一定ではなく、負荷投入前の出力電流に比例して増加する特性であることが分かる。また、出力電流容量が異なる発電機では、界磁巻線に流れる界磁電流が同じ値でも発電機の発電電流は大きく異なり、発電電流が１０Ａから２０Ａまで増加するために必要な界磁電流の増加量は図中Ａ，Ｂとなる。
【００３６】
本発明では、負荷投入時の徐励制御開始前に一旦即座に増加させる発電電流を発電機の発電電流容量によらずほぼ一定とする。図８は上記を達成するために、発電電流容量の異なる発電機において負荷投入直後に発電電流を１０Ａ増加させるために必要な界磁電流増加量と負荷投入前の界磁電流の関係を測定した結果を示す。
【００３７】
発電電流が少ない領域（図７▲１▼）では界磁電流と出力電流はほぼ比例特性にあるが、発電電流が多い領域（図７▲２▼）では界磁電流を増加しても、発電機の発電電流が飽和点に近ずいているため出力は発電電流の少ない領域よりも増加しない。このため、負荷投入前の界磁電流に対する、負荷投入直後で且つ徐励制御開始前に一旦即座に増加させる界磁電流増加量を図８のように設定することにより、発電機の発電電流の状態によらず徐励制御開始前に一旦即座に増加させる発電電流をほぼ一定値にすることが可能となる。
【００３８】
また、ある出力電流を得るために必要な界磁電流は、発電電流容量が大きい発電機ほど少ない値となるので、徐励制御開始前に一旦即座に増加させる界磁電流量は発電電流容量の大きい発電機ほど少なくなるように動作する。従って、徐励制御開始前に一旦即座に増加させる発電電流を発電機の発電電流容量によらず、ほぼ一定値にすることが可能となる。以上から、電圧加算回路５６の加算電圧
ΔＶａは図８の界磁電流増加量特性を達成するように調整されている。
【００３９】
なお、上記実施例では図７のように回転数を一定にして定格出力で比較したものを示したが、定格出力を一定として回転数で比較しても同等である。
【００４０】
【発明の効果】
本発明では、発電電力容量の異なる発電機において同一の制御装置を使用しても、負荷投入時、発電電流を徐々に増加させる徐励機能動作前に一旦、即座に応答する出力電流はほぼ同じ値となり、バッテリの電圧落ち込み量を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例である車両用充電発電機の構成図。
【図２】図１の波形発生回路５８の内部回路図。
【図３】図１の積分回路５７の内部回路図。
【図４】図１の比較器５９の内部回路。
【図５】図１における電気負荷と各端子の動作波形。
【図６】図５における時間縮小図。
【図７】発電機の出力特性比較図。
【図８】界磁電流増加量特性図。
【図９】電圧加算回路の出力特性図。
【符号の説明】
１…発電機、２…バッテリ、３ａ〜３ｃ…スイッチ、４ａ〜４ｃ…電気負荷、１０ａ〜１０ｂ…電機子巻線、１１…整流器、１２…界磁巻線、１３…電圧調整器、１４…フライホイールダイオード、１５…パワーＭＯＳトランジスタ、５３…電圧検出回路、５４…バッファ、５５…偏差信号出力回路、５６…電圧加算回路、５７…積分回路、５８…波形発生回路、５９…比較器、６０…電源回路。
Claims (1)
- エンジンの回転により駆動され、界磁電流が供給されて回転磁界を発生する界磁巻線と、前記回転磁界を受けて電流を発生し整流器を介してバッテリを充電する電機子巻線とを有する車両用充電発電機に備えられ、
電気負荷投入時、前記界磁電流を徐々に増加させる徐励制御機能と、
電気負荷投入直後でかつ前記徐励制御の開始前に前記界磁電流を所定量増加させ、前記バッテリの電圧の落ち込みを低減する機能とを有する制御装置であって、
前記バッテリの電圧又は前記整流器の電圧と基準電圧とを比較して偏差信号出力を得る回路と、
前記偏差信号出力に加算電圧を加算する回路と、
前記偏差信号出力に前記加算電圧を加算した値の積分出力を得る回路と、
前記偏差信号出力と前記積分出力の低い方を前記界磁電流の制御用のパワースイッチの制御信号として選択する回路とを具備しており、
前記偏差信号出力に前記加算電圧を加算する回路は、
所定の電圧値を出力する電源と、
前記偏差信号出力と前記所定の電圧値との電位差を発生させる回路と、
電気負荷投入直後でかつ前記徐励制御の開始前に増加する前記界磁電流が、電気負荷投入前の前記界磁電流に比例して増加するように、前記電位差に基づいて、前記偏差信号出力に比例した前記加算電圧を発生させる回路とを備え、
前記加算電圧を前記偏差信号出力に加算して出力する
ことを特徴とする車両用充電発電機の制御装置。
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