JP3035919B2

JP3035919B2 - 車両の充電制御装置

Info

Publication number: JP3035919B2
Application number: JP01105541A
Authority: JP
Inventors: 豪俊加藤; 徹青山; 浩司柴田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1988-04-26
Filing date: 1989-04-25
Publication date: 2000-04-24
Anticipated expiration: 2015-04-24
Also published as: DE68920189T2; EP0339576A2; JPH0232726A; EP0339576A3; EP0339576B1; DE68920189D1

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は車両用発電機の発電を制御する車両の充電制
御装置において、特に電気的負荷が発電機に加えられた
時に、界磁電流の増加速度を制御するよう界磁電流を制
御するものである。

〔従来の技術〕

従来、特開昭59−83600号公報に示す充電制御装置に
おいては、大きな電気的負荷が加えられた時、発電機の
出力電圧が所定値（0.5〔Ｖ〕）低下することを検出
し、この検出に対応して、電気的負荷が加えられる前の
界磁巻線に流れていた電流の導通率から徐々に導通率を
上昇させている。

そして、界磁電流をゆっくりと増加させることで、発
電機のエンジンに対する負荷が、ゆっくりとエンジンに
加えられることで、エンジンの振動又は失速を阻止する
ことができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来の充電制御装置にあっては、界磁巻線に流れる電
流の平均導通率を検出するための第１のコンデンサと、
この第１のコンデンサの電荷を、発電機の出力電圧の低
下を検出した時に移行させる第２のコンデンサとが必要
となり、この第２のコンデンサの充電電圧を抵抗を介し
て放電させることで、三角波波形と比較し、徐々に増加
させる信号を出力するようにしている。

つまり、徐々に増加させる時間は、第２のコンデンサ
の容量と抵抗の時定数で決まるため、数秒程度の時定数
を得ようとすると、第２のコンデンサの容量は所定以上
の値（１μＦ程度）を必要とする。

また、第１のコンデンサの容量は、第１のコンデンサ
の電荷を第２のコンデンサに移行させる必要があるた
め、第２のコンデンサの容量の十倍程度必要となる。

よって、第1,第２のコンデンサが容量の高いものを必
要とし、大型化となってしまう。しいては、上記容量の
コンデンサは、セラミックコンデンサでは困難となり、
他の制御回路と共にハイブリッドICとすることができな
くなってしまう。

さらに、上記従来のものでは、電気的負荷が加えられ
たことを知るために、発電機の出力電圧の低下を検出す
るために、コンデンサ，抵抗および比較器からなる比較
手段を必要とし、大型化となってしまう。

そこで、本発明では、制御装置を大型化することな
く、エンジンの振動又は失速を防止することができる車
両の充電制御装置を得ることを目的としている。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明の充電制御装置に
おいては、導通率検出手段の導通率の信号よりも所定値
大きい最大信号を出力する最大信号発生装置と、この最
大信号の出力の間、比較手段を作動可能としたものであ
る。

さらに、最大信号発生装置における所定値は導通率検
出手段で検出した導通率が高くなるにつれて大きくする
とよい。

〔作用〕

上述した如く、最大信号発生装置の最大信号に応じ
て、比較手段を作動可能とすることで、スイッチ手段の
導通率を所定値上昇させた後、徐々に上昇させることが
できる。

また、最大信号発生装置における所定値は、導通率検
出手段で検出した導通率が高くなるにつれて、大きくす
ることで、導通率に応じエンジンに対して負担を少なく
しつつ、バッテリの充電を速く行なうことができる。

〔発明の効果〕

本発明は、以上説明したように構成されているので、
以下に記載されるような効果を奏する。

スイッチ手段の導通率を所定値上昇させた後、徐々に
上昇させることで、エンジンの振動又は失速等を防止
し、かつ徐々に上昇する時間を少なくして、バッテリの
放電を極力押さえることができるという優れた効果があ
る。

また、本発明では、導通率の所定値の増加にて、電気
負荷の投入およびレーシング時を検出して、確実にエン
ジンへの急激なトルクの増加を防止できる。

さらに、導通率の所定値の増加で、電気負荷の投入を
検出するようにしているので、回転数に応じた大きさの
電気負荷が検出でき、しいてはバッテリの充電収支を向
上させることもできる。

また、電流検出手段によって検出された信号が設定値
になるまで、界磁電流を徐々に増加させることで、上記
設定以上になった時には、急激に界磁電流を増加させ
て、速やかにバッテリを充電することができる。

〔実施例〕

以下本発明を図に示す実施例について説明する。第１
図に示す第１実施例において、１は車両用交流発電機で
あり、この発電機１は、Ｙ結線された３相の固定子巻線
1a,エンジン３により回転駆動される界磁巻線1bおよび
固定子巻線1aに出力される交流出力を全波整流する整流
器1cとからなる。発電機１は、周知のように、エンジン
３の回転速度により、高速でベルト及びプーリにより駆
動される。

２はバッテリであり、一端が全波整流器1cに接続され
ている。４はキースイッチ、５は電気負荷６をバッテリ
２と接続するための切り換えスイッチである。

７は制御回路であり、この制御回路７は発電機１の界
磁巻線1bに流れる界磁電流を制御するものであり、例え
ば、米国特許第3538361号および米国特許第4419597号に
示す周知の如く、車両用交流発電機１上に組み付けられ
ている。

次に、制御回路７について詳細４に説明する。出力ト
ランジスタ８は、界磁巻線1bに直列接続されたスイッチ
手段であり、界磁巻線1bに流れる電流を制御するもので
ある。

９はこの出力トランジスタ８を制御する比較手段をな
す比較器である。

10は発電機１の整流器1cに接続され、発電機１の出力
電圧を検出する電圧検出回路であり、第1,第２の抵抗10
a,10bとからなる。そして、これら第1,第２の抵抗10a,1
0bとの間（点）が、比較器９の（−）側入力に接続さ
れている。

11は定電圧電源12の定電圧V_C1を第3,第４の抵抗11a,1
1bで分圧した基準電圧回路である。また、これら第3,第
４の抵抗11a,11bとの間（点）が、比較器９の（＋）
側入力に接続されている。

13は界磁巻線1bと出力トランジスタ８との間と接続さ
れた平均導通率検出回路である。この導通率検出回路13
は、定電圧電圧12と接地との間に接続された、第５の抵
抗13a,NAND回路13b,第６の抵抗13cおよびコンデンサ13d
の直列回路と、第５の抵抗13aと、界磁巻線1bと出力ト
ランジスタ８との間に接続されたダイオード13eとから
構成される。

そして、この平均導通率検出回路13は、出力トランジ
スタ８が導通している時には、ダイオード13eとNAND回
路13bとの間は、低レベルとなり、この低レベルによ
り、NAND回路13bの出力は高レベルとなる。従って、定
電圧電源12の電圧により、第６の抵抗13cを介してコン
デンサ13dを充電する。

一方、出力トランジスタ８が遮断している時には、ダ
イオード13eとNAND回路13bとの間は、高レベルとなり、
コンデンサ13dに充電された充電電圧は、第６の抵抗13
c,NAND回路13bを介して放電される。

ここで、第６の抵抗13cは約１（ＭΩ），コンデンサ1
3dは約0.2（μＦ）としてあり、第６の抵抗13cとコンデ
ンサ13dとの時定数を約200（msec）としてある。

従って、約200（msec）の間に、出力トランジスタ８
の導通，遮断によるコンデンサ13dの充電，放電によ
り、コンデンサ13dに充電される電圧が、出力トランジ
スタ８の平均導通率として対応することができる。

14は最大信号発生装置であり、比較器15と三角波発生
回路16とからなる。この比較器15の（−）側入力はコン
デンサ13dに、（＋）側入力は三角波発生回路16に接続
されている。

この三角波発生回路16は第２図に示す如く、定電圧電
源12（V_C1）に接続された端子ａと負電圧電源（−V_C2）
の端子ｃとの間に定電流源16aおよびコンデンサ16gが直
列接続されている。これら定電流源16aとコンデンサ16g
と並列に、第１の抵抗（抵抗値R₁とする）16bおよび第
２の抵抗（抵抗値R₃とする）16fが接続されている。比
較器16eは（＋）側入力が第1,第２の抵抗16b,16fとの
間、（−）側入力が定電流源16aとコンデンサ16gとの間
にそれぞれ接続されている。また、比較器16eの出力側
と（＋）側入力との間には、第３の抵抗（抵抗値R₂とす
る）16cおよびダイオード16dが接続されている。コンデ
ンサ16gの両端には、第４の抵抗16i（トランジスタ16j
の保護のため）およびトランジスタ16jが接続され、こ
のトランジスタ16jのベースと比較器16eの出力側との間
にはインバータ16hが接続されている。そして、端子ｂ
が比較器15の（＋）側入力に接続されるものである。

そして、三角波発生回路16は、第４図（ａ）に示す如
く、三角波を発生する。この三角波は最大値（ここで、である），（ここで、ｉは定電流源16aの一定電流値,Cはコンデン
サ16gの容量,V＝V_PH−V_PLである。）となる。

そして、最小値V_PLは、定電圧V_C1の1/10の値としてい
る。これについては、後で述べることとする。また、周
期Ｔは20msecに設定している。

17は許可制御回路であり、基準電圧回路11の第４の抵
抗11bと並列接続された第１の抵抗17aとトランジスタ17
bとからなる。このトランジスタ17bのベースは第２の抵
抗17cを介して、比較器15の出力側に接続されている。

18は初期励磁回路であり、端子Ｐ（固定子巻線1aの一
相）と、平均導通率検出回路13の第６の抵抗13cとコン
デンサ13dとの間に接続されている。この初期励磁回路1
8は、第３図に示す如く、Ｐ端子に接続され、Ｐ端子に
発生する電圧を検出するためのダイオード18a,第1,第２
の抵抗18b,18e,第２の抵抗18eに接続されたツェナーダ
イオード18cおよびコンデンサ18dとからなる。

比較器18hの（−）側入力は第３の抵抗18fを介して定
電圧電源V_C1に、（＋）側入力は第1,第２の抵抗18b,18e
間にそれぞれ接続されている。また、出力側は、第4,第
５の抵抗18i,18jを介して定電圧電源V_C1に接続されてい
る。さらに、NPN型トランジスタ18hは、エミッタが第６
の抵抗13cとコンデンサ13dとの間に、ベースが第4,第５
の抵抗18i,18jとの間に、コレクタが接地にそれぞれ接
続されている。

また、100はアイドル回転数制御装置であり、エンジ
ン３の回転数を、ある範囲内に制御するものである。

次に、上記構成において、その作動を説明する。ま
ず、キースイッチ４の投入時には、発電機１はまだ発電
しておらず、第３図に示す比較器18hの（＋）側入力に
は電圧が加わらないため、比較器18hは低レベルを出力
する。この出力により、トランジスタ18kは導通し、平
均導通率検出回路13の点の電圧を、第4,第５の抵抗18
i,18jで決定される所定電圧にクランプする。

そして、第４図（ａ）に示す如く、比較器15の（−）
側入力に、実線で示す所定電圧が、（＋）側入力に
は、三角波発生回路16により発生された発生された一点
鎖線で示す三角波が入力される。所定電圧が三角波
よりも大きい間に、比較器15は低レベルを出力して、許
可制御回路17のトランジスタ17bを遮断する。このトラ
ンジスタ17bの遮断により、点の電位は上昇する。

比較器９は、点の電位と点の電位を比較するもの
で、発電機１の出力電圧が14.5〔Ｖ〕以上の時に、比較
器９が低レベルを出すようにしている。そして、キース
イッチ４の投入時には、出力電圧（バッテリ電圧）は小
さいため、点の電位が高く、比較器９は高レベルを出
力し、出力トランジスタ８を導通させる。この出力トラ
ンジスタ８の導通により、界磁巻線1bに電流が流れて、
固定子巻線1aは交流出力を出し、発電機１が発電を始め
る。

一方、所定電圧が三角波の電圧よりも小さい間で
は、比較器15が高レベルを出力して、トランジスタ17b
を導通させることで、点の電位は下がる。

通常のバッテリ２の状態では、点の電位が点の電
位よりも高くなり、比較器９を介して、出力トランジス
タ８を遮断する。

従って、比較器15の出力（高レベル，低レベル）に応
じて、出力トランジスタ８が導通，遮断を繰り返すこと
となる。一般に、トランジスタ８の導通，遮断は20％の
導通率で行なうようにしている。つまり、発電機１の初
期状態では、初期励磁回路18の所定電圧で導通率が決定
されることとなる。

そして、出力トランジスタ８を20％の導通率で制御し
ている間、発電機１の出力電圧が上昇し、Ｐ端子に所定
値以上の電圧が印加されると、第３図の初期励磁回路18
に示す如く、比較器18hが高レベルを出力して、トラン
ジスタ18kを遮断する。従って、点の電位は、初期励
磁回路18の所定電圧でなく、コンデンサ13dの電位で決
定されることとなる。

次に、第４図で示す時間t₁〜t₂の間における一定の軽
負荷状態について説明する。

一般にエンジン３がアイドル状態においては、出力ト
ランジスタ８の導通率は、バッテリ２に印加される常用
負荷との関係で、30％程度で安定しているとする。

平均導通率検出回路13は、出力トランジスタ８が導通
の時に、定電圧電源12からNAND回路13bおよび第６の抵
抗13cを介して、コンデンサ13dを充電し、一方出力トラ
ンジスタ８が遮断の時に、コンデンサ13dの充電電圧が
第６の抵抗13cおよびNAND回路13bを介して放電される。
つまり、出力トランジスタ８の導通率に応じて、コンデ
ンサ13dの充電電圧が決定される。例えば、出力トラン
ジスタ８が100％の導通率であれば、コンデンサ13dは定
電圧電源12の電圧V_C1に、出力トランジスタ８が０％の
導通率であれば、コンデンサ13dの充電電圧は０〔Ｖ〕
となる。そして、コンデンサ13dの充電電圧が、比較器1
5の（−）側入力に印加されることとなる。

第４図（ａ）に示す如く、三角波の最小値は、負と
なっており、コンデンサ13dの充電電圧が０〔Ｖ〕の状
態では、比較器15は、低レベルを所定値（10％程度）出
力することとなる。つまり、第４図（ｃ）に示す如く、
出力トランジスタ８の平均導通率が30％の時は、第４図
（ｂ）に示す如く比較器15の出力はトランジスタ17bを4
0％の遮断率となるように制御する。

従って、第４図（ｂ）の高レベルの間（トランジスタ
17bが40％の遮断率で制御されている）に、発電機１の
出力電圧と、所定電圧（14.5〔Ｖ〕）と比較する。

安定した状態では、トランジスタ17bが40％の遮断率
で制御されている間のうち、30％の間は、バッテリ２の
電圧は14.5〔Ｖ〕以下となり、比較器９の出力が高レベ
ルとなり、出力トランジスタ８を導通することとなる。
つまり、出力トランジスタ８が導通率30％で制御され、
バッテリ２の電圧が14.5〔Ｖ〕に制御される。

次に、上記安定状態において、第１図に示す電気的負
荷６が投入された状態を、第４図の時間t₂〜t₃の間で説
明する。

トランジスタ17bが40％の遮断率で制御されている間
に、安定状態では、出力トランジスタ８を30％を導通し
た時に点の電位が点の電位よりも高くなるが、電気
的負荷６が投入されると、点の電位は第４図（ｂ）に
示すように高くならず、トランジスタ17bが遮断してい
る間、比較器９が高レベルを出力し、出力トランジスタ
８を導通させる。

つまり、今までは、出力トランジスタ８が30％の導通
率で制御されているのに対し、負荷６の投入により40％
の導通率で制御されることとなる。

そして、出力トランジスタ８が30％の導通率から40％
の導通率に移行する間、平均導通率検出回路13のコンデ
ンサ13dの充電電圧も徐々に増加する（つまり、第６の
抵抗13cとコンデンサ13dとの時定数を200〔msec〕と大
きくしているため）。この充電電圧に応じて、比較器15
の低レベルの出力も、40％から徐々に増加することとな
る。従って、この比較器15によるトランジスタ17bの遮
断率が40％から徐々に増加することで、比較器９の作動
可能な期間および出力トランジスタ８も徐々に増加す
る。

つまり、第４図（ｃ）および第５図に示す如く、負荷
６の投入時に、出力トランジスタ８の導通率は30％から
40％に上昇し、その後実線で示す如く、徐々に導通率10
0％まで上昇することとなる。（この場合においては、
電気負荷６が、導通率を100％まで上昇させる必要があ
る大きなものである。）上記実施例では、導通率40％から100％までを１〔se
c〕で徐々に上昇させるようにしている。

また、平均導通率検出回路13においてコンデンサ13d
の容量値を約0.1〔μＦ〕、第６の抵抗13cとコンデンサ
13dとの時定数を約１〔sec〕すると以下のようになる。

つまり、上記実施例のものでは、第４図（ａ）に示す
如く、三角波発生回路16の周期に応じて、コンデンサ13
dの充放電を繰り返しているため、第６の抵抗13cとコン
デンサ13dとの時定数が約１〔sec〕であるのにもかかわ
らず、導通率40％から100％までを徐々に上昇させ遅延
時間を約３〔sec〕とすることができる。

よって、コンデンサ13dの容量も0.1〔μＦ〕と押さえ
ることができ、チップコンデンサとして、基板上に組み
込み、ハイブリッドICとすることが可能となる。すなわ
ち、制御回路７をハイブリッドICとすることができる。

また、従来、電気負荷増加を検出するための手段，界
磁電流の導通率の検出手段（コンデンサ），導通率を徐
々に上昇させるための積分回路およびパルス幅変調回路
を有しているのに対し、本実施例では、平均導通率検出
回路13（第６の抵抗13cおよびコンデンサ13d）および最
大信号発生装置14（比較器15および三角波発生回路16）
のみで構成することができ、小型化を計ることができ
る。

従って、上記第１実施例では、電気的負荷６が投入さ
れた時は、出力トランジスタ８の導通率（界磁電流）が
急激に上昇せず、徐々に上昇するため、エンジン３にも
ゆっくりと電気的負荷が加えられることになる。つま
り、急激な電気的負荷６の投入によるエンジンの振動，
失速を防止することができる。

また、電気的負荷６の投入の際に、出力トランジスタ
８の導通率を30％から40％に一気に上昇させても、少な
い導通率の上昇のためエンジン３には振動等が起こるこ
とはない。さらに、10％の上昇により、100％の導通率
に上昇させるまでの時間は、数十〔msec〕低減できるた
め、バッテリ２の充電不足を早く補償することができ
る。従って、バッテリ２の上がり防止に大きく貢献でき
る。

また、平均導通率検出回路13で、検出した導通率に対
して、最大信号発生回路14の出力により、許可制御回路
17のトランジスタ17bの遮断率を10％程度上昇させるこ
とは、エンジン３の回転数の変動等により、導通率が少
々変化してもいい様に、幅を持たせることができる利点
もある。

次に、電気的負荷６を加えて、出力トランジスタ８の
導通率を上昇させた後、負荷６を切り離した状態を第４
図に示す時間t₃以後で示す。出力トランジスタ８が100
％の導通率で制御している時（つまり、トランジスタ17
bが100％の遮断率で制御されている）に、負荷６が切り
離されると、急にバッテリ２の電圧が高くなり、同時に
第４図（ｂ）に示す如く点の電位が上がり、比較器９
の出力は低レベルとなり、出力トランジスタ８を遮断す
る。

そして、負荷６が切り離された状態で、バッテリ６の
電圧が14.5〔Ｖ〕以下に下がるまで、出力トランジスタ
８を遮断しつづける。

また、この第１実施例では、許可回路17のトランジス
タ17bを導通している間は、点の電位は下がってい
る。その時の点の電位は、バッテリ２の電圧が12
〔Ｖ〕以下となった時に、点の電位に対して高くなる
ように設定されている。

この12〔Ｖ〕の設定は、バッテリ２に並列に接続され
ている負荷の補償電圧または、バッテリ２の上がりを防
止するための電圧に応じて設定されるものである。

従って、万が一、バッテリ２の電圧が12〔Ｖ〕以下に
なった時には、比較器９を介して出力トランジスタ８を
導通させて、発電機１を発電させてバッテリ２の上がり
を防止するものである。

また、制御回路７は、発電機１に取り付けられている
ため、使用温度が100℃以上にもなり、従来技術のよう
にアップ／ダウンカウンタ等のデジタル回路を使用する
と、デジタル回路中の素子（Mosデバイス等）が熱に弱
く、使用することが非常に難しいが、本実施例ではバイ
ポーラで構成することで100℃以上の使用温度にも耐え
ることが可能である。

また、電気負荷の投入時の場合と同様に、レーシング
時のNe減少時には急激なNe変化による混合気の性状悪化
および燃料カット（スロットル全閉時1500rpm程度まで
排ガス規制，燃費向上の為カット）等により内燃機関の
ストールが発生しやすくなっている。

そこで、本発明では、レーシング時のエンジン回転数
の低下によって、発電機が一定の出力を出そうとする時
の導通率の変化を利用する。

つまり、エンジン回転数が低下する際に、導通率が例
えば、30％から40％に上昇するのとを検出することで、
その後は徐々に導通率を上昇させるため、発電機のトル
クの上昇が徐々にエンジンに印加されるため、レーシン
グ時においても、エンジンストール等の問題も解決でき
る。

また、発電機では、一定の電気負荷が投入された時、
エンジン回転数が低い程、導通率の増加分が大きくな
る。従って、上記実施例では、所定量の導通率（10％）
の増加で、所定量の電気負荷の投入を検出しているた
め、エンジン回転数が高い程、大きな電気負荷を検出す
るようにするため、従来技術の如く、常に同じ大きさの
電気負荷を検出するものに対し、本発明では、エンジン
回転数が高いと、小さな負荷では界磁電流を徐々に制御
する必要がなくなり、バッテリに対して充電収支がアッ
プする。

さらに、アイドル回転数制御装置100が装着されたも
のでは、所定量の導通率の増加後、徐々に界磁電流を増
加しているため、所定量の導通率の増加で、エンジン３
の回転数がわずかに低下することで、アイドル回転数制
御装置100によって、エンジン３の回転数をすぐさま上
昇できるため、従来のものに対し、エンジン３の回転数
が低下している期間が短かく、バッテリ２の放電を早く
回復できる。

次に、第６図に示す第２実施例について説明する。こ
の第２実施例では、第１実施例において平均導通率検出
回路13と最大信号発生装置14との間に、増幅回路20を設
けている。

この増幅回路20は、平均導通率検出回路13のコンデン
サ13dの電圧を、抵抗20a,20bの比により、例えば1.3倍
程度増幅させて、最大信号発生装置14の比較器15の
（−）側入力に入力する。

この第２実施例では、増幅回路20により、平均導通率
検出回路13にて検出した平均導通率に対して、許可回路
17のトランジスタ17bの遮断率との相対差が、第７図に
示す如く平均導通率が高くなるにつれて、大きくなるも
のである。

従って、平均導通率が小さい間は、電気的負荷６が加
えられた時に、第５図に示す負荷投入時に立ち上がる導
通率（第７図で示す相対差）が小さく、一方、平均導通
率が大きい間は、立ち上がる導通率は大きくなる。

つまり、平均導通率が小さい時には、発電機１による
エンジン３のトルクが小さく、負荷投入時に、導通率が
小さい時に大幅に導通率を上昇させるとエンジン３の振
動が生じやすく、一方、平均導通率が大きい時には、大
幅に導通率を上昇させてもエンジン３の振動は生じない
ことが判明した。

そのため、第２実施例では、平均導通率が高い場合に
は、大幅に導通率を上昇させることで界磁電流を徐々に
上昇させる時間を短縮することができ、バッテリ２の電
圧低下を最小限に押さえることができる。

第８図に示す第３実施例においては、第２の基準電圧
回路21,比較器22およびAND回路23を有している。このAN
D回路23は、一端の入力に最大信号発生回路14の比較器1
5の出力側に、他端に比較器22の出力側にそれぞれ接続
されている。

このものでは、平均導通率検出回路13にて、平均導通
率が80％以上の時には比較器22が高レベルを出力して、
AND回路23に入力するものである。

すなわち、このAND回路23の出力により、平均導通率
が80％以上の時は、常に許可回路17のトランジスタ17b
を遮断させるものである。

従って、電気的負荷６が加えられ、出力トランジスタ
８の導通率が徐々に増加し、平均導通率が80％以上にな
ると、その後は第５図の波線で示す如く、導通率が一気
に100％となるものであり、徐々に増加する時間を短縮
でき、バッテリ２の充電不足を補償できる。

また、第２実施例においても、詳述したように平均導
通率が80％から100％に一気に上昇させても、エンジン
は高トルクとなっており、エンジン３にとっては特に問
題とならない。

次に、第９図に示す第４実施例について説明する。こ
の第４実施例では、出力トランジスタ８と比較器９との
間にAND回路24を設ける。このAND回路24は、一端の入力
側に比較器９の出力側が接続され、他端の入力側に最大
信号発生回路14の比較器15の出力側にインバータ25を介
して、接続されている。

つまり、第１ないし第３実施例では、最大信号発生回
路14の出力に応じて、点の電位をトランジスタ17bに
よって変化させていたが、その代わりに、比較器９とイ
ンバータ25の出力が共に高レベルを出力した時に、出力
トランジスタ８を導通させるようにしたものである。

なお、上述した実施例において、発電機１の回転数が
所定値（例えば、3000〔rpm〕）以下の時のみ、界磁電
流を徐々に増すようにしてもよい。すなわち、エンジン
３の回転が発電機のトルクに対し不安定となる低回転域
のみ、上述の如く行なえばバッテリ２の充電収支に対し
てさらに向上することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明車両の充電制御装置の第１実施例を示す
電気回路図、第２図は第１実施例における三角波発生回
路を示す電気回路図、第３図は第１実施例における初期
励磁回路を示す電気回路図、第４図は各部における電圧
波形を示す波形図、第５図は負荷が加えられた時の導通
率を示す特性図、第６図は本発明車両の充電制御装置の
第２実施例を示す電気回路図、第７図は第２実施例にお
ける平均導通率に対する相対差を示す特性図、第８図お
よび第９図はそれぞれ本発明車両の充電制御装置の第3,
第４実施例を示す電気回路図である。１……車両用交流発電機,1a……固定子巻線,1b……界磁
巻線,1c……全波整流器,2……バッテリ,3……エンジン,
6……電気的負荷,7……制御回路,8……出力トランジス
タ,9……比較器,10……電圧検出回路,11……基準電圧回
路,13……平均導通率検出回路,14……最大信号発生回
路,17……許可回路,24……許可回路をなすAND回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭59−83600（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02J 7/14 - 7/24

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】固定子巻線（1a）および界磁巻線（1b）を
有し、バッテリ（２）を充電するための車両用発電機
（１）と、前記界磁巻線に直列接続されたスイッチ手段（８）と、このスイッチ手段の導通率の関数としての大きさの信号
を検出する導通率検出手段（13）と、この導通率検出手段の導通率の信号よりも所定値大きい
最大信号を出力する最大信号発生装置（14）と、前記発電機の出力電圧を入力し、この出力電圧と所定電
圧とを比較し、前記スイッチ手段を制御する比較手段
（９）と、この比較手段の出力を前記最大信号発生装置の最大信号
に応じて作動可能とする許可制御回路（17、24）とを備
えた車両の充電制御装置。
【請求項２】前記最大信号発生装置の前記所定値は、前
記導通率検出手段で検出した導通率が高くなるにつれ
て、大きくすることを特徴とする請求項１記載の車両の
充電制御装置。
【請求項３】固定子巻線（1a）および界磁巻線（1b）を
有し、エンジン（３）によって駆動されるバッテリ
（２）を充電する車両用発電機（１）と、前記界磁巻線に流れる電流を制御するスイッチ手段
（８）と、前記バッテリの電圧を検出し、この電圧を所定値に維持
するように、前記スイッチ手段を制御する電圧応答手段
（９）とを備えた車両の充電制御装置において、前記車両用発電機に電気負荷が加えられたことを検出す
る負荷検出手段と、前記車両用発電機に電気負荷が加えられた後に前記スイ
ッチ手段を制御して界磁電流を所定の最大値に制限する
手段であって、前記最大値を、前記電気負荷の投入の際
の界磁電流よりも所定量大きく設定し、その後、徐々に
増加させる界磁電流制御手段とを備えた車両の充電制御
装置。
【請求項４】前記負荷検出手段は、前記電圧応答手段に
より前記バッテリの電圧が前記所定値に維持されないこ
とをもって前記車両用発電機に電気負荷が加えられたこ
とを検出するよう構成されており、前記界磁電流制御手
段は前記電圧応答手段と共同して、電気負荷が加えられ
た後に界磁電流を所定量大きくさせた後、その値からさ
らに徐々に増加させることを特徴とする請求項３記載の
車両の充電制御装置。
【請求項５】固定子巻線および界磁巻線を有し、エンジ
ンによって駆動され、バッテリを充電する車両用交流発
電機と、前記界磁巻線に直列に接続されたスイッチ手段と、前記バッテリの電圧を検出し、このバッテリ電圧を所望
の値に維持するように、前記スイッチ手段をON、OFF制
御し、前記界磁巻線に流れる電流を調節する電圧制御手
段と、前記スイッチ手段に接続され、ON、OFF状態に対応し
て、充放電を繰り返し、前記スイッチ手段の導通率の関
数としての大きさの信号を検出するための抵抗およびコ
ンデンサを有する積分回路と、この積分回路で得た前記スイッチ手段のONの導通率より
所定値大きいON期間の信号を出力する最大信号発生装置
と、この最大信号発生装置のON期間の信号に応答して、前記
電圧制御手段の作動を許可する許可手段とを備えた車両
の充電制御装置。
【請求項６】前記最大信号発生装置は、一端に前記積分
回路のコンデンサの電圧が入力され、他端には、三角波
発生回路の三角波が入力される比較手段からなり、この
比較手段は前記スイッチ手段のONの導通率よりも所定値
大きいONの導通率を有する矩形波を出力することを特徴
とする請求項５記載の車両の充電制御装置。
【請求項７】前記許可手段は、前記交流発電機が所定回
転数以下の場合のみ、作動可能であることを特徴とする
請求項６記載の車両の充電制御装置。
【請求項８】固定子巻線および界磁巻線を有し、バッテ
リを充電するための車両用発電機と、前記界磁巻線に直列接続されたスイッチ手段と、前記発電機の出力電圧を入力し、この出力電圧と所定電
圧とを比較し、前記スイッチ手段を制御する比較手段
と、前記スイッチ手段の導通率の関数としての大きさの信号
を検出する積分回路と、この積分回路で検出した信号よりも所定値大きい最大信
号を出力する最大信号発生装置と、前記比較手段の出力を前記最大信号発生装置の最大信号
に応じて作動可能とする許可制御回路とを備えた車両の
充電制御装置。
【請求項９】前記最大信号発生装置は、一端に前記積分
回路の信号、他端に三角波発生回路（16）の三角波が入
力される比較手段（15）からなり、この比較手段は、前
記積分回路で得た前記スイッチ手段の導通率よりも所定
値大きい矩形波を出力することを特徴とする請求項８記
載の車両の充電制御装置。