JP2003189500A - 車両用充電発電機の制御装置 - Google Patents
車両用充電発電機の制御装置Info
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- H02J7/16—Regulation of the charging current or voltage by variation of field
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- H—ELECTRICITY
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
- H02P9/14—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field
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- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】発電機の発電電力は車両により大小様々なもの
が採用されており、同一の制御装置では即座に応答でき
る出力電流は発電機によりまちまちであった。 【解決手段】発電電力の異なる発電機の界磁巻線に流れ
る界磁電流と発電機の出力電流の関係に着目し、負荷投
入時、界磁電流の増加速度を抑制する前に、一旦即座に
増加できる界磁電流増加量を負荷投入前の界磁電流に比
例した値とすることにより上記課題を解決した。 【効果】同一の制御装置を使用しても車両電気負荷投入
時のバッテリ電圧落ち込み量をほぼ同一レベルまで低減
できる。
が採用されており、同一の制御装置では即座に応答でき
る出力電流は発電機によりまちまちであった。 【解決手段】発電電力の異なる発電機の界磁巻線に流れ
る界磁電流と発電機の出力電流の関係に着目し、負荷投
入時、界磁電流の増加速度を抑制する前に、一旦即座に
増加できる界磁電流増加量を負荷投入前の界磁電流に比
例した値とすることにより上記課題を解決した。 【効果】同一の制御装置を使用しても車両電気負荷投入
時のバッテリ電圧落ち込み量をほぼ同一レベルまで低減
できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は車両用充電発電機の
制御装置に係り、特に負荷変動の大きい内燃機関によっ
て駆動されるに最適な車両用充電発電機の制御装置に関
する。
制御装置に係り、特に負荷変動の大きい内燃機関によっ
て駆動されるに最適な車両用充電発電機の制御装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】自動車にはランプ類及びアクチュエータ
類の電気的負荷に電力を供給するためのバッテリ及び、
該バッテリに充電するための充電発電機が搭載されてい
る。この種発電機は一般的に誘導子型交流発電機で、エ
ンジンが発生する駆動トルクの回転力を利用して回転界
磁巻線を励磁し、この界磁巻線の励磁力により発生する
バッテリの充電電圧を所定値に維持するように電圧制御
装置により制御されている。
類の電気的負荷に電力を供給するためのバッテリ及び、
該バッテリに充電するための充電発電機が搭載されてい
る。この種発電機は一般的に誘導子型交流発電機で、エ
ンジンが発生する駆動トルクの回転力を利用して回転界
磁巻線を励磁し、この界磁巻線の励磁力により発生する
バッテリの充電電圧を所定値に維持するように電圧制御
装置により制御されている。
【０００３】しかしながら、一般にランプスイッチ等を
入れることにより電気的負荷が大きくなると、発電量も
その分だけ上げる必要があるので発電機の界磁巻線に流
れる電流も急激に大きくなるように制御される。結果的
には発電機の仕事量が増えるため発電機発生トルクも大
きくなる。従って、発電機発生トルクとエンジンの駆動
トルクとのバランスが崩れ、発電発生トルクの増加した
分だけエンジン回転数が落ち込むことになり、最悪の場
合はエンジンストールが発生する可能性がある。特にア
イドリング状態では、エンジンの駆動トルクと発電機を
含めた補機類の発電機発生トルクのバランスが保たれた
上で、エンジンはある所定の回転数になるように制御さ
れているので回転制御の応答速度以上の急激なトルク変
動は好ましくはない。
入れることにより電気的負荷が大きくなると、発電量も
その分だけ上げる必要があるので発電機の界磁巻線に流
れる電流も急激に大きくなるように制御される。結果的
には発電機の仕事量が増えるため発電機発生トルクも大
きくなる。従って、発電機発生トルクとエンジンの駆動
トルクとのバランスが崩れ、発電発生トルクの増加した
分だけエンジン回転数が落ち込むことになり、最悪の場
合はエンジンストールが発生する可能性がある。特にア
イドリング状態では、エンジンの駆動トルクと発電機を
含めた補機類の発電機発生トルクのバランスが保たれた
上で、エンジンはある所定の回転数になるように制御さ
れているので回転制御の応答速度以上の急激なトルク変
動は好ましくはない。
【０００４】このような現象を抑制するために、発電機
に急に大きな電気負荷が掛かった時に上記界磁巻線に流
れる界磁電流の急激な上昇を抑え、エンジンに対する発
電機の発生トルクの急激な変動を抑えるように制御す
る、いわゆる徐励制御が考えられるに至った。
に急に大きな電気負荷が掛かった時に上記界磁巻線に流
れる界磁電流の急激な上昇を抑え、エンジンに対する発
電機の発生トルクの急激な変動を抑えるように制御す
る、いわゆる徐励制御が考えられるに至った。
【０００５】上記、徐励制御は発電電流を徐々に増加さ
せる制御であり、発電機は即座に電気負荷に必要な電流
を供給することが出来ないため、バッテリがその不足分
の電流を負荷に供給して補う。このためバッテリから持
ち出す電流が大きい場合、バッテリ電圧の落ち込みが発
生する。これは、夜間にヘッドライト，メーターパネル
バックランプ，室内照明器具を使用している場合で、ハ
ザードやワイパー等の繰り返し負荷が投入されたときに
顕著に現れ、バッテリ電圧の変動によるランプの明暗が
生じ運転者に不快感を与えることがあった。
せる制御であり、発電機は即座に電気負荷に必要な電流
を供給することが出来ないため、バッテリがその不足分
の電流を負荷に供給して補う。このためバッテリから持
ち出す電流が大きい場合、バッテリ電圧の落ち込みが発
生する。これは、夜間にヘッドライト，メーターパネル
バックランプ，室内照明器具を使用している場合で、ハ
ザードやワイパー等の繰り返し負荷が投入されたときに
顕著に現れ、バッテリ電圧の変動によるランプの明暗が
生じ運転者に不快感を与えることがあった。
【０００６】このような徐励制御によるバッテリ電圧の
落ち込みを防止する手段としては、特開平6−54464号公
報に示されており既に公知となっている。この公知例に
よれば、負荷投入時、徐励制御が動作する前に一旦、界
磁巻線に流れる界磁電流を即座に所定量増加させ、エン
ジンに対して発電機発生トルクの急激な上昇が問題にな
らないレベルの発電電流（例えば１０Ａ程度）を電気負
荷に供給した後に、徐励制御を開始し発電機の出力電流
を徐々に増加させることにより負荷投入直後のバッテリ
電圧の落ち込みを低減することが出来る。
落ち込みを防止する手段としては、特開平6−54464号公
報に示されており既に公知となっている。この公知例に
よれば、負荷投入時、徐励制御が動作する前に一旦、界
磁巻線に流れる界磁電流を即座に所定量増加させ、エン
ジンに対して発電機発生トルクの急激な上昇が問題にな
らないレベルの発電電流（例えば１０Ａ程度）を電気負
荷に供給した後に、徐励制御を開始し発電機の出力電流
を徐々に増加させることにより負荷投入直後のバッテリ
電圧の落ち込みを低減することが出来る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術（特開
平6−54464号公報）では、電気負荷投入時、徐励制御開
始前に界磁電流を即座に所定量増加させるが、その界磁
電流増加量は発電機の特性を考慮していなかった。この
ため、発電電力の異なる発電機のそれぞれに同一の制御
装置を使用した場合、発電電力の大きい発電機では界磁
電流に対する出力電流（発電機の増幅率）が大きく、従
って、電気負荷投入時、一旦界磁電流を所定量増加させ
ることにより即座に発電電流を１０Ａ程度（一例）増加
させた後に、徐励制御により発電電流を徐々に増加させ
るように動作する。しかし発電電力の小さい発電機では
界磁電流に対する出力電流が小さく、電気負荷投入時、
一旦界磁電流を発電電力の大きい発電機と同様に所定量
増加させた場合、即座に応答する発電電流は発電電力の
大きい発電機に対してかなり小さい値（たとえば２Ａ程
度）となる。
平6−54464号公報）では、電気負荷投入時、徐励制御開
始前に界磁電流を即座に所定量増加させるが、その界磁
電流増加量は発電機の特性を考慮していなかった。この
ため、発電電力の異なる発電機のそれぞれに同一の制御
装置を使用した場合、発電電力の大きい発電機では界磁
電流に対する出力電流（発電機の増幅率）が大きく、従
って、電気負荷投入時、一旦界磁電流を所定量増加させ
ることにより即座に発電電流を１０Ａ程度（一例）増加
させた後に、徐励制御により発電電流を徐々に増加させ
るように動作する。しかし発電電力の小さい発電機では
界磁電流に対する出力電流が小さく、電気負荷投入時、
一旦界磁電流を発電電力の大きい発電機と同様に所定量
増加させた場合、即座に応答する発電電流は発電電力の
大きい発電機に対してかなり小さい値（たとえば２Ａ程
度）となる。
【０００８】本発明の目的は発電電力の小さい発電機で
もバッテリ電圧落ち込み量を発電電力の大きい発電機と
同等レベルまで低減することにある。
もバッテリ電圧落ち込み量を発電電力の大きい発電機と
同等レベルまで低減することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、エンジンによ
って駆動され、得られる発電出力を整流してバッテリに
充電する発電機と、前記バッテリの充電電圧を一定に制
御する電圧制御装置と、前記発電機の発電電流を電気負
荷投入から徐々に増加させる徐励手段を備えた車両用充
電発電機の制御装置であって、電気負荷投入直後で且つ
徐励手段が動作する前の界磁電流制御用パワースイッチ
の制御電流の増加量を発電機の発電状態により調整する
ことを特徴とした車両用充電発電機の制御装置により達
成される。
って駆動され、得られる発電出力を整流してバッテリに
充電する発電機と、前記バッテリの充電電圧を一定に制
御する電圧制御装置と、前記発電機の発電電流を電気負
荷投入から徐々に増加させる徐励手段を備えた車両用充
電発電機の制御装置であって、電気負荷投入直後で且つ
徐励手段が動作する前の界磁電流制御用パワースイッチ
の制御電流の増加量を発電機の発電状態により調整する
ことを特徴とした車両用充電発電機の制御装置により達
成される。
【００１０】本発明の好ましくは、界磁電流制御用パワ
ースイッチの制御電流の増加量は、発電機の発電電流が
多い時に増やし、発電機の発電電流が少ないときに減ら
すように発電機の発電電流に応じて調整される。
ースイッチの制御電流の増加量は、発電機の発電電流が
多い時に増やし、発電機の発電電流が少ないときに減ら
すように発電機の発電電流に応じて調整される。
【００１１】本発明に好ましくは、界磁電流制御用パワ
ースイッチの制御電流の増加量は、負荷投入前の界磁電
流の値に比例させている。
ースイッチの制御電流の増加量は、負荷投入前の界磁電
流の値に比例させている。
【００１２】本発明は、エンジンによって駆動され、得
られる発電出力を整流してバッテリに充電する手段と、
前記充電電圧を一定に制御する電圧制御手段とを備えた
車両用充電発電機の制御装置であって、前記バッテリあ
るいは発電機の出力電圧と予め定められた設定電圧とを
比較して得られる偏差信号出力に所定量の電圧を加算し
た値の積分出力を得、偏差信号出力と積分出力の低い方
を界磁電流制御用パワースイッチの制御信号として選択
する回路において、該偏差信号出力に加算される所定量
の電圧は偏差信号出力の値に比例するように調整される
ことを特徴とした車両用充電発電機の制御装置によって
達成される。
られる発電出力を整流してバッテリに充電する手段と、
前記充電電圧を一定に制御する電圧制御手段とを備えた
車両用充電発電機の制御装置であって、前記バッテリあ
るいは発電機の出力電圧と予め定められた設定電圧とを
比較して得られる偏差信号出力に所定量の電圧を加算し
た値の積分出力を得、偏差信号出力と積分出力の低い方
を界磁電流制御用パワースイッチの制御信号として選択
する回路において、該偏差信号出力に加算される所定量
の電圧は偏差信号出力の値に比例するように調整される
ことを特徴とした車両用充電発電機の制御装置によって
達成される。
【００１３】本発明は、エンジンの回転により駆動され
て回転磁界を発生する界磁巻線と、前記回転磁界を受け
て電流を発生し整流器を介してバッテリを充電する電機
子巻線と、前記バッテリの電圧又は整流器の電圧を検出
する電圧検出回路と、基準電圧を発生する設定電圧回路
と、前記電圧検出回路の出力電圧と前記基準電圧とを入
力して偏差信号を出力する偏差信号出力回路と、前記偏
差信号出力回路の出力電圧に比例した電圧を前記偏差信
号出力回路の出力電圧に加算する加算回路と、一定の電
圧領域内において予め設定された周期で上昇下降する波
形を出力する三角波発生回路と、前記加算回路の出力に
界磁巻線の時定数より長い時定数で応答する積分回路
と、前記偏差信号出力回路の出力電圧と積分回路の出力
電圧のうち、どちらか低い方の電圧及び前記波形発生回
路の出力電圧を入力とする比較器と、該比較器の出力で
界磁巻線に供給する電流を制御することを特徴とする車
両用充電発電機の制御装置により達成される。
て回転磁界を発生する界磁巻線と、前記回転磁界を受け
て電流を発生し整流器を介してバッテリを充電する電機
子巻線と、前記バッテリの電圧又は整流器の電圧を検出
する電圧検出回路と、基準電圧を発生する設定電圧回路
と、前記電圧検出回路の出力電圧と前記基準電圧とを入
力して偏差信号を出力する偏差信号出力回路と、前記偏
差信号出力回路の出力電圧に比例した電圧を前記偏差信
号出力回路の出力電圧に加算する加算回路と、一定の電
圧領域内において予め設定された周期で上昇下降する波
形を出力する三角波発生回路と、前記加算回路の出力に
界磁巻線の時定数より長い時定数で応答する積分回路
と、前記偏差信号出力回路の出力電圧と積分回路の出力
電圧のうち、どちらか低い方の電圧及び前記波形発生回
路の出力電圧を入力とする比較器と、該比較器の出力で
界磁巻線に供給する電流を制御することを特徴とする車
両用充電発電機の制御装置により達成される。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明の一実施例を図１から図４
で説明する。図１の１は自動車用の発電機で、３相電機
子巻線１０ａ，１０ｂ，１０ｃ、３相電機子巻線の交流
出力を直流に変換する整流器１１と、内燃機関（図示せ
ず）により回転力が与えられ、３相電機子巻線に磁束を
供給する界磁巻線１２と、該界磁巻線１２に流れる界磁
電流を制御する電圧調整器１３とから構成されている。
で説明する。図１の１は自動車用の発電機で、３相電機
子巻線１０ａ，１０ｂ，１０ｃ、３相電機子巻線の交流
出力を直流に変換する整流器１１と、内燃機関（図示せ
ず）により回転力が与えられ、３相電機子巻線に磁束を
供給する界磁巻線１２と、該界磁巻線１２に流れる界磁
電流を制御する電圧調整器１３とから構成されている。
【００１５】前記電圧調整器１３は、フライホイールダ
イオード１４と、パワーＭＯＳトランジスタ１５と、電
圧検出回路５３と、バッファ５４と、増幅器５５ａ，抵
抗５５ｂ，５５ｃで反転増幅回路を構成する偏差信号出
力回路５５と、電圧加算回路５６と、積分回路５７と、
三角波発生回路５８と、比較器５９と、電源回路６０と
から構成されている。
イオード１４と、パワーＭＯＳトランジスタ１５と、電
圧検出回路５３と、バッファ５４と、増幅器５５ａ，抵
抗５５ｂ，５５ｃで反転増幅回路を構成する偏差信号出
力回路５５と、電圧加算回路５６と、積分回路５７と、
三角波発生回路５８と、比較器５９と、電源回路６０と
から構成されている。
【００１６】発電機１の出力端子「Ｂ」はバッテリ２に
接続され、さらに自動車に搭載されるヘッドライト，ワ
イパー，エアコン等の電気負荷４ａ，４ｂ，４ｃにスイ
ッチ３ａ，３ｂ，３ｃを介して接続されている。
接続され、さらに自動車に搭載されるヘッドライト，ワ
イパー，エアコン等の電気負荷４ａ，４ｂ，４ｃにスイ
ッチ３ａ，３ｂ，３ｃを介して接続されている。
【００１７】次に、上記主要ブロック回路の詳細を図２
から図４において説明する。
から図４において説明する。
【００１８】図２は図１の三角波発生回路５８の詳細図
である。比較器５８ａの出力電圧がローレベルの時はス
イッチ５８ｈは非導通となっており、コンデンサ５８ｊ
は定電流源５８ｇにより充電されている。また、このと
きＮＰＮトランジスタ５８ｅは非導通状態であり、比較
器は５８ａは抵抗５８ｃと抵抗５８ｂにより電源電圧Ｖ
ＣＣを分圧した電圧ＶＨにコンデンサ５８ｊの電位が到
達するまでローレベルを保持する。コンデンサ５８ｊの
電位がＶＨを越えると比較器５８ａの出力電圧はハイレ
ベルとなりスイッチ５８ｈは導通となり定電流源５８ｇ
とコンデンサ５８ｊの電流は定電流源５８ｉに流れ込み
コンデンサ５８ｊは放電する。また、比較器５８ａは、
ＮＰＮトランジスタ５８ｅが導通状態であるため抵抗５
８ｃ，５８ｄの並列抵抗と抵抗５８ｂにより電源電圧Ｖ
ＣＣを分圧した電圧ＶＬにコンデンサ５８ｊの電位が到
達するまでハイレベルを保持する。以上の繰り返しによ
りコンデンサ５８ｊの電位は三角波状電圧Ｖosc とな
る。上記ＶＨ，ＶＬおよび三角波の周期Ｔは次式で表さ
れる。
である。比較器５８ａの出力電圧がローレベルの時はス
イッチ５８ｈは非導通となっており、コンデンサ５８ｊ
は定電流源５８ｇにより充電されている。また、このと
きＮＰＮトランジスタ５８ｅは非導通状態であり、比較
器は５８ａは抵抗５８ｃと抵抗５８ｂにより電源電圧Ｖ
ＣＣを分圧した電圧ＶＨにコンデンサ５８ｊの電位が到
達するまでローレベルを保持する。コンデンサ５８ｊの
電位がＶＨを越えると比較器５８ａの出力電圧はハイレ
ベルとなりスイッチ５８ｈは導通となり定電流源５８ｇ
とコンデンサ５８ｊの電流は定電流源５８ｉに流れ込み
コンデンサ５８ｊは放電する。また、比較器５８ａは、
ＮＰＮトランジスタ５８ｅが導通状態であるため抵抗５
８ｃ，５８ｄの並列抵抗と抵抗５８ｂにより電源電圧Ｖ
ＣＣを分圧した電圧ＶＬにコンデンサ５８ｊの電位が到
達するまでハイレベルを保持する。以上の繰り返しによ
りコンデンサ５８ｊの電位は三角波状電圧Ｖosc とな
る。上記ＶＨ，ＶＬおよび三角波の周期Ｔは次式で表さ
れる。
【００１９】
【数１】
ＶＨ＝｛Ｒ５８ｃ／（Ｒ５８ｂ＋Ｒ５８ｃ）｝×ＶＣＣ
【００２０】
【数２】
ＶＬ＝｛Ｒｘ／（Ｒｂ＋Ｒｘ）｝×ＶＣＣ
Ｒｘ＝（Ｒｃ×Ｒｄ）／（Ｒｃ＋Ｒｄ）
【００２１】
【数３】Ｔ＝［{Ｃ５８ｊ×(ＶＨ−ＶＬ)}／Ｉ５８ｇ］
＋［{Ｃ５８ｊ×(ＶＨ−ＶＬ)}／(Ｉ５８Ｉ−Ｉ５８
ｇ)］ 図３は図１における積分回路５７の詳細図である。入力
電圧はダイオードスイッチを構成するＮＰＮトランジス
タ５７ａ，５７ｃのうち５７ａのベースに接続されてい
る。ダイオードスイッチは２つのトランジスタのうちベ
ース電圧の高い方が導通となり、ベース電圧の低い方が
非導通となる。このため、入力電圧よりコンデンサ５７
ｅの電位が低い場合、定電流源５７ｂにはＮＰＮトラン
ジスタ５７ａのコレクタからエミッタを介して電源電圧
ＶＣＣが供給されるので、コンデンサ５７ｅは定電流源
５７ｄの電流により充電される。また、入力電圧よりコ
ンデンサ５７ｅの電位が高い場合、定電流源５７ｂには
定電流源５７ｄとコンデンサ５７ｅからの電流が供給さ
れるので、コンデンサ５７ｅは定電流源５７ｂから定電
流源５７ｄの分を差し引いた電流により放電される。定
電流源５７ｆ，５７ｊ，トランジスタ５７ｇ，５７ｈは
コンデンサ充放電電流のリーク電流を防止するバッファ
回路を構成している。以上の動作により入力電圧に積分
回路の時定数で応答する出力電圧を得ることが出来る。
入力電圧の電圧変化量ΔＶに応答する出力電圧の充電時
間Ｔｃ及び、放電時間Ｔｄは次式により表される。
＋［{Ｃ５８ｊ×(ＶＨ−ＶＬ)}／(Ｉ５８Ｉ−Ｉ５８
ｇ)］ 図３は図１における積分回路５７の詳細図である。入力
電圧はダイオードスイッチを構成するＮＰＮトランジス
タ５７ａ，５７ｃのうち５７ａのベースに接続されてい
る。ダイオードスイッチは２つのトランジスタのうちベ
ース電圧の高い方が導通となり、ベース電圧の低い方が
非導通となる。このため、入力電圧よりコンデンサ５７
ｅの電位が低い場合、定電流源５７ｂにはＮＰＮトラン
ジスタ５７ａのコレクタからエミッタを介して電源電圧
ＶＣＣが供給されるので、コンデンサ５７ｅは定電流源
５７ｄの電流により充電される。また、入力電圧よりコ
ンデンサ５７ｅの電位が高い場合、定電流源５７ｂには
定電流源５７ｄとコンデンサ５７ｅからの電流が供給さ
れるので、コンデンサ５７ｅは定電流源５７ｂから定電
流源５７ｄの分を差し引いた電流により放電される。定
電流源５７ｆ，５７ｊ，トランジスタ５７ｇ，５７ｈは
コンデンサ充放電電流のリーク電流を防止するバッファ
回路を構成している。以上の動作により入力電圧に積分
回路の時定数で応答する出力電圧を得ることが出来る。
入力電圧の電圧変化量ΔＶに応答する出力電圧の充電時
間Ｔｃ及び、放電時間Ｔｄは次式により表される。
【００２２】
【数４】Ｔｃ＝（Ｃ５７ｅ×ΔＶ）／Ｉ５７ｄ
【００２３】
【数５】
Ｔｄ＝（Ｃ５７ｅ×ΔＶ）／（Ｉ５７ｂ−Ｉ５７ｄ）
図４は図１における比較器５９の詳細図である。定電流
源５９ｄ，５９ｍとトランジスタ５９ｆ，５９ｇ，５９
ｈ，５９ｉ，５９ｎは比較器を構成しており、ＰＮＰト
ランジスタ５９ｆのベースがマイナス入力、ＰＮＰトラ
ンジスタ５９ｈのベースがプラス入力、トランジスタ５
９ｎのコレクタが出力となっている。また、入力Ｖram
p，Ｖdiv はダイオードスイッチを構成するＰＮＰトラ
ンジスタ５９ｂ，５９ｃのベースに接続されている。ダ
イオードスイッチは２つのトランジスタのうちベース電
圧の低い方が導通となり、ベース電圧の高い方が非導通
となる。このため、比較器のマイナス入力であるＰＮＰ
トランジスタ５９ｆのベース電圧はトランジスタ５９
ｂ，５９ｃのベース電圧のうちどちらか低い方の電圧に
トランジスタのベース・エミッタ間電圧が加算された値
となる。また、もう一方の入力ＶoscはＰＮＰトランジ
スタ５９ｋのベースに接続され、入力電圧Ｖoscにベー
ス・エミッタ間電圧が加算され電圧が比較器のプラス入
力となる。以上から、入力Ｖramp，Ｖdivのうちどちら
か低い方の電圧と、Ｖoscの電圧を比較した結果が出力
される。また、Ｖosc は三角波状波形であり、出力には
パルス幅変調波が表れる。
源５９ｄ，５９ｍとトランジスタ５９ｆ，５９ｇ，５９
ｈ，５９ｉ，５９ｎは比較器を構成しており、ＰＮＰト
ランジスタ５９ｆのベースがマイナス入力、ＰＮＰトラ
ンジスタ５９ｈのベースがプラス入力、トランジスタ５
９ｎのコレクタが出力となっている。また、入力Ｖram
p，Ｖdiv はダイオードスイッチを構成するＰＮＰトラ
ンジスタ５９ｂ，５９ｃのベースに接続されている。ダ
イオードスイッチは２つのトランジスタのうちベース電
圧の低い方が導通となり、ベース電圧の高い方が非導通
となる。このため、比較器のマイナス入力であるＰＮＰ
トランジスタ５９ｆのベース電圧はトランジスタ５９
ｂ，５９ｃのベース電圧のうちどちらか低い方の電圧に
トランジスタのベース・エミッタ間電圧が加算された値
となる。また、もう一方の入力ＶoscはＰＮＰトランジ
スタ５９ｋのベースに接続され、入力電圧Ｖoscにベー
ス・エミッタ間電圧が加算され電圧が比較器のプラス入
力となる。以上から、入力Ｖramp，Ｖdivのうちどちら
か低い方の電圧と、Ｖoscの電圧を比較した結果が出力
される。また、Ｖosc は三角波状波形であり、出力には
パルス幅変調波が表れる。
【００２４】図１の電圧調整器１３において、電源回路
６０は他の回路に電源（ＶＣＣ）を供給する回路であ
る。バッファアンプ５４は、電圧検出回路５３により発
電電圧を抵抗器５３ａ，５３ｂにより分圧した電圧Ｖbd
を出力する。偏差信号出力回路５５は、増幅器５５ａ，
抵抗５５ｂ，５５ｃからなる反転増幅回路で、前記バッ
ファアンプ５４の出力Ｖbdと基準電圧Ｖref との偏差信
号電圧を出力する。偏差信号電圧Ｖdiv は次式により表
される。
６０は他の回路に電源（ＶＣＣ）を供給する回路であ
る。バッファアンプ５４は、電圧検出回路５３により発
電電圧を抵抗器５３ａ，５３ｂにより分圧した電圧Ｖbd
を出力する。偏差信号出力回路５５は、増幅器５５ａ，
抵抗５５ｂ，５５ｃからなる反転増幅回路で、前記バッ
ファアンプ５４の出力Ｖbdと基準電圧Ｖref との偏差信
号電圧を出力する。偏差信号電圧Ｖdiv は次式により表
される。
【００２５】
【数６】Ｖdiv＝｛(Ｖref−Ｖbd)×(Ｒ５５ｃ／Ｒ５５
ｂ)}＋Ｖref 偏差信号出力回路５５からの偏差信号は電圧加算回路５
６に入力され加算電圧ΔＶａを前記偏差信号電圧に加算
した電圧Ｖadとして出力される。電圧加算回路５６の定
電流源５６ａ，トランジスタ５６ｂ，５６ｅからなるバ
ッファ回路は、偏差信号電圧Ｖdiv とトランジスタ５６
ｅのエミッタ電圧が等しくなるように動作する。
ｂ)}＋Ｖref 偏差信号出力回路５５からの偏差信号は電圧加算回路５
６に入力され加算電圧ΔＶａを前記偏差信号電圧に加算
した電圧Ｖadとして出力される。電圧加算回路５６の定
電流源５６ａ，トランジスタ５６ｂ，５６ｅからなるバ
ッファ回路は、偏差信号電圧Ｖdiv とトランジスタ５６
ｅのエミッタ電圧が等しくなるように動作する。
【００２６】従って、抵抗５６ｆには偏差信号電圧Ｖdi
v と電源５６ｇの電圧Ｖ１の電位差による電流Ｉｓが発
生する。この電流Ｉｓは電源電圧ＶＣＣから抵抗５６
ｃ，トランジスタ５６ｄのエミッタ・コレクタ、トラン
ジスタ５６ｅのコレクタ・エミッタ、抵抗５６ｆを介し
て電源５６ｇに流れる。
v と電源５６ｇの電圧Ｖ１の電位差による電流Ｉｓが発
生する。この電流Ｉｓは電源電圧ＶＣＣから抵抗５６
ｃ，トランジスタ５６ｄのエミッタ・コレクタ、トラン
ジスタ５６ｅのコレクタ・エミッタ、抵抗５６ｆを介し
て電源５６ｇに流れる。
【００２７】また、トランジスタ５６ｄ，５６ｉはエミ
ッタサイズが同一でベースが共に接続され、かつ抵抗５
６ｃと５６ｈが同じ値であるので、前記電流Ｉｓと同じ
値の電流が電源ＶＣＣからトランジスタ５６ｉのエミッ
タ・コレクタ、抵抗５６ｊを介して偏差信号出力線へ流
れ込む。以上から加算電圧ΔＶａは次式により算出され
る。
ッタサイズが同一でベースが共に接続され、かつ抵抗５
６ｃと５６ｈが同じ値であるので、前記電流Ｉｓと同じ
値の電流が電源ＶＣＣからトランジスタ５６ｉのエミッ
タ・コレクタ、抵抗５６ｊを介して偏差信号出力線へ流
れ込む。以上から加算電圧ΔＶａは次式により算出され
る。
【００２８】
【数７】
ΔＶａ＝(Ｖdiv−Ｖ１)×(Ｒ５６ｊ／Ｒ５６ｆ)
ＣＣ＝５Ｖ Ｖ１＝１Ｖ Ｒ５６ｊ＝３０ｋΩ Ｒ５６
ｆ＝５０ｋΩに設定した場合の、偏差信号電圧Ｖdiv に
対する電圧加算回路の出力は図９のような特性となる。
ｆ＝５０ｋΩに設定した場合の、偏差信号電圧Ｖdiv に
対する電圧加算回路の出力は図９のような特性となる。
【００２９】前記電圧加算回路５６の出力電圧Ｖadは、
さらに前記界磁巻線１２の時定数より長い時間で偏差信
号電圧に応答する積分回路５７に入力される。比較器５
９は、前記積分回路の出力電圧Ｖrampと前記偏差信号電
圧Ｖdiv のうちどちらか低い方と、予め決められた電圧
領域内で一定周期で変化する三角波発生回路５８の出力
電圧とを比較した結果をパルス幅変調波として出力す
る。前記パルス幅変調波は界磁巻線１２に直列に接続さ
れたパワーＭＯＳトランジスタ１５に入力される。
さらに前記界磁巻線１２の時定数より長い時間で偏差信
号電圧に応答する積分回路５７に入力される。比較器５
９は、前記積分回路の出力電圧Ｖrampと前記偏差信号電
圧Ｖdiv のうちどちらか低い方と、予め決められた電圧
領域内で一定周期で変化する三角波発生回路５８の出力
電圧とを比較した結果をパルス幅変調波として出力す
る。前記パルス幅変調波は界磁巻線１２に直列に接続さ
れたパワーＭＯＳトランジスタ１５に入力される。
【００３０】ここで、図５の(ａ)(ｈ)により定常時、あ
るいは負荷投入時の各出力端子電圧信号の応答について
説明する。バッテリ２の端子電圧（ｂ) が安定している
定常時は、偏差信号出力回路５５の出力である偏差信号
電圧Ｖdiv（ｅ)が安定しているので、電圧加算回路５６
の出力電圧Ｖadも偏差信号に所定量ΔＶａが加算された
値で安定している。従って、積分回路５７の入力電圧
(Ｖdiv＋ΔＶａ）と積分電圧Ｖramp（ｄ）は等しい値と
なっている。また、パワーＭＯＳトランジスタ１５は、
積分回路５７の出力電圧である積分電圧Ｖramp（ｄ）と
偏差信号出力回路５５の出力である偏差信号電圧Ｖdiv
(ｅ）のうちどちらか低い方と波形発生回路５８の出力
電圧を比較した結果により制御される。このため、定常
時は偏差信号電圧Ｖdiv（ｅ）により界磁電流ＩＦは制
御されるようになる。
るいは負荷投入時の各出力端子電圧信号の応答について
説明する。バッテリ２の端子電圧（ｂ) が安定している
定常時は、偏差信号出力回路５５の出力である偏差信号
電圧Ｖdiv（ｅ)が安定しているので、電圧加算回路５６
の出力電圧Ｖadも偏差信号に所定量ΔＶａが加算された
値で安定している。従って、積分回路５７の入力電圧
(Ｖdiv＋ΔＶａ）と積分電圧Ｖramp（ｄ）は等しい値と
なっている。また、パワーＭＯＳトランジスタ１５は、
積分回路５７の出力電圧である積分電圧Ｖramp（ｄ）と
偏差信号出力回路５５の出力である偏差信号電圧Ｖdiv
(ｅ）のうちどちらか低い方と波形発生回路５８の出力
電圧を比較した結果により制御される。このため、定常
時は偏差信号電圧Ｖdiv（ｅ）により界磁電流ＩＦは制
御されるようになる。
【００３１】また、時間ｔ０において容量の大きい車両
電気負荷（ａ）が投入されバッテリ２の端子電圧（ｂ）
が低下すると偏差信号出力回路５５の出力である偏差信
号電圧Ｖdiv(ｅ）は即座に増加するため、電圧加算回路
５６も即座に偏差信号電圧にΔＶａを加算した値を出力
する。
電気負荷（ａ）が投入されバッテリ２の端子電圧（ｂ）
が低下すると偏差信号出力回路５５の出力である偏差信
号電圧Ｖdiv(ｅ）は即座に増加するため、電圧加算回路
５６も即座に偏差信号電圧にΔＶａを加算した値を出力
する。
【００３２】ここで、積分回路５７の出力電圧は積分回
路の時定数で定常状態の電圧から電圧加算回路５６の出
力電圧と同じ値に到達するまで上昇する。一方、偏差信
号電圧Ｖdiv(ｅ）は負荷投入により瞬時に増加するの
で、パワーＭＯＳトランジスタ１５は積分回路５７の出
力である積分電圧Ｖramp（ｄ）により制御され界磁電流
ＩＦは(ｇ)のようにゆっくりと増加する。
路の時定数で定常状態の電圧から電圧加算回路５６の出
力電圧と同じ値に到達するまで上昇する。一方、偏差信
号電圧Ｖdiv(ｅ）は負荷投入により瞬時に増加するの
で、パワーＭＯＳトランジスタ１５は積分回路５７の出
力である積分電圧Ｖramp（ｄ）により制御され界磁電流
ＩＦは(ｇ)のようにゆっくりと増加する。
【００３３】図６（図５の時間軸を拡大したもの）で、
三角波発生回路５８の出力である三角波状電圧Ｖosc
(ｃ）と、積分回路５７の積分出力Ｖramp（ｄ）と、偏
差信号出力回路５５の偏差信号電圧出力Ｖdiv(ｅ）によ
り負荷投入時及び遮断時にパワーＭＯＳトランジスタ１
５のオンデューティーが変化する状態をパワーＭＯＳト
ランジスタのドレイン電圧（ｆ）により示す（ドレイン
電圧がローレベルの時、パワーＭＯＳトランジスタは導
通状態、ドレイン電圧がハイレベルの時、パワーＭＯＳ
トランジスタは遮断状態）。時間ｔ０において、容量の
大きい車両用電気負荷（ａ）が投入されると偏差信号電
圧Ｖdiv(ｅ）は即座に上昇し、電圧加算回路５６により
偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）に所定の電圧ΔＶａを加算した
電圧も即座に上昇する。積分回路５７の積分出力Ｖramp
（ｄ）は負荷投入前の値から積分回路の時定数でゆっく
り増加する。
三角波発生回路５８の出力である三角波状電圧Ｖosc
(ｃ）と、積分回路５７の積分出力Ｖramp（ｄ）と、偏
差信号出力回路５５の偏差信号電圧出力Ｖdiv(ｅ）によ
り負荷投入時及び遮断時にパワーＭＯＳトランジスタ１
５のオンデューティーが変化する状態をパワーＭＯＳト
ランジスタのドレイン電圧（ｆ）により示す（ドレイン
電圧がローレベルの時、パワーＭＯＳトランジスタは導
通状態、ドレイン電圧がハイレベルの時、パワーＭＯＳ
トランジスタは遮断状態）。時間ｔ０において、容量の
大きい車両用電気負荷（ａ）が投入されると偏差信号電
圧Ｖdiv(ｅ）は即座に上昇し、電圧加算回路５６により
偏差信号電圧Ｖdiv(ｅ）に所定の電圧ΔＶａを加算した
電圧も即座に上昇する。積分回路５７の積分出力Ｖramp
（ｄ）は負荷投入前の値から積分回路の時定数でゆっく
り増加する。
【００３４】ここで、パワーＭＯＳトランジスタ１５は
偏差信号電圧もしくは積分電圧の内のどちらか低い電圧
値と三角波発生回路５８の出力とを比較した信号により
駆動されるため、パワーＭＯＳトランジスタ１５のオン
デューティーは時間ｔ０で電位差ΔＶａ（定常状態での
偏差信号電圧と積分電圧の電位差）の変化分だけ急激に
増加し、その後積分回路の時定数でゆっくり増加する。
次に、時間ｔ２において容量の小さい負荷が投入された
場合には電位差ΔＶａによるパワーＭＯＳトランジスタ
１５のオンデューティーの急激な増加分による発電機の
出力電流の瞬時増加分により車両電気負荷の電流を供給
可能となり徐励制御は動作しない。また、発電機の出力
電流の瞬時増加分は電位差ΔＶａにより調整することが
可能であり、徐励制御の負荷容量選別が可能である。
偏差信号電圧もしくは積分電圧の内のどちらか低い電圧
値と三角波発生回路５８の出力とを比較した信号により
駆動されるため、パワーＭＯＳトランジスタ１５のオン
デューティーは時間ｔ０で電位差ΔＶａ（定常状態での
偏差信号電圧と積分電圧の電位差）の変化分だけ急激に
増加し、その後積分回路の時定数でゆっくり増加する。
次に、時間ｔ２において容量の小さい負荷が投入された
場合には電位差ΔＶａによるパワーＭＯＳトランジスタ
１５のオンデューティーの急激な増加分による発電機の
出力電流の瞬時増加分により車両電気負荷の電流を供給
可能となり徐励制御は動作しない。また、発電機の出力
電流の瞬時増加分は電位差ΔＶａにより調整することが
可能であり、徐励制御の負荷容量選別が可能である。
【００３５】しかし、車両に搭載される負荷容量やバッ
テリ容量等により、発電機は様々な出力電流容量のもの
が存在する。一般的に、排気量の小さい大衆車では出力
電流容量の小さい発電機（例えば７０Ａ）が、排気量の
大きい高級車では出力電流容量の大きい発電機（例えば
１２０Ａ）が採用されている。図７に発電電流容量の異
なる発電機の低回転時出力特性を示す。図７によれば、
徐励制御開始前に一旦発電電流を１０Ａ即座に増加させ
るために必要な界磁電流の増加量は一定ではなく、負荷
投入前の出力電流に比例して増加する特性であることが
分かる。また、出力電流容量が異なる発電機では、界磁
巻線に流れる界磁電流が同じ値でも発電機の発電電流は
大きく異なり、発電電流が１０Ａから２０Ａまで増加す
るために必要な界磁電流の増加量は図中Ａ，Ｂとなる。
テリ容量等により、発電機は様々な出力電流容量のもの
が存在する。一般的に、排気量の小さい大衆車では出力
電流容量の小さい発電機（例えば７０Ａ）が、排気量の
大きい高級車では出力電流容量の大きい発電機（例えば
１２０Ａ）が採用されている。図７に発電電流容量の異
なる発電機の低回転時出力特性を示す。図７によれば、
徐励制御開始前に一旦発電電流を１０Ａ即座に増加させ
るために必要な界磁電流の増加量は一定ではなく、負荷
投入前の出力電流に比例して増加する特性であることが
分かる。また、出力電流容量が異なる発電機では、界磁
巻線に流れる界磁電流が同じ値でも発電機の発電電流は
大きく異なり、発電電流が１０Ａから２０Ａまで増加す
るために必要な界磁電流の増加量は図中Ａ，Ｂとなる。
【００３６】本発明では、負荷投入時の徐励制御開始前
に一旦即座に増加させる発電電流を発電機の発電電流容
量によらずほぼ一定とする。図８は上記を達成するため
に、発電電流容量の異なる発電機において負荷投入直後
に発電電流を１０Ａ増加させるために必要な界磁電流増
加量と負荷投入前の界磁電流の関係を測定した結果を示
す。
に一旦即座に増加させる発電電流を発電機の発電電流容
量によらずほぼ一定とする。図８は上記を達成するため
に、発電電流容量の異なる発電機において負荷投入直後
に発電電流を１０Ａ増加させるために必要な界磁電流増
加量と負荷投入前の界磁電流の関係を測定した結果を示
す。
【００３７】発電電流が少ない領域（図７）では界磁
電流と出力電流はほぼ比例特性にあるが、発電電流が多
い領域（図７）では界磁電流を増加しても、発電機の
発電電流が飽和点に近ずいているため出力は発電電流の
少ない領域よりも増加しない。このため、負荷投入前の
界磁電流に対する、負荷投入直後で且つ徐励制御開始前
に一旦即座に増加させる界磁電流増加量を図８のように
設定することにより、発電機の発電電流の状態によらず
徐励制御開始前に一旦即座に増加させる発電電流をほぼ
一定値にすることが可能となる。
電流と出力電流はほぼ比例特性にあるが、発電電流が多
い領域（図７）では界磁電流を増加しても、発電機の
発電電流が飽和点に近ずいているため出力は発電電流の
少ない領域よりも増加しない。このため、負荷投入前の
界磁電流に対する、負荷投入直後で且つ徐励制御開始前
に一旦即座に増加させる界磁電流増加量を図８のように
設定することにより、発電機の発電電流の状態によらず
徐励制御開始前に一旦即座に増加させる発電電流をほぼ
一定値にすることが可能となる。
【００３８】また、ある出力電流を得るために必要な界
磁電流は、発電電流容量が大きい発電機ほど少ない値と
なるので、徐励制御開始前に一旦即座に増加させる界磁
電流量は発電電流容量の大きい発電機ほど少なくなるよ
うに動作する。従って、徐励制御開始前に一旦即座に増
加させる発電電流を発電機の発電電流容量によらず、ほ
ぼ一定値にすることが可能となる。以上から、電圧加算
回路５６の加算電圧ΔＶａは図８の界磁電流増加量特性
を達成するように調整されている。
磁電流は、発電電流容量が大きい発電機ほど少ない値と
なるので、徐励制御開始前に一旦即座に増加させる界磁
電流量は発電電流容量の大きい発電機ほど少なくなるよ
うに動作する。従って、徐励制御開始前に一旦即座に増
加させる発電電流を発電機の発電電流容量によらず、ほ
ぼ一定値にすることが可能となる。以上から、電圧加算
回路５６の加算電圧ΔＶａは図８の界磁電流増加量特性
を達成するように調整されている。
【００３９】なお、上記実施例では図７のように回転数
を一定にして定格出力で比較したものを示したが、定格
出力を一定として回転数で比較しても同等である。
を一定にして定格出力で比較したものを示したが、定格
出力を一定として回転数で比較しても同等である。
【００４０】
【発明の効果】本発明では、発電電力容量の異なる発電
機において同一の制御装置を使用しても、負荷投入時、
発電電流を徐々に増加させる徐励機能動作前に一旦、即
座に応答する出力電流はほぼ同じ値となり、バッテリの
電圧落ち込み量を低減することができる。
機において同一の制御装置を使用しても、負荷投入時、
発電電流を徐々に増加させる徐励機能動作前に一旦、即
座に応答する出力電流はほぼ同じ値となり、バッテリの
電圧落ち込み量を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例である車両用充電発電機の構
成図。
成図。
【図２】図１の波形発生回路５８の内部回路図。
【図３】図１の積分回路５７の内部回路図。
【図４】図１の比較器５９の内部回路。
【図５】図１における電気負荷と各端子の動作波形。
【図６】図５における時間縮小図。
【図７】発電機の出力特性比較図。
【図８】界磁電流増加量特性図。
【図９】電圧加算回路の出力特性図。
１…発電機、２…バッテリ、３ａ〜３ｃ…スイッチ、４
ａ〜４ｃ…電気負荷、１０ａ〜１０ｂ…電機子巻線、１
１…整流器、１２…界磁巻線、１３…電圧調整器、１４
…フライホイールダイオード、１５…パワーＭＯＳトラ
ンジスタ、５３…電圧検出回路、５４…バッファ、５５
…偏差信号出力回路、５６…電圧加算回路、５７…積分
回路、５８…波形発生回路、５９…比較器、６０…電源
回路。
ａ〜４ｃ…電気負荷、１０ａ〜１０ｂ…電機子巻線、１
１…整流器、１２…界磁巻線、１３…電圧調整器、１４
…フライホイールダイオード、１５…パワーＭＯＳトラ
ンジスタ、５３…電圧検出回路、５４…バッファ、５５
…偏差信号出力回路、５６…電圧加算回路、５７…積分
回路、５８…波形発生回路、５９…比較器、６０…電源
回路。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１５年２月２６日（２００３．２．２
６）
６）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、エンジンの回転により駆動され、界磁電流
が供給されて回転磁界を発生する界磁巻線と、前記回転
磁界を受けて電流を発生し整流器を介してバッテリを充
電する電機子巻線とを有する車両用充電発電機に備えら
れ、電気負荷投入時、前記界磁電流を徐々に増加させる
徐励制御機能を有する制御装置であって、前記バッテリ
の電圧又は前記整流器の電圧と基準電圧とを比較して得
られる偏差信号出力に所定量の電圧を加算した値の積分
出力を得て、前記偏差信号出力と前記積分出力の低い方
を前記界磁電流の制御用のパワースイッチの制御信号と
して選択する手段を具備していると共に、前記所定量の
電圧を、電気負荷投入直後でかつ前記徐励制御の開始前
に増加させる界磁電流増加量であって、電気負荷投入前
の前記界磁電流に対して比例するように設定された前記
界磁電流増加量に基づいて調整することを特徴とする。
に本発明は、エンジンの回転により駆動され、界磁電流
が供給されて回転磁界を発生する界磁巻線と、前記回転
磁界を受けて電流を発生し整流器を介してバッテリを充
電する電機子巻線とを有する車両用充電発電機に備えら
れ、電気負荷投入時、前記界磁電流を徐々に増加させる
徐励制御機能を有する制御装置であって、前記バッテリ
の電圧又は前記整流器の電圧と基準電圧とを比較して得
られる偏差信号出力に所定量の電圧を加算した値の積分
出力を得て、前記偏差信号出力と前記積分出力の低い方
を前記界磁電流の制御用のパワースイッチの制御信号と
して選択する手段を具備していると共に、前記所定量の
電圧を、電気負荷投入直後でかつ前記徐励制御の開始前
に増加させる界磁電流増加量であって、電気負荷投入前
の前記界磁電流に対して比例するように設定された前記
界磁電流増加量に基づいて調整することを特徴とする。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】削除
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】削除
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】削除
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】削除
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 引田 栄
茨城県ひたちなか市高場2477番地 株式会
社日立カーエンジニアリング内
(72)発明者 國分 修一
茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株
式会社日立製作所自動車機器事業部内
Ｆターム(参考） 5G060 AA05 CA02 CA04 CA08 DA01
DB01 DB03
5H590 AA15 CA07 CA23 CC01 CC28
CD01 CD10 CE05 EA13 EB02
EB21 FA06 FB03 FC14 GA02
HA02 HB06
Claims (5)
- 【請求項１】エンジンによって駆動され、得られる発電
出力を整流してバッテリに充電する発電機と、前記バッ
テリの充電電圧を一定に制御する電圧制御装置と、前記
発電機の発電電流を電気負荷投入から徐々に増加させる
徐励手段を備えた車両用充電発電機の制御装置であっ
て、電気負荷投入直後で且つ徐励手段が動作する前の界
磁電流制御用パワースイッチの制御電流の増加量を発電
機の発電状態により調整することを特徴とした車両用充
電発電機の制御装置。 - 【請求項２】請求項１記載において、界磁電流制御用パ
ワースイッチの制御電流の増加量は、発電機の発電電流
が多い時に増やし、発電機の発電電流が少ないときに減
らすように発電機の発電電流に応じて調整することを特
徴とした車両用充電発電機の制御装置。 - 【請求項３】請求項１記載において、界磁電流制御用パ
ワースイッチの制御電流の増加量は、負荷投入前の界磁
電流の値に比例させることを特徴とした車両用充電発電
機の制御装置。 - 【請求項４】エンジンによって駆動され、得られる発電
出力を整流してバッテリに充電する手段と、前記充電電
圧を一定に制御する電圧制御手段とを備えた車両用充電
発電機の制御装置であって、前記バッテリあるいは発電
機の出力電圧と予め定められた設定電圧とを比較して得
られる偏差信号出力に所定量の電圧を加算した値の積分
出力を得、偏差信号出力と積分出力の低い方を界磁電流
制御用パワースイッチの制御信号として選択する回路に
おいて、該偏差信号出力に加算される所定量の電圧は偏
差信号出力の値に比例するように調整されることを特徴
とした車両用充電発電機の制御装置。 - 【請求項５】エンジンの回転により駆動されて回転磁界
を発生する界磁巻線と、前記回転磁界を受けて電流を発
生し整流器を介してバッテリを充電する電機子巻線と、
前記バッテリの電圧又は整流器の電圧を検出する電圧検
出回路と、基準電圧を発生する設定電圧回路と、前記電
圧検出回路の出力電圧と前記基準電圧とを入力して偏差
信号を出力する偏差信号出力回路と、前記偏差信号出力
回路の出力電圧に比例した電圧を前記偏差信号出力回路
の出力電圧に加算する加算回路と、一定の電圧領域内に
おいて予め設定された周期で上昇下降する波形を出力す
る三角波発生回路と、前記加算回路の出力に界磁巻線の
時定数より長い時定数で応答する積分回路と、前記偏差
信号出力回路の出力電圧と積分回路の出力電圧のうち、
どちらか低い方の電圧及び前記波形発生回路の出力電圧
を入力とする比較器と、該比較器の出力で界磁巻線に供
給する電流を制御することを特徴とする車両用充電発電
機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002369164A JP3643828B2 (ja) | 1998-02-12 | 2002-12-20 | 車両用充電発電機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02950198A JP3418673B2 (ja) | 1998-02-12 | 1998-02-12 | 車両用充電発電機の制御装置 |
| JP2002369164A JP3643828B2 (ja) | 1998-02-12 | 2002-12-20 | 車両用充電発電機の制御装置 |
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