JP2886942B2

JP2886942B2 - 車両用発電機の制御装置及び制御方法

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Publication number: JP2886942B2
Application number: JP2110072A
Authority: JP
Inventors: 勝二丸本; 菅家　　厚; 雄一森; 敬一増野
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-04-27
Filing date: 1990-04-27
Publication date: 1999-04-26
Anticipated expiration: 2014-04-26
Also published as: JPH0412640A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は車両用発電機の制御装置に関し、特に自動車
用充電発電機の出力電圧制御に適用した場合に好適な特
性を得ることができる自動車用充電発電機の制御装置及
びその制御方法に関する。

〔従来の技術〕

従来の発電機制御装置及び制御方法においては、特開
昭62−160043号に示すように、発電機の負荷電流によつ
て出力電圧が低下する。また、発電機の出力電圧波形
は、実開平１−113587号に示すように、リツプルが大き
い。従つて、特開昭61−262039号，特開昭60−35926号
に示されるごとく、バツテリ電圧検出にはフイルタ（Ｃ
・Ｒ等）が用いられている。従来例の具体的な一実施例
を第２図に示す。第２図において、１は三相の交流発電
機、２は、１の交流発電機の出力を整流して、３のバツ
テリへ充電電流を流す三相整流器、４は交流発電機の界
磁巻線、５はフライホイールダイオード、６は４の界磁
巻線に流れる電流をON,OFF制御するパワーMOSFET等のス
イツチング素子（チヨツパ）、７は電圧比較コンパレー
タ、８はＣ・Ｒ等で構成されるローパスフイルタであ
る。

従来方式において、レギユレータによる充電発電機の
動作を次に示す。交流発電機１の出力電圧は３相整流器
２によつて整流され、バツテリ３へ充電電流を流すとと
もに、フイードバツク電圧V_Bを出力する。そして、コン
パレータ７によつて内部の設定基準電圧V_BCとローパス
フイルタを通したフイードバツク電圧V_BSと比較し、V_BS
がV_BSより低い場合には、コンパレータ７の出力は“H"
となりチヨツパ６をONし、界磁巻線４に電流を流し発電
機１の出力電圧を上昇させ、V_Bが高くなる。次にフィー
ドバック電圧V_Bが上昇し、コンパレータ７では、フィル
ターを介した電圧V_BSと設定電圧V_BSとを比較し、該電圧
V_BSが高くなると出力は“L"となる。ここでチョッパ６
をOFFし、界磁巻線４にはフライホイールダイオードを
経由して流れるフライホイール電流を流し減衰する。こ
れらの動作をくり返えし、バツテリ電圧V_B（発電機出力
電圧）が一定になるように制御を行う。３相発電機の交
流出力は整流器２で３相整流されてV_Bの出力電圧を得る
が、３相のリツプルを含んだ脈動電圧であるために、バ
ッテリ及び負荷（図示していないがバッテリにスイッチ
を介して並列に接続されている）に大電流を流すと、発
電機出力端子とバッテリ端子間の配線抵抗の影響による
電圧降下が生じ、リップル電圧が大きくなる。したがつ
て、脈動を平滑するためのローパスフイルタを用いた後
電圧比較器７で比較するON,OFF制御が一般的である。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術においては、発電機の回転数が車のエン
ジン回転数に同期して、アイドル回転状態から数万rpm
まで大幅に変化するため、発電機の交流リツプル周波数
が大きく変わる。また、発電機出力電圧も回転数により
大幅に変化する問題がある。

さらに、負荷電流が大きくなるに従って、発電機の出
力抵抗、及び、発電機出力端子とバッテリ間の配線抵抗
の電圧降下の影響を受けて、発電機の出力電圧のリップ
ルが大きくなる。この場合、制御のフィードバックゲイ
ンが小さいために、出力電圧制御特性が悪くなる等の問
題がある。発電機の電圧制御をON,OFF制御で行う場合、
電圧制御用の内部PMW（パルス幅制御）発振器は内蔵さ
れていない。ON,OFF制御のために、配線の長さの違いに
より配線抵抗が変った場合は、負荷が変化するとバッテ
リ電圧の変化の応答時間が変わり、バッテリ電圧が回路
のコンパレータの設定電圧に達する時間が変化して、O
N,OFFの周期、すなわち、スイッチング周波数が変化
し、数Hzと極端に低下する等の問題がある。

また、界磁電流の最大値等を制御するために、PWM式
電流制御をマイナーループに用いた場合においては、発
電機電圧のリツプル除去用にローパスフイルターを用い
るので電圧制御ループが不安定になる等の問題があつ
た。

本発明の目的は発電機の出力電圧リップルの影響を受
けずに充電発電機の出力電圧制御を行うことができる車
両用発電機の制御装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記目的を達成するために、フィードバッ
クループを介して検出した発電出力電圧を設定基準電圧
と比較し、その結果に応じて前記発電出力電圧を制御
し、かつ前記フィードバックループに電圧安定化のため
の補償回路を設けてなる車両用発電機の制御装置におい
て、前記補償回路は前記発電出力電圧を制御する電圧制
御回路と該電圧制御回路のマイナーループに設けられた
電流制御回路とからなり、前記電圧制御回路はバッテリ
のリップルフィルタ回路を共有し、前記電流制御回路は
PWM制御回路を含み、前記電圧制御回路の電圧安定化補
償回路定数が前記電流制御回路の電流安定化補償回路定
数よりも大きい構成したものである。

ここで、前記補償回路とは、制御対象の状態量が目標
値に一致するように制御量を変更して制御するフィード
バック制御において、制御対象の状態量を検出し、状態
量と目標値との偏差を制御量にフィードバックする制御
器または電気回路をいう。また、電圧安定化補償とは、
状態量が電圧である前記補償回路を用いて電圧が目標値
に一致するようにフィードバック制御することをいい、
電流安定化補償とは、状態量が電流である前記補償回路
を用いて電流が目標値に一致するようにフィードバック
制御することをいう。また、補償回路定数とは、前記補
償回路に用いる回路定数であって、比例補償の場合は抵
抗の値、積分補償の場合はコンデンサの容量の種であ
る。詳細は第３図で説明する。

〔作用〕

先に述べた従来技術においては、設定電圧とバッテリ
電圧との偏差により直接チョップのPWM制御を行ってい
るので、フィードバックループのゲインが低く一定の値
である。そのため、リップル電圧が大きくなっても電圧
をもとの状態に補償する効果が少なく、電圧制御特性が
悪くなる。

上記の様に構成した本発明によれば、設定電圧とバッ
テリ電圧との偏差をＫ倍してフィードバックループのゲ
インを上げているため、PWM制御回路はこのゲインに応
じたデュティを出力し、チョッパを駆動して発電機の界
磁電流を制御し、設定電圧とバッテリ電圧との偏差が０
になるように制御するので、電圧変動を小さくすること
ができる。

また、電源配線が長くなり電圧降下が大きく生じる場
合においても、上記と同様に補償回路により電圧偏差が
０になるように制御されるので、配線の影響を受けるこ
となく、出力電圧変動幅を小さく制御することができ
る。また、発電機出力に加わる負荷が急変する過渡特性
においても、補償回路により出力電圧を安定に制御する
ことが可能である。

また、発電機出力の電圧制御を行うPWM制御回路で
は、内部的にPWM周波数を決定する機能を有し、補償回
路の出力信号に応じてPWM制御を行う。従って、電源配
線の長，短にともなう抵抗の変化によるPWM周波数の変
動等の影響を受けずに電圧制御を行うことができる。

さらに、補償回路を用いることにより、バツテリ電圧
（交流発電機出力）の交流リツプル除去用フイルタを独
立にもうけることなく、電圧のフイールドバツク制御を
行なうことが可能である。

また、充電用交流発電機は自動車のエンジンに直結
（または、ベルトがけ）されて回転するために、発電機
回転数も大幅な変化が有り、それによりリツプ周波数も
大きく変化する。その場合においても補償回路により、
電圧のリツプル除去と電圧制御の安定化が図れる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第
１図において、１は三相の交流発電機、２は、１の発電
機の出力電圧を整流して、３のバツテリへ充電電流を流
す三相整流機、４は交流発電機の界磁巻線、５はフライ
ホイールダイオード、６は、４の界磁巻線に流れる電流
をON,OFF制御するパワーMOSFET等のスイツチング素子
（チヨツパ）、また、９は発電機１をベルト10を介して
駆動するエンジン等の原動機、11はランプその他の自動
車用負荷、12は負荷11をON,OFFするスイツチ、13は131
の偏差増幅器を含む補償回路、14はPWM回路であり、上
記回路によつて自動車用充電発電機制御装置が構成され
る。

自動車用発電機１は自動車のエンジン９により駆動さ
れ、三相交流電圧が出力される。この交流電圧は三相整
流器２によつて整流されバツテリ３へ電流を供給する。
バツテリ３にはスイツチ12を介して負荷11が複数個接続
されている。負荷としてはカーエアコン，照明装置，燃
料制御用電子装置，音響機器等である。発電機１の出力
電圧は、界磁巻線に流れる電流をチヨツパ６でON,OFF制
御することによつて変化する。すなわち、この界磁巻線
に流れる電流を制御することによつてバツテリ３の電圧
が所定値となるように発電機の出力電圧（電流）を制御
する。また、フイードバツク制御動作は以下のようにな
る。バツテリ電圧V_Bは偏差増幅器131によつてバツテリ
設定電圧V_BCと比較され、その偏差εは補償回路13でＫ
倍されてた信号Ｋεを出力する。PWM回路14ではＫεに
応じたデユテイを出力し、チヨツパ６を駆動して界磁巻
線４に加わる電圧をON,OFF制御する。

次に補償回路の詳細について説明する。

第３図（ａ）〜（ｂ）に補償回路の一実施例を示す。

第３図（ａ）は比例補償方式であり、演算増幅器132
と入力抵抗133,134、フイードバツク抵抗135,136で構成
され、バツテリ電圧V_BS（バツテリ端子電圧V_Bを分圧し
た電圧）とバツテリの設定電圧V_BCとの偏差をとりケイ
ンＫ倍して出力電圧Ｋεを得ることができる。第３図
（ｂ）は比例，積分補償方式であり、フイードバツク抵
抗135,136と直列に積分補償用コンデンサ137,138を有
し、高周波領域のリツプル電圧を低減するフイルタ特性
も備えている。第３図（ｃ）は積分補償方式であり、フ
イードバツク回路はコンデンサ137,138のみのため、入
力信号V_BSとV_BCの偏差が０になるまで動作する。いわゆ
る積分動作を行う。と共に高周波領域のリツプル電圧が
低減できる。すなわち、充電発電機の制御の安定化補償
とともに、バッテリ電圧検出信号V_BCに含まれる発電機
の交流リップル電圧も吸収できるフィルタ効果も有す
る。ここで、第３図（ａ）のフィードバック抵抗135,13
6の抵抗値は比例補償方式の場合の補償回路定数、第３
図（ｃ）のコンデンサ137,138の容量値は積分補償方式
の場合の補償回路定数である。

第４図（ａ）〜（ｃ）は第３図（ａ）〜（ｃ）に示し
た補償回路の変形例である。すなわち、第４図におい
て、バツテリ設定電圧V_BCは、発電機の出力電圧V_BSとは
異なり交流リツプル電圧を含まない一定の直流電圧であ
る。したがつて、演算増幅器132の＋端子入力部の抵
抗，コンデンサを省略しても、上記した機能を表現する
ことができる。

第５図に、他の実施例の一例のブロツク図を示す。バ
ツテリ充電発電機用電圧制御系のマイナループに電流制
御機能を付加した場合を示している。第５図において、
前記第１図に示した同一記号の構成の説明については省
略する。第５図で、Ａは電圧制御回路であり、前記第１
図に示したものと同様に偏差増幅器131と第１の補償回
路13で構成される。また、Ｂは、新たに構成した電流制
御回路であり、第２の偏差増幅器151と第２の補償回路1
5,PWM回路14と、チヨツパ６の電流を検出抵抗17を介し
て電流を検出する電流検出回路16等で構成される。

以下界磁巻線電流の制御について説明する。

バツテリの端子電圧V_Bはバツテリ設定電圧V_BCと比較
され、その偏差εは第１補償回路で増幅されるとともに
高域周波数成分がカツトされ、K₁ε_１の信号を出力す
る。すなわち、界磁電流指令値I_fc＝K₁ε_１を得る。

電流制御回路Ｂにおいては、第２の偏差増幅器151
で、界磁電流指令値I_fcと界磁電流検出回路の電流検出
信号I_ffとを比較してその偏差ε_２は第２補償回路15で
増幅されることとともに、高域周波数成分がカツトさ
れ、K₂ε_２の信号を出力する。

PWM回路14では、電流偏差信号（増幅も含む）K₂ε_２
に応じてデユーテイを決定し、６のチヨツパをON,OFF動
作させ、界磁巻線４に流す電流を制御する。そして、実
際に流れた界磁電流を検出抵抗17と電流検出回路16を介
して、前記偏差増幅器151へフイードバツクされ、電流
フイードバツク制御が行われる。その場合の電流制御に
おける第２補償回路の補償回路定数は次のようである。

充電発電機の界磁巻線４は、一般に巻数が多く巻かれ
ているためにインダクタンスが大きく、時定数も長い。
従つて、電流制御系の応答を早くするために、前記した
比例，比例・積分，積分等の補償方法を用いて最適補償
を行う必要がある。

一方、電機子１の巻線時定数は、界磁巻線の時定数よ
りも小さい。従つて、電圧制御系の第１補償回路で補償
を行う場合には、Ｂの電流制御回路の制御応答よりも補
償定数を大きくすることが必要である。すなわち、電圧
制御系応答時間＞電流制御系応答時間を満足しないと充
電発電機の制御は安定とならない。なぜならば、電圧制
御系のフイードバツク信号となるバツテリ電圧V_Bには、
三相発電機のリツプルが多く含まれており、リツプル除
去の為にも、また、バツテリ配線が長くなつた場合の配
線抵抗、インダクタンスの影響を除く為にも第１の補償
定数を界磁電流制御系よりも充分長くすることが必要で
ある。この結果、電圧制御系を安定に動作させることが
可能である。

次に、第５図の具体的な詳細回路を第６図に示す。第
６図において、13は第１補償回路を含み、電圧制御系を
構成している。具体的には、演算増幅器（偏差増幅器）
132,入力抵抗（積分抵抗）133,フイードバツクコンデン
サ137（積分コンデンサ）で積分器を構成するととも
に、バツテリ電圧V_Bを分圧抵抗191,192で分圧した電圧V
_BSのリツプルを除去するフイルタ機能も備えている。ま
た、バツテリ検出電圧V_BSとバツテリ設定電圧V_BCとの偏
差を出力するものである。15は、第２の補償回路であ
り、偏差増幅器152,入力抵抗153,154,フイードバツク抵
抗155,156でもつて比例補償回路を構成し、これらを含
めて電流制御系を構成している。

14はPWM回路であり、141は演算増幅器で入力抵抗142,
143,144と帰還コンデンサ145で積分器を構成し、また、
増幅器146と146の出力を抵抗147で正帰還させ、かつ入
力抵抗148でもつて、ヒステリシスをもつた比較器とし
て動作させ、その場合の比較器の動作レベルは入力抵抗
149を介して設定されるV_Cで決定される。そして、比較
器の出力C₀を積分入力抵抗142へフイードバツクするこ
とで、デユーテイ制御が可能なPWM制御回路となる。上
記、PWM制御回路14は、入力信号（電圧）ε_ｉに対して
出力信号e₀のデユーテイ（通流率）を比例的に制御でき
る機能を有している。

18は６のチヨツパのゲート駆動回路であり、PWM信号e
₀を増幅し、ゲートを駆動する信号を発生する。また、1
8のゲート駆動回路には駆動信号の増幅の他、電圧を昇
圧する機能等も有する。

16は電流検出回路であり、演算増幅161,入力抵抗162,
163,帰還抵抗164,165で構成される。

また、17は電流検出用抵抗であり、チヨツパ６に流れ
る電流を検出するものである。チヨツパ６はパワーMOSF
ETを用いた場合を示しており、素子電流の１部の電流を
分流して電流検出抵抗17に流して電圧により検出する場
合を示している。

図の場合は、スイツチがプラスの電源側にある、いわ
ゆるハイサイドスイツチの場合を示したが、スイツチが
負荷と逆のマイナス側に用いた場合でも同じような機能
を有し、いずれの場合でもよい。次に第６図の動作説明
を行う。先ず電圧制御回路13の動作は次の通りである。
電圧制御回路13では、バツテリ電圧V_Bを分圧した電圧V
_BSがバツテリ電圧設定値V_BCと一致するようにフイード
バツク制御を行う。すなわち、バッテリ電圧V_BSと設定
値V_BCとの偏差が完全に０になるまで偏差信号I_fc（電流
指令値）を出力し、電流制御回路15へ与える。

電流制御回路では、界磁電流指令I_fcが与えられると
偏差増幅器152では電流のフイードバツク信号I_ffとから
得られた偏差信号を増幅した信号ε_２を発生し、PWM回
路に与える。

PWM回路では、前記ε_２の信号に応じてPWM信号e₀のデ
ユーテイを変化させ、ゲート駆動回路18を介してチヨツ
パ６を動作させて界磁電流I_fを制御する。界磁電流検出
を直接検出するには、絶縁形の電流検出器やシヤント抵
抗器等を用いて検出できるが、検出器の価格面やシヤン
ト抵抗の損失の問題等から、本発明では、パワー素子電
流の一部の分流電流を検出する方法を用いた場合を例に
示した。検出抵抗17で検出されたパワー素子電流信号
は、電流検出回路16で増幅後、I_ff信号となり、電流指
令値I_fcと一致するようにフイードバツク制御が行われ
る。

第７図に交流発電機の詳細構成図を示す。

１は交流発電機であり、電機子巻線10,界磁巻線4,三
相整流器２等で構成される。界磁巻線４が巻かれている
ロータがエンジン等の駆動装置によつて回転させると、
10の電機子巻線より三相の交流電圧が発生する。この三
相整流機で交流を脈動電圧を含む直流電圧に変換後、バ
ツテリ３への充電電流及び負荷11（スイツチがON時）へ
電流を流す。

上記動作において交流の出力電圧は界磁巻線４に流れ
る電流を６のチヨツパでON,OFF制御することにより可変
することができる。すなわち、チヨツパ６がONするとバ
ツテリ電圧V_Bがチヨツパ６を通り界磁巻線４へ界磁電流
I_fが流れる。次にチヨツパ６をOFFすると界磁巻線４に
流れていたI_fは流れつづけようとして、ダイオード５を
介してフライホイール電流となり減衰する脈動電流とな
る。

従つて、チヨツパ６の通流率（ON/ON＋OFF）を変える
ことで、界磁電流を制御することができる。

なお、界磁巻線のインダクタンスが大きい場合には界
磁電流I_fの脈動分は小さく直流電流に近い電流となる。

第６図に戻つて、図に示した充電発電機の制御系にお
いては、充電発電機の出力電圧制御の安定化のために、
上記したごとく次のような方法を用いている。すなわ
ち、電流制御応答動作を早くするために、第２の補償回
路15（電流制御回路）を比例補償のみとしている。ま
た、充電発電機の電圧制御を安定に動作させるために、
第１の補償回路（電圧制御回路）を積分補償のみとし、
第２の補償回路時定数よりも充分大きな値に設定してい
る。すなわち、第１の補償回路の補償回路定数を充分大
きくすることにより、バッテリ電圧V_Bに含まれた三相の
整流リップルも除去するとともに、電圧制御系の動作の
安定化が図れる。

また、その他の実施例について第８図に示す。充電発
電機制御にマイコンを用いた場合を例に示したものであ
り、電圧制御系（電圧偏差）を上記したアナログ制御で
行い、PWM制御、あるいは電流制御等はマイコンを用い
て、ソフト処理で行う場合を示した。第８図において、
13は電圧制御回路、19はマイコン、191はA/D変換器、19
2はD/A変換器、193はCPU、194はPWM発生回路である。電
圧制御回路13では、バツテリ電圧信号V_BSとバツテリ電
圧設定値V_BCの偏差I_fcを出力する。I_fcは、フイードバ
ツク信号のバツテリ信号V_BSが、設定値と一致するまで
出力し、上記した発電機の界磁電流を制御する。設定電
圧V_BCは、CPU193内のメモリに設定されているデータをD
/A変換器を介して偏差増幅器132へ与える。偏差信号I_fc
は191のA/Dを介してCPU193へ入力される。電圧制御のみ
の場合には、偏差信号I_fに応じたPWMのデユーテイを193
のCPUで演算し、PWM回路194を介し、PWM出力e₀を出力す
る。また、電流制御を行う場合には、図示していない
が、A/D変換器を介してフイードバツク電流を取込み、1
93のCPUでソフト的に電流制御演算を行ない、PWM回路19
4を介してPWM出力信号e₀を出力する。

上記方法は、フイードバツク信号のバツテリ電圧と設
定電圧の偏差補償演算をアナログで行つているので、電
圧検出の分解能を上げることができる。例えば、オール
デジタルの場合は、バツテリ電圧をA/D変換器を介して
入力するために、電圧制御部で増幅演算を行うと、ビツ
トの分解能がおちるために制御精度が悪くなる。したが
つて、電圧制御性能を上げるためには、高精度のA/D変
換器が必要となる。一方、本発明の場合は、演算増幅後
A/D変換を行うので、PWMのデユーテイ設定に必要なビツ
ト数であれば良いので高精度のA/D変換器の必要はな
い。

以上、説明したごとく、本方式のアナログ，デジタル
方式を用いれば、精度良い発電機の制御特性を得ること
ができる。

以上、説明した本発明を適用した充電発電機の電圧変
動特性の一例を、従来方式と比較して第９図に示す。発
電機出力から負荷に流れる電流I_Lを、０〜100A程度変化
させた場合のバツテリ電圧変動特性を示している。電圧
の制御特性は、従来方式が大幅に変動するのに対して、
本発明を適用した場合のバツテリ電圧の変動は小さく、
ほとんど変化が無い、良好な特性を示している。

以上、本発明の実施例によれば、自動車用充電発電機
の出力制御特性が発電機の負荷変動時あるいは、回転数
が変わつた場合においても、出力電圧を一定に制御でき
るために、充電発電機の性能向上が図れる効果がある。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、充電発電機の出
力電圧制御において、フイードバツクループに補償回路
をもうけることにより充電発電機出力の負荷急変時、あ
るいは、大容量負荷を付加した場合においても、電圧を
一定に制御できる効果がある。

また、電圧安定化補償回路にバッテリ電圧の交流リッ
プル除去機能をもたせることにより、発電機出力電圧の
リップル除去用のフィルタが不要となり、回路構成が簡
単になる効果がある。さらには、電圧制御系のマイナー
ループに電流制御系を設けて各々補償回路定数を最適に
することにより、電圧制御の安定と共に、界磁電流も安
定に制御することができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示す自動車用充電発電機
用制御装置の回路構成のブロツク図、第２図は従来例を
示す自動車用充電発電機用制御装置の回路ブロツク図、
第３図，第４図は本発明を説明するための補償回路の詳
細回路図、第５図は、本発明の他の実施例を示す自動車
用充電発電機用制御装置の回路構成のブロツク図、第６
図は、第５図の詳細回路構成図、第７図は、充電発電機
の回路構成図、第８図は、本発明を適用した他の実施例
を示す回路ブロツク図、第９図は、本発明を適用した場
合と従来例を比較した充電発電機の出力特性図。

フロントページの続き (72)発明者増野敬一茨城県勝田市大字高場2520番地株式会社日立製作所佐和工場内 (56)参考文献特開昭55−18839（ＪＰ，Ａ) 特開昭56−148147（ＪＰ，Ａ) 特開平１−283030（ＪＰ，Ａ) 特開昭57−6541（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−92231（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02J 7/14 - 7/24 H02P 9/00 - 9/48

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】フィードバックループを介して検出した発
電出力電圧を設定基準電圧と比較し、その結果に応じて
前記発電出力電圧を制御し、かつ前記フィードバックル
ープに電圧安定化のための補償回路を設けてなる車両用
発電機の制御装置において、前記補償回路は前記発電出
力電圧を制御する電圧制御回路と該電圧制御回路のマイ
ナーループに設けられた電流制御回路とからなり、前記電圧制御回路はバッテリ電圧の交流リップル除去機
能を有し、前記電流制御回路はPWM制御回路を含み、前記電圧制御回路の電圧安定化補償回路定数が前記電流
制御回路の電流安定化補償回路定数よりも大きいことを
特徴とする車両用発電機の制御装置。