JP7229127B2

JP7229127B2 - 風力発電装置

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Publication number: JP7229127B2
Application number: JP2019153719A
Authority: JP
Inventors: 朗子田渕; 雅博井上; 敏則山根; 俊輝安村
Original assignee: Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd; Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Engineering Co Ltd; Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2019-08-26
Filing date: 2019-08-26
Publication date: 2023-02-27
Anticipated expiration: 2039-08-26
Also published as: JP2021035180A

Description

本発明は、風力発電装置に関する。

従来より、翼軸と連結された回転子と、回転子に設けられる界磁巻線と、固定子に設けられる電機子巻線と、電機子巻線の出力電力を全波整流する整流器とを備える発電機が、風力発電装置に用いられている。このような構成の風力発電装置は小規模なものが多く、発電電力は整流器の出力に接続された蓄電池に蓄えられることが一般的である。

このような風力発電装置では、出力電圧の調整のために、界磁巻線に流れる励磁電流（界磁電流）が制御される。特開２００３－２８４３９３号公報（特許文献１）には、翼軸の回転数が第１の値以上になったときに界磁電流の供給を開始する一方で、それ以下の回転数では界磁電流の供給を行わない制御が記載される。この制御により、停止した翼にかかる負担を低減して、容易に回転を開始することが可能な風力発電装置を提供することができる。

特開２００３－２８４３９３号公報

上記特許文献１に記載されたタイプの風力発電装置では、整流器の出力に蓄電池が接続されている。従って、発電機を発電状態とできるのは、蓄電池の電圧を超える電圧を整流器の出力に発生できる状態で発電機が動作している場面に限定される。このため、発電の機会が制限されることが懸念される。

本発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、整流器の出力に蓄電池の電圧を超える電圧を発生させなくても発電機を発電状態で運転することで、風力発電装置の設備利用率を向上することである。

本発明のある局面では、風力発電装置は、発電機と、蓄電素子と、出力電圧制御回路と、励磁電流制御回路と、出力電圧制御回路及び励磁電流制御回路の動作を制御する制御器とを備える。発電機は、プロペラの回転軸と機械的に連結された回転子に設けられた界磁巻線と、固定子に設けられた電機子巻線と、電機子巻線及び出力端子の間に接続された整流器とを有する。蓄電素子は、発電機が出力端子に出力した直流電力によって充電される。出力電圧制御回路は、出力端子及び蓄電素子の間に接続される。出力電圧制御回路は、出力端子と電気的に接続された入力ノードの第１の直流電圧に対する、蓄電素子と電気的に接続された出力ノードの第２の直流電圧の昇圧比を制御するように構成される。励磁電流制御回路は、蓄電素子及び界磁巻線と電気的に接続されて、界磁巻線に供給する励磁電流を制御するように構成される。制御器は、回転数検出部と、出力電圧制御部と、励磁電流制御部とを含む。回転数検出部は、回転軸の回転数を検出する。出力電圧制御部は、回転数検出部によって検出された回転数に応じて発電機の出力電圧指令値を決定するとともに、第１の直流電圧が出力電圧指令値と一致するよう出力電圧制御回路の昇圧比を制御する。励磁電流制御部は、回転数検出部によって検出された回転数に応じて励磁電流指令値を決定するとともに、励磁電流が励磁電流指令値と一致するよう励磁電流制御回路の動作を制御する。

本発明によれば、整流器から出力端子に出力される直流電圧が蓄電素子の直流電圧より低い場合でも、出力電圧制御回路による昇圧によって、発電機からの直流電力で蓄電素子を充電することができる。この結果、発電機が発電可能となる運転領域の拡大によって風力発電装置の設備利用率を向上することができる。

本発明の実施の形態１に係る風力発電装置の構成を示す概略図である。図１に示された風力発電装置の電気回路部分の構成を示す回路図である。風車の回転数－トルクの特性図の一例である。図３に示した特性を有する風車の回転数－機械出力の特性図である。図１に示された発電機の固定子の電気的な等価回路図である。図１に示された発電機制御部による制御構成例を説明するブロック図である。図６に示された出力電圧制御部の構成例を説明するブロック図である。発電機の回転数及び出力電圧の指令値との関係の一例を示す概念図である。図６に示された励磁電流制御部の構成例を説明するブロック図である。実施の形態２に係る風力発電装置で用いられるトルク演算部の構成例を説明するブロック図である。励磁電流及び出力電流に対する相互インダクタンスの特性の一例を示す概念図である。本発明の実施の形態３に係る風力発電装置の電気回路部分の構成を示す回路図である。実施の形態３に係る風力発電装置での発電機制御部の構成例を説明する機能ブロック図である。図１３に示されたモード判定部の構成例を説明する回路図である。図１３に示された出力電圧制御部の構成例を説明するブロック図である。図１３に示された励磁電流制御部の構成例を説明するブロック図である。図１６に示された電機子電流演算部の構成例を説明するブロック図である。図１６に示されたトルク演算部の構成例を説明するブロック図である。

以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る風力発電装置の構成を示す概略図である。

図１を参照して、実施の形態１に係る風力発電装置１０は、発電機２０と、蓄電素子３０と、出力電圧制御回路４０と、励磁電流制御回路５０と、発電機制御部６０とを備える。

発電機２０は、端子２１～２５と、固定子（図示せず）に設けられた三相の電機子巻線２７と、プロペラ５と機械的に連結された回転子（図示せず）に設けられた界磁巻線２８と、整流器２９とを含む。プロペラ５は、風を受けて回転するように配置される。

発電機２０は、例えば、自動車用のオルタネータによって構成することができる。端子２１は、回転子の回転数に応じた周波数を有する交流電圧を出力するＰ端子に相当する。端子２３は、アース用のＥ端子に相当し、端子２２は、発電機２０の発電によって得られた直流電圧が出力されるＢ端子に相当する。端子２４及び２５は、界磁巻線２８の一端及び他端と接続される。端子２２（Ｂ端子）は、発電機の「出力端子」の一実施例に対応する。

整流器２９は、三相の全波整流を行うダイオードブリッジによって構成される。三相の電機子巻線２７の一端は、当該ダイオードブリッジの交流側（三相）とそれぞれ接続される。三相の電機子巻線２７の他端同士は中性点で互いに接続される。三相の電機子巻線２７のうちの一相の一端は、端子２１（Ｐ端子）と更に接続される。

整流器２９を構成するダイオードブリッジの直流側は、端子２２及び端子２３と接続される。発電機２０では、プロペラ５の回転に伴って電機子巻線２７に生じた三相交流電圧が整流器２９によって整流されて、直流電力（即ち、直流電圧及び直流電流）が端子２２から出力される。

出力電圧制御回路４０の入力側は、端子２２と接続される。出力電圧制御回路４０の出力側は、蓄電素子３０と電気的に接続される。蓄電素子３０は、例えば、鉛蓄電池等の二次電池、又は、キャパシタ等によって構成することが可能である。

励磁電流制御回路５０の入力側は蓄電素子３０と電気的に接続され、出力側は発電機２０の端子２４及び２５と接続される。励磁電流制御回路５０は、蓄電素子３０の出力電圧を用いて、界磁巻線２８に供給される励磁電流Ｉｆを発生する。

発電機制御部６０は、蓄電素子３０からの電力供給によって動作して、風力発電装置１０の各要素を制御する。図１では、発電機制御部６０は、当該制御機能の一部として、出力電圧制御回路４０及び励磁電流制御回路５０の制御信号を生成する。

発電機制御部６０は、図示しない、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、メモリ、入出力インタフェース、及び、内部電源回路を有するように構成することができる。内部電源回路は、蓄電素子３０からの電力を用いて制御電源を生成する。メモリには、制御用プログラム、演算により得られたデータ、検出値、指令値等の各種データを記憶することができる。ＣＰＵは、所望の演算に必要なプログラム及びデータをメモリから読み出して、後述する制御演算を実行することができる。発電機制御部６０は「制御器」の一実施例に対応する。

蓄電素子３０は、図示しない外部負荷、例えば、照明及びセンサの電源としても用いられる。即ち、蓄電素子３０は、出力電圧制御回路４０を介して発電機２０による発電電力によって充電されるとともに、風力発電装置１０自体の制御電源、界磁巻線２８に流れる励磁電流Ｉｆの電源、及び、上記外部負荷の電源としても機能する。このため、実際には、発電機２０による発電電力から、上記電源としての消費電力を減算した電力によって、蓄電素子３０は充電される。尚、図示は省略しているが、蓄電素子３０に対して、電圧、電流、及び、温度の検出器、及び、保護回路、並びに、負荷への給電回路が設けられる。

図２は、図１に示された風力発電装置１０の電気回路部分の構成を示す回路図である。図２では、出力電圧制御回路４０及び励磁電流制御回路５０の構成例が主に示される。

図２を参照して、出力電圧制御回路４０は、一般にチョッパと呼ばれる昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータによって構成することができる。例えば、出力電圧制御回路４０は、平滑コンデンサ４１及び４２と、ダイオード４３と、スイッチング素子４４と、リアクトル４５とを有する。スイッチング素子４４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-semiconductor Field-Effect Transistor）に代表される、制御信号に従ってオンオフ制御可能な自己消弧型の半導体素子によって構成することができる。スイッチング素子４４は、発電機制御部６０からのゲート信号ＳＧｂに応じてオンオフされる。

平滑コンデンサ４１は、端子２２と電気的に接続された入力ノードＮｉｎと、ノードＮｇとの間に接続される。ノードＮｇは、発電機２０の端子２３と同電位（例えば、接地電位）である。平滑コンデンサ４２は、蓄電素子３０と電気的に接続された出力ノードＮｏｕｔと、ノードＮｇとの間に接続される。入力ノードＮｉｎ及び出力ノードＮｏｕｔは、出力電圧制御回路４０の「入力ノード」及び「出力ノード」にそれぞれ相当する。

スイッチング素子４４は、ノードＮｍ１及びノードＮｇの間に接続される。スイッチング素子４４は、発電機制御部６０からのゲート信号ＳＧｂに応じてオンオフする。ダイオード４３は、ノードＮｍ１及び出力ノードＮｏｕｔの間に接続される。ダイオード４３のアノードは、ノードＮｍ１と接続され、カソードは出力ノードＮｏｕｔと接続される。即ち、ダイオード４３は、ノードＮｍ１から出力ノードＮｏｕｔへの電流を通過する一方で、出力ノードＮｏｕｔからノードＮｍ１への電流を遮断する。リアクトル４５は、入力ノードＮｉｎ及びノードＮｍ１の間に接続される。

出力電圧制御回路４０では、入力ノードＮｉｎの直流電圧Ｖｂが入力電圧、入力ノードＮｉｎに入力される直流電流Ｉｂが入力電流、出力ノードＮｏｕｔの直流電圧Ｖｏｕｔが出力電圧と定義される。図示は省略しているが、直流電流Ｉｂ、直流電圧Ｖｂ、及び、出力電圧Ｖｏｕｔの検出器が配置される。これらの検出器による検出値は、発電機制御部６０へ入力される。

図２の構成例では、端子２２が入力ノードＮｉｎと直接接続されるので、直流電圧Ｖｂ及び直流電流Ｉｂは、発電機２０の出力電圧及び出力電流にそれぞれ相当する。発電機２０の出力電流は、発電機２０の電機子巻線２７を流れる電機子電流に相当する。従って、出力電圧制御回路４０で直流電圧Ｖｂ及び直流電流Ｉｂを検出することで、発電機２０の出力電圧及び出力電流を検出することが可能である。このため、以下では、直流電圧Ｖｂ及び直流電流Ｉｂを、発電機２０の出力電圧及び出力電流としても取り扱う。即ち、直流電圧Ｖｂ及び直流電流Ｉｂの積は、発電機２０から出力された発電電力に相当する。

出力電圧制御回路４０（昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ）では、スイッチング素子４４のオン状態では、入力ノードＮｉｎからリアクトル４５に流れる電流によって、リアクトル４５にエネルギが蓄積される。スイッチング素子４４をオフすると、リアクトル４５に蓄積されたエネルギが、ダイオード４３を介して出力ノードＮｏｕｔへ放出される。これにより、入力ノードＮｉｎよりも高い電圧を出力ノードＮｏｕｔに発生することができる（Ｖｏｕｔ≧Ｖｂ）。

昇圧チョッパでは、単位時間中でのスイッチング素子４４のオン時間の割合で定義されるデューティ比Ｄｂを用いると、直流電圧（入力電圧）Ｖｂ及び直流電圧（出力電圧）Ｖｏｕｔの間には、Ｄｂ＝１－（Ｖｂ／Ｖｏｕｔ）の関係が成立することが知られている。従って、スイッチング素子４４のオンオフ制御により、式（１）に示される電圧比の制御が可能である。

１－Ｄｂ＝（Ｖｂ／Ｖｏｕｔ）…（１）
式（１）において、０＜（１－Ｄｂ）≦１であるから、（Ｖｂ／Ｖｏｕｔ）≦１、即ち、Ｖｏｕｔ≧Ｖｂの範囲で、出力電圧制御回路４０は動作することができる。従って、スイッチング素子４４のオフ時間の比率に相当する（１－Ｄｂ）を変化させることで、入力電圧Ｖｂに対する出力電圧Ｖｏｕｔの昇圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｂ）を制御できることが理解される。

励磁電流制御回路５０は、発電機２０の界磁巻線２８をリアクトルとして用いる降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（降圧チョッパ）によって構成することができる。例えば、励磁電流制御回路５０は、平滑コンデンサ４６と、ダイオード４７と、スイッチング素子４８を有する。スイッチング素子４８は、スイッチング素子４４と同様に、自己消弧型の半導体素子によって構成される。

平滑コンデンサ４６は、端子２４と接続されたノードＮｆと、ノードＮｇとの間に接続される。平滑コンデンサ４６は、蓄電素子３０の出力電圧によって充電される。スイッチング素子４８は、端子２５と接続されたノードＮｍ２及びノードＮｇの間に接続される。スイッチング素子４４は、発電機制御部６０からのゲート信号ＳＧｆに応じてオンオフされる。ダイオード４７は、ノードＮｍ２及びノードＮｆの間に接続される。ダイオード４７のアノードは、ノードＮｍ２と電気的に接続され、カソードはノードＮｆと接続される。即ち、ダイオード４７は、ノードＮｍ２（端子２５）からノードＮｆへの電流を通過する一方で、ノードＮｆからノードＮｍ２への電流を遮断する。

界磁巻線２８は、発電機２０の内部で端子２４及び端子２５の間に電気的に接続される。励磁電流制御回路５０は、平滑コンデンサ４６の直流電圧を入力電圧とし、励磁電流Ｉｆによって界磁巻線２８に生じる電圧を出力電圧とする降圧チョッパとして動作する。平滑コンデンサ４６は蓄電素子３０によって充電されるので、平滑コンデンサ４６の電圧は、平滑コンデンサ４２の電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）と同等である。尚、図示は省略しているが、励磁電流Ｉｆの検出器が配置されており、励磁電流Ｉｆの検出値も、発電機制御部６０へ入力される。

スイッチング素子４８のオン期間には、平滑コンデンサ４６の入力電圧を用いて、ノードＮｆから、端子２４、界磁巻線２８、端子２５（ノードＮｍ２）、及び、スイッチング素子４８を経由して、ノードＮｇに至る経路により、界磁巻線２８へのエネルギ蓄積を伴って、励磁電流Ｉｆが供給される。

一方で、スイッチング素子４８のオフ期間では、平滑コンデンサ４６の入力電圧は供給されず、ノードＮｆ、端子２４、界磁巻線２８、端子２５（ノードＮｍ２）、ダイオード４７、及び、ノードＮｆの還流経路により、界磁巻線２８に蓄積されたエネルギにより、励磁電流Ｉｆが流れ続ける。

従って、単位時間中でのスイッチング素子４８のオン時間の割合で定義されるデューティ比Ｄｆを用いると、平滑コンデンサ４６の電圧（Ｖｏｕｔ）、界磁巻線２８に生じる直流電圧Ｖｆ、及び、デューティ比Ｄｆの間には、Ｖｆ＝Ｖｏｕｔ・Ｄｆの関係が成立する。界磁巻線２８の電気抵抗値Ｒｆを用いると、Ｖｆ＝Ｒｆ・Ｉｆであるので、励磁電流Ｉｆは、式（２）で示される。

Ｉｆ＝（Ｖｏｕｔ／Ｒｆ）・Ｄｆ …（２）
即ち、励磁電流制御回路５０は、スイッチング素子４８のデューティ比Ｄｆによって、励磁電流Ｉｆを制御することができる。

蓄電素子３０（ノードＮｂ）と、発電機制御部６０との間には、ダイオード５１が更に接続されてもよい。ダイオード５１は、ノードＮｂと接続されたアノード、及び、発電機制御部６０と接続されたカソードを有する。これにより、発電機制御部６０から蓄電素子３０への電流は遮断される。

同様に、励磁電流制御回路５０（ノードＮｆ）と、蓄電素子３０（ノードＮｂ）との間には、ダイオード５２が更に接続されてもよい。ダイオード５２は、ノードＮｂと接続されたアノード、及び、ノードＮｆと接続されたカソードを有する。これにより、励磁電流制御回路５０から蓄電素子３０への電流は遮断される。

又、出力電圧制御回路４０（出力ノードＮｏｕｔ）と、蓄電素子３０（ノードＮｂ）との間には、ダイオード５３が更に接続されてもよい。ダイオード５３は、出力ノードＮｏｕｔと接続されたアノード、及び、ノードＮｂと接続されたカソードを有する。これにより、蓄電素子３０から出力電圧制御回路４０への電流は遮断される。

ダイオード５１～５３を配置することにより、蓄電素子３０、出力電圧制御回路４０、励磁電流制御回路５０、及び、発電機制御部６０のそれぞれとの間の電流方向を固定することが可能である。尚、ダイオード５１～５３の配置は省略することも可能である。又、発電機２０の端子２２及び出力電圧制御回路４０の間に、出力電圧制御回路４０から端子２２への電流を遮断する方向に、ダイオードを更に接続することも可能である。

次に、図３及び図４を用いて、風力発電機の特性について説明する。

図３は、風車の回転数－トルクの特性図の一例である。

図３の横軸には風車の回転数Ｎ［ｒ／ｍｉｎ］が示され、縦軸には、風車に発生するトルクＴ［Ｎ・ｍ］が示される。図１の風力発電装置１０では、プロペラ５の回転数及びトルクが、図３の横軸及び縦軸にそれぞれ相当する。

風車は、一定風速下では、回転数が決まると発生トルクが決定される。図３には、風速毎に、回転数及びトルク間の関係を示す曲線が記載される。

図３から、風速が一定の下では、風車の回転数Ｎが増加するのに従ってトルクＴも増加するが、極大点（最大トルク点）を超えて回転数Ｎが更に増加すると、トルクＴは、回転数Ｎの増加に従って減少する。

各風速での最大トルク点での風車の発生トルク（最大トルク）は、風速が大きくなるのに従って増加し、最大トルクが生じる回転数Ｎについても、風速が大きくなるのに従って上昇する。

基準となる風速Ｖｏにおいて、回転数ＮｏのときにトルクＴｏが発生する特性を風車が有するとき、任意の風速Ｖにおける当該風車の回転数Ｎ及びトルクＴは、下記の式（３）及び式（４）にそれぞれ表すことができる。

Ｎ＝Ｎｏ・（Ｖ／Ｖｏ） …（３）
Ｔ＝Ｔｏ・（Ｖ／Ｖｏ）＾２ …（４）
式（３）より、回転数Ｎは風速に比例し、式（４）より、トルクＴは風速の２乗に比例することがわかる。式（３）及び式（２）から、回転数Ｎ及びトルクＴの関係を導くと、式（５）を得ることができる、式（５）から、トルクＴは、回転数Ｎの２乗に比例することが確認できる。

Ｔ＝Ｔｏ・（Ｎ／Ｎｏ）＾２ …（５）
図４は、図３に示した回転数－トルク特性を有する風車の回転数－機械出力の特性図である。図４の横軸には、図３と同様の回転数Ｎ［ｒ／ｍｉｎ］が示され、縦軸には、機械出力Ｐ［Ｗ］が示される。機械出力Ｐは、機械角速度ωとトルクＴの積で示される。回転数Ｎに対する角速度ωは、ω＝（Ｎ／６０）・２・πで示されるので、機械出力Ｐ［Ｗ］は、下記の式（６）で表すことができる。

Ｐ＝（Ｎ／６０）・２・π・Ｔ …（６）
更に、基準となる風速Ｖｏにおける機械出力Ｐｏと、任意の風速Ｖにおける機械出力Ｐとの関係は、下記の式（７）で表すことができる。式（７）より、式（５）から、機械出力Ｐは、風速の３乗に比例することが確認できる。

Ｐ＝Ｐｏ・（Ｖ／Ｖｏ）＾３ …（７）
式（３）及び式（７）から回転数Ｎ及び機械出力Ｐの関係を導くと、式（８）を得ることができる。式（８）から機械出力は、回転数Ｎの３乗に比例することが確認できる。

Ｐ＝Ｐｏ・（Ｎ／Ｎｏ）＾３ …（８）
図４においても、風速が一定の下では、風車の回転数Ｎが増加するのに従って機械出力Ｐも増加するが、極大点（最大出力点）を超えて回転数Ｎが更に増加すると、機械出力Ｐは、回転数Ｎの増加に従って減少する。

各風速での最大出力点での風車の機械出力（最大出力）は、風速が大きくなるのに従って増加し、最大出力が生じる回転数Ｎについても、風速が大きくなるのに従って上昇する。図４中には、各風速での最大出力点の集合に相当する最大出力線２１０が更に示されている。最大出力線２１０は、各風速での、機械出力が最大となる回転数の集合である。

最大出力線２１０は、式（８）に対して、機械出力Ｐが最大となる動作点に対応させた回転数Ｎｏ及び機械出力Ｐｏを代入したときの関数式に相当する。このときの回転数Ｎｏ及びトルクＴｏを式（７）に代入すると、図３上にも最大出力線２１０を引くことができる。

従って、図３に示すような、風車の回転数－トルク特性が把握できていれば、最大出力線２１０上の動作点（回転数Ｎ及び発生トルクＴの組み合わせ）で発電機２０を運転することにより、風速を知ることができなくても、風速に応じて機械出力Ｐを最大限取り出すことが可能である。

次に、発電機２０が所望のトルクを発生するように、発電機２０の運転を制御する手法について説明する。

一般に、巻線界磁の同期電動機は、電機子巻線に流れる無効電流成分を調整することで出力を制御することができる。本実施の形態では、発電機２０は、図１で示したとおり、電機子巻線２７及び界磁巻線２８を有しており、巻線界磁の同期発電機を含んで構成されているが、その出力端子には整流器２９が接続されている。従って、発電機２０では、電機子巻線に無効電流の基本波成分が流れることはない。このため、同期発電機の出力側に整流器２９が接続された図１の発電機２０は、他励式の直流発電機とみなすことができる。

一般的に、他励式の直流発電機では、電機子電流Ｉａ、界磁巻線の励磁電流Ｉｆ、電機子及び界磁巻線間の相互インダクタンスＬａｆ（以下、単に「相互インダクタンスＬａｆ」とも称する）、及び、機械角速度ωに対して、内部誘起電圧Ｅａは式（９）で示され、発生トルクＴｅは式（１０）で示される。

Ｅａ＝Ｌａｆ・Ｉｆ・ω …（９）
Ｔｅ＝Ｌａｆ・Ｉｆ・Ｉａ …（１０）
従って、発電機２０の特性試験により、励磁電流Ｉｆ、電機子電流Ｉａ、及び、発生トルクＴｅを測定することで、式（１０）から相互インダクタンスＬａｆを算出することができる。実施の形態１では、図２の回路構成から理解されるように、発電機２０の電機子電流Ｉａは、端子２２から出力電圧制御回路４０へ入力される直流電流Ｉｂに相当する。このため、発電機２０の運転時には、特性試験で予め算出した相互インダクタンスＬａｆと、励磁電流Ｉｆ及び入力電流Ｉｂの検出値とを用いて、式（１０）に従って発生トルクを演算することができる。

図５には、電機子巻線２７及び整流器２９が搭載された発電機２０の固定子の電気的な等価回路が示される。

図５を参照して、固定子の等価回路は、三相交流回路を直流回路に換算した形で記載される。従って、図５中では、電機子巻線２７のインダクタンスＬａ、及び、電機子巻線抵抗Ｒａも直流換算されている。又、図５中のＶｄは、整流器２９のダイオードで生じる順電圧降下を示しており、端子２２の電圧は、図１で説明した、出力電圧制御回路４０の直流電圧Ｖｂと同等である。

この等価回路では、内部誘起電圧Ｅａについて、下記の式（１１）が成立する。

Ｅａ＝Ｌａ・ｄＩｂ／ｄｔ＋Ｒａ・Ｉｂ＋２・Ｖｄ＋Ｖｂ …（１１）
整流器２９中のダイオードの作用により、式（１１）において、Ｅａ－２・Ｖｄ－Ｖｂ＞０の場合には、Ｉｂ＞０となる一方で、Ｅａ－２・Ｖｄ－Ｖｂ≦０の場合には、Ｉｂ＝０となる。又、直流電流Ｉｂは、Ｅａ及びＶｂの電圧差に応じて変化する。式（９）～式（１１）を利用すれば、機械角速度ωに応じて直流電圧Ｖｂ及び励磁電流Ｉｆを制御することによって、直流電流Ｉｂ及び発生トルクＴｅが所望の値になるように、発電機２０を運転することができる。

ここで、式（９）～式（１１）では、発電機２０は直流発電機として扱われているが、実際には、発電機２０は、極対数がｐの同期発電機である。このため、三相交流を直流に全波整流する際に生じるリプル電圧が、発電機２０からの実際の出力電圧（即ち、直流電圧Ｖｂ）には含まれる。当該リプル電圧の周波数ｆｅは、下記の式（１２）で表すことができる。

ｆｅ＝ω／（２・π）・ｐ＝Ｎ／６０・ｐ …（１２）
本実施の形態では、発電機２０が所望の直流電流Ｉｂ（電機子電流Ｉａ相当）及び発生トルクＴｅで運転されるように、出力電圧制御回路４０及び励磁電流制御回路５０によって、直流電圧Ｖｂ及び励磁電流Ｉｆが制御される。これらの直流電圧Ｖｂ及び励磁電流Ｉｆの制御、並びに、直流電流Ｉｂ及び発生トルクＴｅの所望の値の決定の手法は限定されるものではないが、例えば、以下のような制御を適用することができる。尚、本実施の形態では、プロペラ５及び発電機２０の回転子が直結されており、両者の回転数が同一値であるものとして説明を進める。

風車の発生トルクＴｅの所望の値（例えば、図３の最大出力線２１０上の動作点とするための値）が、回転数Ｎ１においてＴｅ＝Ｔ１であるとすると、発電機２０を回転数Ｎ１及びトルクＴ１の動作点で運転する際には、発電電力Ｖｂ・Ｉｂが大きく、かつ、励磁電流Ｉｆによる損失が小さい程、蓄電素子３０への充電量が大きくなる。このため、直流電圧Ｖｂ、直流電流Ｉｂ、及び励磁電流Ｉｆの間には相関があるため簡単に決定することはできないが、一般的には、直流電圧Ｖｂがより大きく、励磁電流Ｉｆ及び直流電流Ｉｂがより小さい条件での動作が効率上有利である。

式（５）で示したように、風車は、回転数の２乗に比例するトルクで運転することが望ましい。このため、回転数Ｎが小さい領域では、励磁電流Ｉｆ及び出力電流Ｉｂを小さくして、発生トルクＴｅを低減する。又、式（９）から理解されるように、内部誘起電圧Ｅａは、機械角速度ω（即ち、回転数Ｎ）に比例する。回転数Ｎが小さい領域では、上記の様に励磁電流Ｉｆを小さくすることからも、内部誘起電圧Ｅａは低くなる。この下で発電電力を得るためには、出力電圧制御回路４０によって、直流電圧Ｖｂを低く制御することが必要である。

従って、本実施の形態では、発電機２０からの出力電圧（即ち、出力電圧制御回路４０の入力側の直流電圧Ｖｂ）を、上述した、発電電力を得るための適正値に制御するように、出力電圧制御回路４０が動作する。更に、この状態下で、発電機２０の発生トルクＴｅ（実際には、発生トルクＴｅの演算値Ｔｅｈ）が、上記の所望の値Ｔ１になるように（Ｔｅｈ＝Ｔ１）、励磁電流制御回路５０が励磁電流Ｉｆを制御する。

図６は、発電機制御部６０による制御構成例を説明するブロック図である。尚、図６を始めとするブロック図中に記載された各ブロックの機能は、例えば、発電機制御部６０に含まれるＣＰＵが、予め格納されたプログラムを実行することによるソフトウェア処理によって実現することができる。或いは、各機能の少なくとも一部については、電子回路等のハードウェアによって実現することも可能である。

図６を参照して、発電機制御部６０は、回転数検出値生成部６２、出力電圧制御部６４、及び、励磁電流制御部６６を有する。

回転数検出値生成部６２には、端子２１（Ｐ端子）から出力される交流電圧Ｖｐが入力される。交流電圧Ｖｐから、発電機２０の回転子の電気角周波数が求められ、当該電気角周波数及び発電機２０の極対数ｐから、プロペラ５及び発電機２０の回転数Ｎを演算することができる。以下では、回転数検出値生成部６２によって生成された回転数検出値についても、回転数Ｎと表記する。上述したように、本実施の形態では、回転数Ｎは、発電機２０及びプロペラ５（風車）の両方の回転数を示している。

出力電圧制御部６４は、プロペラ５の回転数Ｎ及び直流電圧Ｖｂの検出値に基づき、出力電圧制御回路４０のスイッチング素子４４のゲート信号ＳＧｂを生成する。

図７は、出力電圧制御部６４の構成例を説明するブロック図である。

図７を参照して、出力電圧制御部６４は、出力電圧指令値生成部７１、減算器７２、電圧制御器７３、比較器７４、及び、ＮＯＴゲート７５を有する。

出力電圧指令値生成部７１は、回転数検出値生成部６２によって検出された回転数Ｎに基づき、発電機２０の出力電圧に相当する直流電圧Ｖｂの指令値である出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆを生成する。

図８は、回転数Ｎと、出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆとの関係の一例を示す概念図である。

図８を参照して、基本的には、出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆは、回転数Ｎの増加に応じて上昇するように設定される。但し、回転数Ｎが小さい領域では、直流電圧Ｖｂが小さくなり過ぎないように、出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆは、一定値とすることが好ましい。又、出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆは、当該時点での出力電圧制御回路４０の出力電圧Ｖｏｕｔ（検出値）を上限値として設定される。

出力電圧指令値生成部７１は、図８に示された、回転数Ｎと出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆとの関係に従って、回転数検出値生成部６２によって検出された回転数Ｎを入力とし、出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆを出力とする、演算式、又は、ルックアップテーブルによって構成することができる。

尚、式（１０）から理解されるように、発生トルクＴｅに直接関係するのは発電機２０の電機子電流に相当する直流電流Ｉｂである。このため、出力電圧指令値生成部７１は、発電機２０の動作点（Ｎ，Ｔｅ）が決まると、当該動作点において望ましい直流電流Ｉｂを発電機２０が出力できるような値に、出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆを決定することも可能である。つまり、出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆは、式（１１）に従って決定されることに限定されず、動作点に応じた出力特性を予め測定することで決定することが可能である。或いは、式（１１）以外の演算式に従って、出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆを決定することも可能である。

再び図７を参照して、減算器７２は、出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆから、直流電圧Ｖｂ（検出値）を減算して電圧偏差ΔＶｂを算出する。電圧偏差ΔＶｂは、電圧制御器７３に入力される。

電圧制御器７３は、例えば、比例積分制御器で構成されて、直流電圧Ｖｂが出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆに一致するための、出力電圧制御回路４０中のスイッチング素子４４のデューティ比を演算する。比例積分制御での、積分項の初期値は、例えば、Ｖｂ／Ｖｏｕｔとすることができる。ここで、「直流電圧Ｖｂが出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆに一致する」とは、両者が厳密に一致する場合に限定されず、直流電圧Ｖｂが出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆに近づく（追従する）場合も含むものとする。以下、本明細書での制御に関する「一致する」との記載についても同様であるものする。

電圧制御器７３は、出力電圧制御回路４０のスイッチング素子４４のオフ期間のデューティ比を示す制御量（１－Ｄｂ）を、０＜（１－Ｄｂ）≦１．０の範囲内で出力する。式（１）に示されるように、出力電圧制御回路４０には、１－Ｄｂ＝Ｖｂ／Ｖｏｕｔの関係があるので、電圧比（Ｖｂ／Ｖｏｕｔ）を上昇又は低下させることで直流電圧Ｖｂが出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆに一致するように、制御量（１－Ｄｂ）を設定することができる。

比較器７４は、電圧制御器７３からの制御量（１－Ｄｂ）と、搬送波ＣＷとを比較する。搬送波ＣＷは、例えば、０≦ＣＷ≦１．０の範囲内で周期的に上昇及び低下を繰り返す三角波によって構成される。搬送波（三角波）ＣＷの周波数は、スイッチング素子４４のスイッチング周波数に相当する。

比較器７４は、（１－Ｄｂ）の方が搬送波ＣＷよりも大きいときには、論理ハイレベル（以下、単に「Ｈレベル」とも称する）を出力し、反対に、（１－Ｄｂ）の方が搬送波ＣＷよりも小さいときには、論理ローレベル（以下、単に「Ｌレベル」とも称する）を出力する。これにより、比較器７４からは、制御量（１－Ｄｂ）及び搬送波ＣＷの比較結果を示すパルス信号が出力される。

ＮＯＴゲート７５は、比較器７４からのパルス信号の反転信号を、ゲート信号ＳＧｂとして出力する。ゲート信号ＳＧｂは、スイッチング素子４４に伝送される。ゲート信号ＳＧｂのＨレベル期間において、スイッチング素子４４はオン状態に制御され、ゲート信号ＳＧｂのＬレベル期間において、スイッチング素子４４はオフ状態に制御される。

尚、比較器７４に対して、制御量（１－Ｄｂ）から求められたデューティ比Ｄｂを入力することも可能である。この場合には、ＮＯＴゲート７５を配置することなく、比較器７４の出力（パルス信号）を、そのままゲート信号ＳＧｂとして用いることができる。

再び図６を参照して、励磁電流制御部６６は、回転数Ｎ、励磁電流Ｉｆ、及び、直流電流Ｉｂの検出値に基づき、励磁電流制御回路５０のスイッチング素子４８のゲート信号ＳＧｆを生成する。

図９は、励磁電流制御部６６の構成例を説明するブロック図である。

図９を参照して、励磁電流制御部６６は、トルク指令値生成部８１、トルク演算部８２、減算器８３，８５、トルク制御器８４、電流制御器８６，及び、比較器８７を有する。

トルク指令値生成部８１は、回転数検出値生成部６２によって検出された回転数Ｎに基づき、発電機２０のトルク指令値Ｔｅｒｅｆを生成する。例えば、図３に示された最大出力線２１０上の動作点を選択するように、回転数Ｎからトルク指令値Ｔｅｒｅｆが求められる。即ち、トルク指令値生成部８１は、図３の最大出力線２１０に相当する回転数－トルク特性に従って、回転数Ｎを入力とし、トルク指令値Ｔｅｒｅｆを出力とする、演算式、又は、ルックアップテーブルによって構成することができる。

尚、低風速時の失速を防ぐために、低回転数領域でのトルク指令値Ｔｅｒｅｆを、最大出力線２１０上の値よりも小さく設定することも可能である。同様に、高風速時における過回転防止のために、高回転数領域でのトルク指令値Ｔｅｒｅｆを、最大出力線２１０上の値よりも大きく設定することも可能である。

トルク演算部８２には、励磁電流制御回路５０から出力される励磁電流Ｉｆの検出値、及び、出力電圧制御回路４０の直流電流Ｉｂ（発電機２０の出力電流相当）の検出値が入力される。トルク演算部８２は、上述の式（１０）を用いて、特性試験で予め算出した相互インダクタンスＬａｆと、励磁電流Ｉｆ及び入力電流Ｉｂの検出値との積に従って、トルク演算値Ｔｅｈを出力する。

減算器８３は、トルク指令値Ｔｅｒｅｆからトルク演算値Ｔｅｈを減算してトルク偏差ΔＴｅを算出する。トルク偏差ΔＴｅは、トルク制御器８４に入力される。

トルク制御器８４は、例えば、比例積分制御器で構成されて、トルク偏差ΔＴｅがゼロになる、即ち、トルク演算値Ｔｅｈがトルク指令値Ｔｅｒｅｆに一致するように制御するための励磁電流指令値Ｉｆｒｅｆを出力する。

減算器８５は、励磁電流指令値Ｉｆｒｅｆから励磁電流Ｉｆ（検出値）を減算して、電流偏差ΔＩｆを算出する。電流偏差ΔＩｆは、電流制御器８６に入力される。

電流制御器８６は、例えば比例積分制御器で構成されて、励磁電流Ｉｆが励磁電流指令値Ｉｆｒｅｆに一致するための、励磁電流制御回路５０中のスイッチング素子４８のデューティ比を演算する。

電流制御器８６は、励磁電流制御回路５０のスイッチング素子４８のオン期間のデューティ比Ｄｆを、０≦Ｄｆ≦１．０の範囲内で出力する。式（２）に示されるように、励磁電流制御回路５０には、Ｄｆ＝Ｉｆ／（Ｖｏｕｔ／Ｒｆ）の関係があるので、ΔＩｆ＞０に対してはデューティ比Ｄｆを上昇させる一方で、ΔＩｆ＜０に対してはデューティ比Ｄｆを低下させるように、デューティ比Ｄｆを調節することができる。

比較器８７は、電流制御器８６からのデューティ比Ｄｆと、比較器７４と同様の搬送波ＣＷとを比較して、ゲート信号ＳＧｆを出力する。ゲート信号ＳＧｆは、スイッチング素子４８に伝送される。従って、Ｄｆの方が搬送波ＣＷよりも大きい期間において、スイッチング素子４８はオン状態に制御される一方で、反対に、Ｄｆの方が搬送波ＣＷよりも小さいとき期間では、スイッチング素子４８はオフ状態に制御される。尚、搬送波ＣＷの周波数は、出力電圧制御回路４０及び励磁電流制御回路５０の間で独立に決定することができる。

尚、図９の例では、トルク制御器８４によって励磁電流指令値Ｉｆｒｅｆを設定したが、トルク制御を考慮することなく、回転数検出値生成部６２によって検出された回転数Ｎに応じて、直接、励磁電流指令値Ｉｆｒｅｆが設定されてもよい。これは、風車（プロペラ５）及び発電機２０の特性を踏まえた上で、回転数Ｎに対する出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆが決定されていると、ある回転数Ｎに対して、トルク指令値Ｔｅｒｅｆを発生させる励磁電流指令値Ｉｆｒｅｆを一意に決定することが可能であるからである。

又、図６では、交流電圧Ｖｐから回転数検出値を演算する例を説明したが、発電機２０の回転子の機械角又は回転数を直接的に検出するセンサを配置することも可能である。この場合には、回転数検出値生成部６２は、当該センサの出力信号を用いて、回転数検出値を出力することができる。又、直流電圧Ｖｂ、直流電流Ｉｂ、及び、励磁電流Ｉｆについても、図２中に矢印で表記した点の電圧又は電流を検出するようにセンサを配置する他、同等の検出値が得られる別の個所にセンサを配置することも可能である。或いは、これらの電圧又は電流を直接検出するのではなく、他の検出値及び演算値を利用して、演算によって求めることも可能である。更に、各センサ（検出器）の出力については、ローパスフィルタに入力して高調波成分やノイズを除去した上で制御に用いることも可能である。

以上説明したように、本実施の形態１に係る風力発電装置では、界磁巻線２８及び整流器２９を有する発電機２０が、発電機制御部６０によって制御される出力電圧制御回路４０及び励磁電流制御回路５０により、直流電圧Ｖｂ及び励磁電流Ｉｆを出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆ及び励磁電流指令値Ｉｆｒｅｆに従って制御しながら、運転される。

本実施の形態１に係る風力発電装置では、出力電圧制御回路４０を配置することにより、発電機２０からの出力電圧（直流電圧Ｖｂ）を昇圧して蓄電素子３０を充電することができる。これにより、プロペラ５の回転数が低く、発電機２０の出力電圧が蓄電素子３０の電圧より低い領域でも、発電機２０を発電状態で運転することが可能である。この結果、風力発電装置の設備利用率を向上することができる。

更に、励磁電流指令値Ｉｆｒｅｆについては、風車（プロペラ５）の回転数－トルク特性に応じて設定された動作点で発電機２０が動作するように、回転数Ｎに対応して決定されたトルク指令値Ｔｅｒｅｆに従うトルク制御が実現されるように、設定することができる。同様に、出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆは、回転数Ｎに対応したトルク指令値Ｔｅｒｅｆに従ったトルクを発電機２０が出力する際に、蓄電素子３０への充電電力が大きくなるように設定することができる。このため、実施の形態１に係る風力発電装置は、特に、発電機２０の低回転－低トルクでの運転に有利である。

又、実施の形態１に係る風力発電装置では、発電機２０の回転数Ｎに対応させて出力電圧指令値Ｖｂｒｅｆ及びトルク指令値Ｔｅｒｅｆ（又は、励磁電流指令値Ｉｆｒｅｆ）を設定することで、発電機２０の発生トルクを制御することができる。この結果、風速を検出しなくても、実際の風速に応じて風車の機械出力が大きくなる動作点（例えば、図３及び図４の最大出力線２１０上の動作点）で発電機２０を動作させて、高効率で発電することができる。

加えて、励磁電流Ｉｆを変化させることで、界磁巻線２８の発生磁束を調節できるため、励磁電流Ｉｆ及び直流電流Ｉｂ（発電機２０の出力電流に相当）の積に比例するトルク指令値Ｔｅｒｅｆを設定する際に、励磁電流Ｉｆ及び直流電流Ｉｂの組み合わせの自由度が高くなる。この結果、損失が少なくなるように、励磁電流Ｉｆ及び直流電流Ｉｂの組み合わせを制御するこができる。

又、励磁電流Ｉｆ及び直流電流Ｉｂ（発電機２０の出力電流）を広範囲で変化させることができるので、発電機２０の特性が、連結される風車専用に設計されていなくても、発電可能な領域を広く確保することが可能となる。例えば、通常高回転で使用される自動車用オルタネータ等の機器を発電機２０に適用して、実施の形態１に係る風力発電装置を構成した場合に、当該発電機２０を低回転で運転する場合にも、高効率で発電することが可能である。

更に、発電機２０を直流発電機とみなし、予め発電機２０の特性試験で得られた電機子電流Ｉａ（直流電流Ｉｂ相当）、励磁電流Ｉｆ、及び、発生トルクＴｅから求められた、電機子及び界磁巻線間の相互インダクタンスＬａｆを用いると、励磁電流Ｉｆ及び直流電流Ｉｂの検出値からトルク演算値Ｔｅｈを求めることができる。即ち、トルク検出器を設けることなく、トルク制御が可能である。

このように、実施の形態１に係る風力発電装置は、風車及び発電機２０の特性に応じて、広い風速範囲において効率よく発電して、蓄電素子３０を充電することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、電機子及び界磁巻線間の相互インダクタンスＬａｆを一定値としてトルク制御を実行した。一方で、自動車用オルタネータ等を発電機２０として用いる場合には、低回転数領域を含む広い回転数領域で発電すると、動作点の変化に対して、相互インダクタンスＬａｆが大きく変化することが懸念される。

従って、実施の形態２では、実施の形態１におけるトルク演算部の変形例を説明する。

図１０は、実施の形態２に係る風力発電装置で用いられるトルク演算部８２の構成例を説明するブロック図である。実施の形態２に係る風力発電装置では、図９の励磁電流制御部６６中のトルク演算部８２が、図１０に従って構成される。

図１０を参照して、実施の形態２に係るトルク演算部８２は、相互インダクタンス演算部８８、及び、乗算器８９，９０を有する。

相互インダクタンス演算部８８は、励磁電流Ｉｆ及び直流電流Ｉｂの検出値に基づき、相互インダクタンス演算値Ｌａｆｈを生成する。

図１１は、励磁電流Ｉｆ及び直流電流Ｉｂ（電機子電流Ｉａに相当）に対する相互インダクタンスＬａｆの特性の一例を示す概念図である。図１１に示される相互インダクタンスＬａｆの特性についても、発電機２０の特性試験によって求めることができる。

図１１に示された特性例では、励磁電流Ｉｆが一定の下では、直流電流Ｉｂが増加するのに従って相互インダクタンスＬａｆは低下している。又、直流電流Ｉｂが小さい領域及び大きい領域では、直流電流Ｉｂの変化に対して相互インダクタンスＬａｆが変化する傾き（ｄＬａｆ／ｄＩｂ）が大きく、その中間領域では、当該傾きは小さい。

又、励磁電流Ｉｆが異なると、直流電流Ｉｂに対する相互インダクタンスＬａｆの変化特性が大きく変化する。特に、励磁電流Ｉｆが大きくなると、直流電流Ｉｂが小さい領域での相互インダクタンスＬａｆの傾き（ｄＬａｆ／ｄＩｂ）が大きくなることが理解される。

相互インダクタンス演算部８８は、図１１に示された、相互インダクタンスＬａｆの特性に従って、直流電流Ｉｂ及び励磁電流Ｉｆの検出値を入力とし、相互インダクタンス演算値Ｌａｆｈを出力とする、演算式、又は、ルックアップテーブルによって構成することができる。

再び、図１０を参照して、乗算器８９は、相互インダクタンス演算部８８による相互インダクタンス演算値Ｌａｆｈと、励磁電流Ｉｆ（検出値）との乗算値を出力する。当該乗算値は、界磁巻線２８が発生する磁束に相当する。

更に、乗算器９０は、乗算器８９が出力した乗算値（Ｌａｆｈ・Ｉｆ）と、電機子電流Ｉａに相当する直流電流Ｉｂとの乗算値を、トルク演算値Ｔｅｈとして出力する。従って、実施の形態２においても、相互インダクタンス演算値Ｌａｆｈを用いて、実施の形態１と同様の式（１０）に従って、トルク演算値Ｔｅｈが算出される。

実施の形態２に係る風力発電装置のトルク演算部８２以外の部分の構成は、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。従って、励磁電流Ｉｆの制御（励磁電流制御部６６）に関して、トルク演算値Ｔｅｈが図９の減算器８３へ入力された後の制御演算は、実施の形態１と同様である。又、直流電圧Ｖｂの制御（出力電圧制御部６４）は、実施の形態１と同様である。

このように、実施の形態２に係る風力発電装置では、電機子及び界磁巻線間の相互インダクタンスＬａｆが一定値ではなく、励磁電流Ｉｆ及び出力電流Ｉｂに応じて変化する場合にも、トルク演算精度を確保することが可能である。

この結果、実施の形態１で説明した効果に加えて、発電機２０が磁気飽和を無視できない特性を有している場合にも、トルク検出器を設けることなく、トルク制御を実行することができるという効果が生じる。特に、自動車用オルタネータのような、一定励磁下で電機子電流に比例してトルクが増加しない発電機を使用する際にも、トルク検出器を設けることなく、トルク制御を実行することが可能となる。

実施の形態３．
図１２は、本実施の形態３に係る風力発電装置１０の電気回路部分の構成を示す回路図である。

図１２を参照して、実施の形態３に係る構成では、実施の形態１（図２）と比較して、ダイオード５３に代えてスイッチ５４が配置される点、及び、ダイオード５６～５８が追加配置される点が異なる。図１２のその他の部分の構成は実施の形態１と同様であるので、これらの共通部分について詳細な説明は繰り返さない。

ダイオード５６は、発電機２０の端子２２と、出力電圧制御回路４０との間に接続される。ダイオード５６のアノードは端子２２と接続され、カソードは出力電圧制御回路４０の入力ノードＮｉｎと接続される。これにより、発電機２０の出力電流Ｉｂが負方向となること、即ち、出力電圧制御回路４０から端子２２（発電機２０）へ電流が流入することが確実に防止できる。

尚、ダイオード５６が配置されることにより、出力電圧制御回路（昇圧チョッパ）４０の入力電圧は、厳密には、端子２２の電圧からダイオード５６での電圧降下量を減算した値となる。このため、実施の形態３では、出力電圧制御回路（昇圧チョッパ）４０の入力電圧を実施の形態１と同様に直流電圧Ｖｂと表記する一方で、端子２２の電圧（即ち、発電機２０の出力電圧）については、Ｖｂ＊とも表記する。

ダイオード５８は、発電機２０の端子２２と、励磁電流制御回路５０の入力ノードに相当するノードＮｆとの間に接続される。ダイオード５８は、端子２２と接続されたアノード、及び、ノードＮｆと接続されたカソードを有するので、発電機２０の端子２２から励磁電流制御回路５０への方向を順方向として接続されている。ダイオード５８は「第２のダイオード」の一実施例に対応する。又、実施の形態１と同様に、蓄電素子３０（ノードＮｂ）及びノードＮｆの間に、蓄電素子３０から励磁電流制御回路５０への方向を順方向として接続されるダイオード５２が「第１のダイオード」の一実施例に対応する。

ダイオード５７及びスイッチ５５は、出力電圧制御回路４０のバイパス経路を形成するために、発電機２０の端子２２と、蓄電素子３０と接続されたノードＮｂとの間に直列接続される。スイッチ５４は、出力電圧制御回路４０の出力ノードＮｏｕｔ及びノードＮｂの間の経路に接続される。ダイオード５７は、端子２２からノードＮｂへの方向を順方向として接続される。

図１２の例では、スイッチ５４及び５５は、スイッチング素子４４，４８と同様にＭＯＳＦＥＴで構成されているが、オン及びオフを制御可能であれば、他の半導体素子、又は、リレー等によってスイッチ５４及び５５を構成することも可能である。スイッチ５４及び５５は、発電機制御部６０からの制御信号によってオンオフされる。スイッチ５４は「第１のスイッチ」の一実施例に対応し、スイッチ５５は「第２のスイッチ」の一実施例に対応する。

実施の形態３の構成では、図示は省略しているが、ノードＮｂの直流電圧ＶＢＡＴ、及び、ノードＮｂへの入力電流ＩＢＡＴの検出器が更に配置される。これらの検出器による検出値は、発電機制御部６０へ入力される。入力電流ＩＢＡＴの検出器は、ダイオード５１又は５２を経由してノードＮｂから流出する電流を検出しないように、スイッチ５４及び５５と、ノードＮｂとの間に配置される。

実施の形態１で説明したように、出力電圧制御回路４０の配置により、発電機２０の回転数が低く誘起電圧も低い場合にも、発電機２０の出力電圧を昇圧して、蓄電素子３０を充電することが可能となる。一方で、発電機２０の回転数が上昇して誘起電圧が十分高くなると、発電機２０の出力電圧の上昇により、出力電圧制御回路４０での昇圧が不要となる。この場合には、出力電圧制御部６４（図７）によりデューティ比Ｄｂ＝０に制御されて、スイッチング素子４４はオフ状態に固定される。しかしながら、昇圧不要時にも、発電機２０の出力電流Ｉｂが、リアクトル４５及びダイオード４３を流れて、蓄電素子３０を充電することになるので、リアクトル４５及びダイオード４３での電力損失の発生が懸念される。

従って、実施の形態３の構成では、昇圧不要時、即ち、発電機２０の出力電圧（Ｖｂ＊）が、ノードＮｂの直流電圧（ＶＢＡＴ）よりも高い場合には、スイッチ５４をオフ状態とするとともに、スイッチ５５をオン状態とする。これにより、出力電圧制御回路４０をバイパスして、発電機２０の出力電流によって蓄電素子３０を充電することが可能となる。この結果、リアクトル４５及びダイオード４３を経由する場合と比較して、電力損失が低減できる。

一方で、昇圧が必要な場合、即ち、発電機２０の出力電圧（Ｖｂ＊）が直流電圧ＶＢＡＴ（ノードＮｂ）よりも低い期間では、スイッチ５４をオン状態とすることで、実施の形態１と同様に、出力電圧制御回路４０によって昇圧された出力電圧Ｖｏｕｔによって、蓄電素子３０を充電することができる。

更に、ダイオード５８の配置により、端子２２の電圧（発電機２０の出力電圧）が、ノードＮｆの電圧よりも高い場合には、端子２２から励磁電流制御回路５０への直接の給電経路が、ダイオード５８により形成される。

ノードＮｆの電圧は、ノードＮｂの電圧、即ち、蓄電素子３０の直流電圧ＶＢＡＴ以下である。従って、発電機２０の出力電圧（Ｖｂ＊）が、直流電圧ＶＢＡＴよりも高いときには、ダイオード５８がオンすることにより、蓄電素子３０を経由せずに、端子２２からの直接の給電によって、励磁電流Ｉｆを発生することができる。

一方で、蓄電素子３０の直流電圧ＶＢＡＴと同等であるノードＮｆの電圧が、発電機２０の出力電圧（端子２２の直流電圧）よりも高い場合には、ダイオード５８がオフされる。この場合には、実施の形態１と同様に、ダイオード５２を経由した蓄電素子３０からの給電によって、励磁電流Ｉｆは発生される。

図１３は、実施の形態３に係る風力発電装置での発電機制御部の構成例を説明するブロック図である。

図１３を参照して、実施の形態３に係る風力発電装置では、発電機制御部６０は、図６（実施の形態１）と同様の回転数検出値生成部６２と、実施の形態３に係る、モード判定部６７、出力電圧制御部６８、及び、励磁電流制御部６９とを有する。

モード判定部６７は、回転数検出値生成部６２によって検出された回転数Ｎに基づき、モード信号ＭＤＨ及びＭＤＬを生成する。

図１４には、モード判定部６７の構成例が示される。

図１４を参照して、モード判定部６７は、ヒステリシスコンパレータ９１及びＮＯＴゲート９２を有する。ヒステリシスコンパレータ９１の正側には、回転数検出値生成部６２によって検出された回転数Ｎが入力される。一方で、ヒステリシスコンパレータ９１の負側には、モード判定の閾値Ｎｔｈが入力される。

閾値Ｎｔｈは、出力電圧制御回路４０による昇圧の要否、即ち、発電機２０の出力電圧によって蓄電素子３０を直接充電できるか否かについての判定値である。閾値Ｎｔｈは、予め定められた固定値とすることも可能であるが、蓄電素子３０の直流電圧ＶＢＡＴに連動させて可変に設定することが好ましい。具体的には、直流電圧ＶＢＡＴが上昇すると閾値Ｎｔｈも高く設定し、直流電圧ＶＢＡＴが低下すると閾値Ｎｔｈも低く設定することが好ましい。

ヒステリシスコンパレータ９１の出力信号は、基本的には、Ｎ＞ＮｔｈのときはＨレベルとなる一方で、Ｎ＜ＮｔｈのときにはＬレベルとされる。公知のように、ヒステリシスコンパレータ９１の出力信号が、ＨレベルからＬレベルへ変化するときには、回転数Ｎは閾値Ｎｔｈよりも低い値と比較される。同様に、ヒステリシスコンパレータ９１の出力信号が、ＬレベルからＨレベルへ変化するときには、回転数Ｎは閾値Ｎｔｈよりも高い値と比較される。

ＮＯＴゲート９２は、ヒステリシスコンパレータ９１の出力信号を反転して、モード信号ＭＤＬを出力する。一方で、ヒステリシスコンパレータ９１の出力信号は、モード信号ＭＤＨとして、モード判定部６７から出力される。従って、回転数Ｎが閾値Ｎｔｈよりも高い領域では、モード信号ＭＤＨがＨレベルに設定される一方で、モード信号ＭＤＬはＬレベルに設定される。反対に、回転数Ｎが閾値Ｎｔｈよりも低い領域では、モード信号ＭＤＬがＨレベルに設定される一方で、モード信号ＭＤＨはＬレベルに設定される。

モード信号ＭＤＬは、スイッチ５４のオンオフ制御信号として用いられ、モード信号ＭＤＨは、スイッチ５５のオンオフ制御信号として用いられる。即ち、Ｎ＞Ｎｔｈの領域では、スイッチ５５がオンする一方で、スイッチ５４はオフされる。反対に、Ｎ＜Ｎｔｈの領域では、スイッチ５４がオンする一方で、スイッチ５５はオフされる。

尚、スイッチ５４及び５５のオンオフを入れ替える際には、スイッチ５４及び５５の両方がオフすることによる断路を防止するために、両者のオン期間の重なりを設けることが好ましい。

再び図１３を参照して、出力電圧制御部６８は、回転数検出値生成部６２によって検出された回転数Ｎと、出力電圧制御回路の入力電圧（直流電圧Ｖｂ）の検出値と、モード信号ＭＤＨとに基づき、スイッチング素子４４（出力電圧制御回路４０）のゲート信号ＳＧｂを生成する。

図１５は、出力電圧制御部６８の構成例を説明するブロック図である。

図１５を参照して、出力電圧制御部６８は、図７に示された出力電圧制御部６４の構成に加えて、ＡＮＤゲート７６を更に有する。更に、図７での電圧制御器７３に代えて、モード信号ＭＤＬが更に入力される電圧制御器７７が配置される。上述のように、モード信号ＭＤＬは、昇圧が必要な低回転時（Ｎ＜Ｎｔｈ）でＨレベルに設定される一方で、昇圧が不要な高回転時（Ｎ＜Ｎｔｈ）ではＬレベルに設定される。

電圧制御器７７は、図７の電圧制御器７３の機能に加えて、モード信号ＭＤＬに連動した積分演算の停止機能及びリセット機能を有する。具体的には、モード信号ＭＤＬのＨレベル期間（即ち、昇圧必要時）には、電圧制御器７７は、図７の電圧制御器７３と同様に動作する。

一方で、電圧制御器７７は、モード信号ＭＤＬがＨレベルからＬレベルに変化すると、積分項の値を１にリセットする。電圧制御器７７は、電圧制御器７３と同様に、制御量（１－Ｄｂ）を出力するので、上記のリセット値は、デューティ比Ｄｂ＝０に対応するものである。又、電圧制御器７７は、モード信号ＭＤＬのＬレベル期間では積分動作を停止するとともに、モード信号ＭＤＬがＬレベルからＨレベルに変化すると、上記リセット値を初期値として、積分動作を再開する。

ＡＮＤゲート７６は、ＮＯＴゲート７５の出力信号と、モード信号ＭＤＬとのＡＮＤ（論理積）演算結果を、スイッチング素子４４のゲート信号ＳＧｂとして出力する。従って、モード信号ＭＤＬのＨレベル期間、即ち、昇圧が必要な低回転時（Ｎ＜Ｎｔｈ）には、ゲート信号ＳＧｂは、実施の形態１と同様に設定される。

これに対して、モード信号ＭＤＬのＬレベル期間、即ち、昇圧が不要な高回転時（Ｎ＞Ｎｔｈ）には、ゲート信号ＳＧｂはＬレベルに固定される。これにより、出力電圧制御回路４０のスイッチング素子４４はオフ状態に固定される。

以上より、昇圧が必要な低回転時には、実施の形態１と同様に、出力電圧制御回路４０が発電機２０の出力電圧を昇圧した直流電圧Ｖｏｕｔによって、蓄電素子３０が充電される。一方で、昇圧が不要な高回転時には、スイッチ５４及びスイッチング素子４４をオフし、かつ、スイッチ５５をオンして出力電圧制御回路４０のバイパス経路を形成することで、電力損失を抑制した上で、発電機２０の出力電圧によって蓄電素子３０を直接充電することができる。

再び図１３を参照して、励磁電流制御部６９は、回転数検出値生成部６２によって検出された回転数Ｎと、励磁電流Ｉｆ、直流電流Ｉｂ、及び、ノードＮｂへの入力電流ＩＢＡＴの検出値と、モード信号ＭＤＬ，ＭＤＨとを受けて、励磁電流制御回路５０のスイッチング素子４８のゲート信号ＳＧｆを生成する。

図１６には、励磁電流制御部６９の構成例を示すブロック図が示される。

図１６を参照して、励磁電流制御部６９は、図９に示された励磁電流制御部６６と比較して、電機子電流演算部９３を更に有する点で異なる。

実施の形態３（図１２）の回路構成では、ダイオード５７，５８による電流経路が発生するため、実施の形態１（図２）の構成のように、出力電圧制御回路４０の入力ノードＮｉｎの直流電流Ｉｂを、式（１０）中の電機子電流Ｉａと見做すことができなくなる。従って、式（１０）によるトルク演算を実行するために、実施の形態３では、電機子電流演算部９３での推定演算によって、電機子電流Ｉａが求められる。

電機子電流演算部９３は、出力電圧制御回路４０の直流電流Ｉｂ、励磁電流Ｉｆ、及び、ノードＮｂへの入力電流ＩＢＡＴの検出値と、モード信号ＭＤＬ，ＭＤＨと、電流制御器８６によって演算されたデューティ比Ｄｆ（スイッチング素子４８）とを受けて、電機子電流演算値Ｉａｈを出力する。

実施の形態３（図１２）の回路構成では、発電機２０の端子２２の電圧（Ｖｂ＊）が、直流電圧ＶＢＡＴよりも低く、ダイオード５７，５８がオンしない場合には、実施の形態１と同様に、発電機２０の電機子電流Ｉａは、端子２２から出力されて、全量が、出力電圧制御回路４０の入力ノードＮｉｎでの直流電流Ｉｂとなる。従って、モード信号ＭＤＬがＨレベルに設定される期間では、電機子電流演算値Ｉａｈ＝Ｉｂ（検出値）とすることができる。

一方で、端子２２の電圧（Ｖｂ＊）が直流電圧ＶＢＡＴよりも高くなると、ダイオード５７，５８による電流経路が形成される。従って、モード信号ＭＤＨがＨレベルに設定される期間では、端子２２から出力される電機子電流Ｉａは、出力電圧制御回路４０をバイパスしてダイオード５７を経由した電流と、ダイオード５８を経由して励磁電流制御回路５０に入力された電流との和で示される。

スイッチ５５のオン時にダイオード５７を経由する電流は、ノードＮｂへの入力電流ＩＢＡＴとして検出することができる。一方で、降圧チョッパに相当する励磁電流制御回路５０の出力電流が励磁電流Ｉｆであるため、励磁電流制御回路５０の入力電流Ｉｉｎは、スイッチング素子４８のデューティ比Ｄｆ及び励磁電流Ｉｆの積に相当する。

従って、モード信号ＭＤＨのＨレベル期間では、下記の式（１３）に従って、電機子電流演算値Ｉａｈを求めることができる。即ち、ノードＮｆでの励磁電流制御回路５０への入力電流Ｉｉｎが「第１の入力電流」に対応する一方で、入力電流ＩＢＡＴは「第２の入力電流」に対応する。

Ｉａｈ＝Ｉｆ・Ｄｆ＋ＩＢＡＴ …（１３）
図１７は、電機子電流演算部９３の構成例を示すブロック図である。

図１７を参照して、電機子電流演算部９３は、乗算器９４，９６，９８と、加算器９５，９７とを有する。又、図１７において、モード信号ＭＤＬ，ＭＤＨの各々は、Ｌレベル期間には「０」とされ、Ｈレベル期間には「１」とされる。

乗算器９４は、モード信号ＭＤＬ及び入力電流Ｉｂ（検出値）の乗算値Ｉａｏを出力する。乗算器９６は、励磁電流Ｉｆ（検出値）及びデューティ比Ｄｆの乗算値を出力する。加算器９７は、入力電流ＩＢＡＴ（検出値）と、乗算器９６の出力値との加算値を出力する。乗算器９８は、加算器９７の出力値と、モード信号ＭＤＨとの乗算値Ｉａｇを出力する。

モード信号ＭＤＬのＨレベル期間（即ち、モード信号ＭＤＨのＬレベル期間）では、Ｉａｏ＝Ｉｂである一方で、Ｉａｇ＝０である。一方で、モード信号ＭＤＨのＨレベル期間（即ち、モード信号ＭＤＬのＬレベル期間）では、Ｉａｏ＝０である一方で、Ｉａｇ＝ＩＢＡＴ＋Ｉｆ・Ｄｆである。

加算器９５は、乗算器９４の出力値Ｉａｏと、乗算器９８の出力値Ｉａｇとの加算値を、電機子電流演算値Ｉａｈとして出力する。従って、ダイオード５７，５８がオンされる期間（即ち、モード信号ＭＤＨのＨレベル期間）では、上述の式（１３）に従って、電機子電流演算値Ｉａｈを生成することができる。更に、ダイオード５７，５８がオフされる期間（モード信号ＭＤＬのＨレベル期間）では、実施の形態１と同様に、出力電圧制御回路４０での直流電流Ｉｂを電機子電流Ｉａと見做して、電機子電流演算値Ｉａｈを生成することができる（Ｉａｈ＝Ｉｂ）。

再び図１６を参照して、電機子電流演算部９３による電機子電流演算値Ｉａｈは、励磁電流Ｉｆ（検出値）とともに、トルク演算部８２に入力される。

図１８には、図１６のトルク演算部８２の構成例が示される。

図１８を参照して、トルク演算部８２は、図１０と同様の、相互インダクタンス演算部８８、及び、乗算器８９，９０を有する。実施の形態３では、相互インダクタンス演算部８８に対して、励磁電流Ｉｆの検出値と、電機子電流演算部９３による電機子電流演算値Ｉａｈとが入力される。

相互インダクタンス演算部８８は、図１１の特性図の横軸の値を、実施の形態１での入力電流Ｉｂから、電機子電流演算値Ｉａｈに読み替えて、電機子及び界磁巻線間の相互インダクタンス演算値Ｌａｆｈを生成する。更に、乗算器８９，９０により、Ｔｅｈ＝Ｌａｆｈ・Ｉｆ・Ｉａｈとして、トルク演算値Ｔｅｈを算出することができる。

或いは、電機子及び界磁巻線間の相互インダクタンスＬａｆが一定値と出来る場合には、図９（実施の形態１）の構成において、トルク演算部８２に対して、入力電流Ｉｂに代えて、電機子電流演算値Ｉａｈを入力することで、式（１０）において、Ｉａ＝Ｉａｈとして、トルク演算値Ｔｅｈを算出することが可能である。

図１６の制御構成において、トルク演算以外の制御内容は、実施の形態１と同様である。従って、実施の形態３においても、励磁電流制御回路５０のスイッチング素子４８は、実施の形態１と同様に制御される。

以上説明したように、実施の形態３に係る風力発電装置では、スイッチ５５のオンにより、出力電圧制御回路（昇圧チョッパ）４０のバイパス経路を形成することができる。従って、風速が十分大きくなり回転数が高い状態で発電機２０を運転できるため、発電機２０の出力電圧を昇圧することなく蓄電素子３０を充電可能な場合には、出力電圧制御回路４０をバイパスして電力損失を低減することで、蓄電素子３０への充電量を増加することができる。

又、ダイオード５８及び５２の配置により、発電機２０の出力電圧が蓄電素子３０の出力電圧より高い場合には、発電機２０の出力電圧を、直接、励磁電流制御回路５０に供給して励磁電流Ｉｆを発生することにより、励磁に要する消費電力を低減することができる。

又、実施の形態３においても、電機子電流演算部９３（図１６）を設けることで、発電機２０からの出力電流の検出器を新たに設けることなく、電機子電流を算出することができる。これにより、トルク検出器を設けることなく、発電機２０の発生トルクを制御することが可能である。

更に、出力電圧制御回路４０による昇圧時、及び、出力電圧制御回路４０のバイパス時のいずれにおいても、共通の励磁電流制御部６９（図１６）を用いて、励磁電流制御回路５０を制御することができる。

尚、本実施の形態では、プロペラ５及び発電機２０の回転数が同一値である例を説明したが、増速機等の設置によって、プロペラ５（風車）の回転数と、発電機２０（回転子）の回転数との間に、既知の比（Ｋ）が存在する場合にも、同様の出力電圧制御及び励磁電流制御を、風力発電装置に適用することが可能である。具体的には、回転数検出値生成部６２（図６及び図１３）によって生成された、発電機２０の回転数検出値をＫ倍することでプロペラ５（風車）の回転数を算出することが可能である。又、プロペラ５（風車）の所望のトルク値を（１／Ｋ）倍することで、発電機２０のトルク指令値Ｔｅｒｅｆ（図９及び図１６）を算出することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５プロペラ、１０風力発電装置、２０発電機、２１～２５端子（発電機）、２７電機子巻線、２８界磁巻線、２９整流器、３０蓄電素子、４０出力電圧制御回路、４１，４２，４６平滑コンデンサ、４３，４７，５１～５３，５６～５８ダイオード、４４，４８スイッチング素子、４５リアクトル、５０励磁電流制御回路、５４，５５スイッチ、６０発電機制御部、６２回転数検出値生成部、６４，６８出力電圧制御部、６６，６９励磁電流制御部、６７モード判定部、７１出力電圧指令値生成部、７２，８３，８５減算器、７３，７７電圧制御器、７４，８７比較器、８１トルク指令値生成部、８２トルク演算部、８４トルク制御器、８６電流制御器、８８相互インダクタンス演算部、８９，９０，９４，９６，９８乗算器、９１ヒステリシスコンパレータ、９３電機子電流演算部、９５，９７加算器、２１０最大出力線、ＣＷ搬送波、Ｄｂ，Ｄｆデューティ比、Ｉａｈ電機子電流演算値、Ｉｂ出力電流、Ｉｂ直流電流、Ｉｆ励磁電流、Ｉｆｒｅｆ励磁電流指令値、Ｌａｆ相互インダクタンス、Ｌａｆｈ相互インダクタンス演算値、ＭＤＨ，ＭＤＬモード信号、Ｎｔｈ閾値、Ｎｉｎ入力ノード（出力電圧制御回路）、Ｎｆ入力ノード（励磁電流制御回路）、Ｎｏｕｔ出力ノード（出力電圧制御回路）、Ｒａ電機子巻線抵抗、Ｒｆ電気抵抗値、ＳＧｂ，ＳＧｆゲート信号、Ｔｅｈトルク演算値、Ｔｅｒｅｆトルク指令値、ＶＢＡＴ直流電圧、Ｖｂ入力電圧（出力電圧制御回路）、Ｖｂｒｅｆ出力電圧指令値、Ｖｏｕｔ出力電圧（出力電圧制御回路）、Ｖｐ交流電圧（端子２１）。

Claims

プロペラの回転軸と機械的に連結された回転子に設けられた界磁巻線、固定子に設けられた電機子巻線、及び、前記電機子巻線と出力端子との間に接続された整流器を有する発電機と、
前記発電機が前記出力端子に出力した直流電力によって充電される蓄電素子と、
前記出力端子及び前記蓄電素子の間に接続されて、前記出力端子と電気的に接続された入力ノードの第１の直流電圧に対する、前記蓄電素子と電気的に接続された出力ノードの第２の直流電圧の昇圧比を制御する出力電圧制御回路と、
前記蓄電素子及び前記界磁巻線と電気的に接続されて、前記界磁巻線に供給する励磁電流を制御する励磁電流制御回路と、
前記出力電圧制御回路及び前記励磁電流制御回路の動作を制御する制御器とを備え、
前記制御器は、
前記回転軸の回転数を検出する回転数検出部と、
前記回転数検出部によって検出された回転数に応じて前記発電機の出力電圧指令値を決定するとともに、前記第１の直流電圧が前記出力電圧指令値と一致するよう前記出力電圧制御回路の前記昇圧比を制御する出力電圧制御部と、
前記回転数検出部によって検出された回転数に応じて励磁電流指令値を決定するとともに、前記励磁電流が前記励磁電流指令値と一致するよう前記励磁電流制御回路の動作を制御する励磁電流制御部とを含む、風力発電装置。
前記出力電圧制御回路の前記出力ノード及び前記蓄電素子の間の経路に設けられた第１のスイッチと、
前記出力端子及び前記蓄電素子の間に形成される前記出力電圧制御回路のバイパス経路に設けられた第２のスイッチとを更に備え、
前記制御器は、
前記第１及び第２のスイッチを相補にオンオフするためのモード判定部を更に有し、
前記モード判定部は、前記第１の直流電圧を昇圧することなく前記蓄電素子を充電可能である前記発電機の運転状態において、前記第１のスイッチをオフするととともに、前記第２のスイッチをオンする、請求項１記載の風力発電装置。
前記励磁電流制御部は、前記回転数検出部によって検出された回転数に応じてトルク指令値を決定するとともに、前記発電機の前記出力端子からの出力電流の検出値及び前記励磁電流の検出値を用いて算出されたトルク演算値が前記トルク指令値と一致するように、前記励磁電流指令値を決定する、請求項１又は２に記載の風力発電装置。
前記励磁電流制御部は、予め求められた前記発電機の電機子電流及び前記励磁電流に対する相互インダクタンスの変化特性と、前記電機子電流と見做される前記出力電流の検出値及び前記励磁電流の検出値とから算出された前記相互インダクタンスの演算値を用いて、前記トルク演算値を算出する、請求項３記載の風力発電装置。
前記蓄電素子及び前記励磁電流制御回路の入力側との間に、前記蓄電素子から前記励磁電流制御回路への方向を順方向として接続される第１のダイオードと、
前記出力端子及び前記励磁電流制御回路の前記入力側との間に、前記出力端子から前記励磁電流制御回路への方向を順方向として接続される第２のダイオードとを更に備える、請求項１又は２に記載の風力発電装置。
前記励磁電流制御回路は、当該励磁電流制御回路への第１の入力電流と前記界磁巻線に供給する励磁電流との電流比を制御するように構成され、
前記励磁電流制御部は、
前記第１の直流電圧を昇圧することなく前記蓄電素子を充電可能である期間において、前記蓄電素子への第２の入力電流の検出値と、前記励磁電流の検出値及び前記電流比の乗算値とを加算して、前記発電機の前記出力端子からの出力電流演算値を算出する電機子電流算出部を有し、
前記励磁電流制御部は、前記回転数検出部によって検出された回転数に応じてトルク指令値を決定するとともに、前記出力電流演算値及び前記励磁電流を用いて算出されたトルク演算値が前記トルク指令値と一致するように、前記励磁電流指令値を決定する、請求項５記載の風力発電装置。
前記励磁電流制御部は、予め求められた前記発電機の電機子電流及び前記励磁電流に対する相互インダクタンスの変化特性と、前記電機子電流と見做される前記出力電流演算値及び前記励磁電流の検出値とから算出された前記相互インダクタンスの演算値を用いて、前記トルク演算値を算出する、請求項６に記載の風力発電装置。
前記励磁電流制御部は、予め求められた前記プロペラの回転数及びトルクの特性関係に基づいて、前記回転数検出部によって検出された回転数に応じた前記トルク指令値を決定する、請求項３、４、６、及び７のいずれか１項に記載の風力発電装置。