CN104584425B - 可编程增益放大器 - Google Patents

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Abstract

一种集成电路(IC)包括可编程增益放大器。所述可编程增益放大器包括第一级放大器，其被配置来用至少一个相对高电源电压进行操作，以在所述第一级放大器的输入端处调节相对大范围的输入信号，所述第一级放大器具有增益设定值，所述增益设定值可根据以相对粗糙增量中分开的一组预定增益设定值进行调整，以便最小化必须与高电压活动装置一起实施以设定每个增益设定值的模拟开关的数目。所述可编程增益放大器还包括第二级放大器，其被配置来用至少一个相对低电源电压操作，所述低电源电压低于所述高电源电压，以最小化所述第二级放大器需要的IC面积，其中所述第二级放大器的增益可根据以介于所述粗糙增量之间的相对小增量分开的一组增益设定值进行调整，以达到组合的预定增益分辨率。所述可编程增益放大器的增益可通过调整所述第一级和第二级放大器中的每一个的增益进行编程。

Description

可编程增益放大器
相关申请的交叉引用
本申请案涉及且要求2012年5月10日以盖里·K·赫伯特(Gary K.Hebert)的名义递交且转让给本发明受让人的第61/645,300号美国临时专利申请案的优先权。所参考的临时申请案的内容以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本申请案涉及可编程增益放大器。
背景技术
可编程增益放大器已为人所知。例如，参见2010年8月16日以盖里·K·赫伯特(Gary K.Hebert)的名义递交且转让给本发明受让人的第12/857,099号待决的美国申请案。所述申请案的内容以全文引用的方式并入本文中。
发明内容
根据本发明的一方面，一种集成电路(IC)包括可编程增益放大器。所述可编程增益放大器包括第一级放大器，其被配置来用至少一个相对高电源电压进行操作，以在所述第一级放大器的输入端处调节相对大范围的输入信号，所述第一级放大器具有增益设定值，所述增益设定值可根据以相对粗糙增量中分开的一组预定增益设定值进行调整，以便最小化必须与高电压活动装置一起实施以设定每个增益设定值的模拟开关的数目。所述可编程增益放大器还包括第二级放大器，其被配置来用至少一个相对低电源电压操作，所述低电源电压低于所述高电源电压，以最小化所述第二级放大器需要的IC面积，其中所述第二级放大器的增益可根据以介于所述粗糙增量之间的相对小增量分开的一组增益设定值进行调整，以达到组合的预定增益分辨率。所述可编程增益放大器的增益可通过调整所述第一级和第二级放大器中的每一个的增益进行编程。
根据本发明的另一方面，描述一种制造可编程增益放大器的方法。所述方法包括将第一级放大器配置来用至少一个相对高电源电压进行操作，以在所述第一级放大器的输入端处调节相对大范围的输入信号，所述第一级放大器具有增益设定值，所述增益设定值可根据以相对粗糙增量分开的一组预定增益设定值进行调整，以便最小化必须与高电压活动装置一起实施以设定每个增益设定值的模拟开关的数目；以及将第二级放大器配置来用至少一个相对低电源电压操作，所述低电源电压低于所述高电源电压，以最小化所述第二级放大器需要的IC面积，其中所述第二级放大器的增益可根据以介于所述粗糙增量之间的相对小增量分开的一组增益设定值进行调整，以达到组合的预定增益分辨率；所述可编程增益放大器的增益可通过调整所述第一级和第二级放大器中的每一个的增益进行编程。
附图说明
图1为根据本文中的教导的可编程增益放大器电路的框图，说明了最适合会遇到大共模输入电压的应用的配置。
图2为根据本文中的教导的可编程增益放大器电路的框图，说明了与图1相比增加了大共模输入电压的公差的配置。
图3为根据本文中的教导的可编程增益放大器电路的框图，说明了类似于图2的配置，其中采用差分或单端输入配置增加了驱动模数转换器的灵活性。
图4为图3所示的可编程增益放大器的更详细的框图，说明了电子开关和电阻器的一个可能布置。
具体实施方式
本申请案优选以集成电路(IC)的形式描述可编程增益放大器(PGA)，意图适当调整模拟信号电压，使得它们可应用作为调制解调器电路的输入信号，且具体涉及调制解调器模数转换器(ADC)集成电路(IC)，使得应用的信号在此类调制解调器电路可处理的输入信号的预定动态范围(幅度)内。多数的调制解调器ADC IC都是采用相对低压的CMOS工艺制造的，以利用此类工艺中的高度集成。结果，这些ADC IC的满量程输入电压很少超过几伏。因此，将较大的电压(例如，专业的音频和广播线路电平信号中通常遇到的那些)数字化需要使用连接的衰减器，以在应用到ADC IC的输入端之前先降低音频和广播线路电平信号的电平。
另一方面，例如，通常可在麦克风的输出端得到的那些信号电压可处于几毫伏的范围内，从而如果要完全利用转换器可用的输入信号动态范围，那么在应用到ADC IC的输入端之前，需要使用具有大增益的放大器。
因此，需要一种PGA IC，其增益可在小于单位值(unity)(衰减)到远高于单位值(放大)的较大动态范围内调节。此类装置应能够接受远远超过当前可用的ADC IC界限的输入信号电压，例如，通常超过10Vrms(14.14Vpeak)的专业音频线路电平信号。同时，PGA IC应具有低输入噪声，尤其是在其最高增益设定值处，以无需折衷输入信号(例如，源于动态麦克风的那些信号)的动态范围。此类麦克风的本底噪声通常被当作与150欧姆电阻器的热噪声相似。用于本申请案的PGA IC的输入噪声电压不应产生大体高于此电平的额外噪声。
具有低输入噪声电压的放大器优选采用非反相配置(也称为串并联反馈放大器)，这是因为那些反相型放大器(也称为并并联反馈放大器)在输入阻抗与输入噪声电压之间具有固有平衡。因此，需要PGA满足先前陈述的要求，以利用非反相配置的第一级放大器，使得输入阻抗可被选择作为最适合所述应用而无需折衷噪声性能。作为说明，反相放大器可具有不大于150欧姆的输入阻抗，以避免将具有150欧姆源阻抗的麦克风的总噪声增加少于3dB，从而忽略放大器中的活动电路所做的任何贡献。这一输入阻抗低于多数现代麦克风需要的阻抗，而麦克风需要的阻抗通常应至少为1千欧姆的电阻。相比而言，非反相放大器的输入阻抗可仅受活动电子器件的输入阻抗限制，而且可以使用输入端上的电阻终端而任意设定为小于此的任意值。只要终端电阻大体上大于源阻抗，这便可在不折衷输入噪声电压的情况下完成。
使用非反相放大器配置表示放大器的输入级必须接受输入信号电压的整个动态范围。这表示放大器输入级的总电源电压必须至少等于单端输入放大器的最大预期输入信号电压，或至少等于差分输入放大器的最大预期输入信号电压的一半。至于专业音频线路电平信号的情况，所需的电源电压在20到40伏的范围内(或对于分离电源而言，在+/-10伏到+/-20伏的范围内)。与实施低电压装置相比，在集成电路工艺中实施高电压装置大体需要集成电路上更大的面积。此外，对于给定的操作电流而言，以高电源电压操作的电路将比以低电源电压操作的电路消耗更多的电力。因此，需要将以高压电源电压操作的电路最小化。
下文描述一种PGA IC，其包括用至少一个相对高电源电压操作的低噪声第一级放大器，以在第一级放大器的输入端处适应输入信号的相对大动态范围。此第一级放大器的增益采用相对粗糙步长切换，以覆盖所需的增益范围(以适应输入信号的整个可能的动态范围)，还将必须与高电压活动装置一起实施的模拟开关的数目最小化。PGA IC还包括第二级，所述第二级用至少一个相对低电源电压(低于第一级用的电源电压)操作，以将所需的IC面积最小化。用于这一级的电源电压优选匹配用于将由此第二级驱动的模拟电路(例如，位于ADC IC中)的电源电压。第二级放大器采用反相配置，允许其设定为小于单位值的增益。此第二级放大器的增益采用相对小的步长切换，以填充第一级增益的粗糙步长中的间隙，以达到所需的总增益分辨率。具体而言，第二级放大器的增益可根据相对小增量中分开的一组增益设定值进行调整。所述增量填充了第一级放大器的各个粗糙分量之间的间隙，以达到组合的预定增益分辨率。例如，第二级的增益增量可能是第一级的增量的1/10。通过这种方式，组合的增益分辨率比第一级的粗糙增益分辨率增加了10倍。
此类PGA的一个实施方案的框图在图1中示出。PGA包括两级10和12。第一级10是相对高电压放大器级，而第二级12是相对低电压放大器级。第一级10的终端INP和INN接受差分输入电压。第一级包括运算放大器OA1和OA2，以及电阻器R1、R2和R3，其中差分增益定义大体如下：
其中VINP和VINN分别为终端INP和INN处的电压，以及
VHVOUTP和VHVOUTN分别是输出终端HVOUTP和HVOUTN处的电压。
共模增益定义大体如下：
电阻器R1和R2的值优选相等。反馈网络电阻器R1、R2和R3的值使用电子开关进行变化，以采用相对粗糙步长或增量来调整第一级的差分增益Ad1。这些连续增益步长中的每一个都优选以固定比例与前一步长相关，使得每个连续步长用固定dB量来改变增益。在一个实施方案中，差分增益Ad1从最小0dB或1V/V(其中R3为开路)用三个12-dB步长变为最大36dB或63.1V/V。有各种配置用于以电子方式改变R1、R2和R3形成的反馈网络。一种可能的方法在以下待决专利申请案中有所描述：2010年8月16日以盖里·赫伯特(Gary Hebert)的名义递交且转让给本发明受让人的第12/857,099号美国专利申请案(公开为第2011/0068863 A1号美国专利申请案)，其主题以全文引用的方式并入本文中。
再次参考图1，运算放大器OA和OA2从高电压电源电压获得电力，优选施加在终端VHV+和VHV-处。注意，尽管在图1中，这些终端在运算放大器OA1和OA2上得以重复，但在实践中，IC上只需要一对终端。终端VHV+与VHV-之间的电压差被选择，以允许复制输入终端INP与INN之间的最大预期信号电压，而同时在第一级的增益设定为最小值时，输出终端HVOUTP与HVOUTN之间的信号不会过度失真。这表示运算放大器OA1和OA2以及它们相关的增益开关电路必须使用具有足够电压能力的半导体装置来实现。
在所述实施方案中，第二级放大器12包括全差分运算放大器OA3以及反馈网络电阻器R4到R7。电阻器R4和R5被配置来用于接收应用到级输入端LVINP和LVINN的信号的输入电阻，且各自连接到放大器0A3的输入端。电阻器R6连接在OA3的一个输入端和与该输入端相关联的反相输出端之间，且电阻器R7连接在OA3的另一个输入端和与该输入端相关联的反相输出端之间。电阻器R6的值优选等于电阻器R7的值，且电阻器R4的值优选等于电阻器R5的值。在这种情况下，差分增益大体上如下：
其中Vlvinp和Vlvinn分别为终端LVINP和LVINN处的电压；以及
Voutp和Voutn分别为终端OUTP和OUTN处的电压。
第二级的全差分运算放大器OA3优选并入内部共模反馈回路，所述内部共模反馈回路被配置来接受终端VREF处的参考输入电压，并迫使终端OUTP和OUTN处的共模电压大体等于终端VREF处的电压。只要电阻器R6的值与电阻器R4的值之比等于电阻器R7的值与电阻器R5的值之比，终端LVINP和LVINN处的共模电压将大体被共模反馈回路的动作抑制。
在所述实施方案中，施加到终端VREF的电压优选等于将被从输出终端OUTP和OUTN驱动的ADC的参考电压。施加到终端VLV+和GND的电源电压优选等于将被从输出终端OUTP和OUTN驱动的ADC的模拟部分的电源电压。
连接在终端HVOUTP与终端LVINP之间的外部AC耦合电容器C1和连接在终端HVOUTN与终端LVINN之间的C2用来将HVOUTP和HVOUTN终端处的DC共模电压与输入终端LVINP和LVIN2隔开，但却允许相关频率的AC信号无衰减地通过。在很多应用中，相对于接地参考电压而言，终端VLV+和GND处用于第二级放大器的电源将为单电源电压；而相对于接地参考电压而言，用于第一级放大器的电源将为所谓的双或分离电源电压。在这种情况下，终端HVOUTP和HVOUTN处的DC共模电压(通常等于INP和INN终端处的共模电压，除了小偏移电压之外)通常被选择为接近接地参考电压。这样便最大化HVOUTP和HVOUTN终端之间的潜在电压摆动。这大体不同于终端OUTP和OUTN处的共模输出电压，通常介于VLV+与GND之间。这种情况将造成DC电流流过电阻器R4到R6，而且如果并未设置电容器C1和C2来阻断两级之间的DC，则会不必要地浪费电力。然而，就电路的正常操作来说，电容器C1和C2并不是严格需要的。此外，在本技术的范围内，其他配置是可能的，包括在第一级周围使用共模伺服回路来将终端HVOUTP和HVOUTN处的DC共模输出电压设置为大体等于VREF终端处的电压。或者，第二级的DC共模输出电压可使用VREF终端处的适当电压而设置为匹配第一级的DC共模输出电压。这可能会要求将第二级输出端ac耦合到多数当前ADC IC的输入端。
反馈网络电阻器R4到R7的值使用电子开关来变化，以使用精细步长调整第二级的差分增益Ad2，以填充第一级的增益步长中的空隙，从而达到所需的增益分辨率。这些连续增益步长中的每一个都优选以固定比例与前一步长相关，使得每个连续步长或增量用固定dB量来改变增益。此外，连续增益之间的固定比例优选为连续第一级增益步长之间的固定比例的积分约数，使得完整PGA的总增益可采用每步长相等的dB数的增量来改变。在一个实施方案中，第二级差分增益Ad2从用七个相等的3-dB步长从-20dB变为+1dB，方式是改变电阻器R6和R7的值，在所有的八个设定值处保持R6≈R7。此外，电阻器R4和R5可以改变，以添加额外的增益步长，例如，可添加额外+12dB增益的单个步长。在与第一级组合时，其中第一级的增益采用12-dB增量从0dB变为36dB，如上所述，完整PGA的总增益范围是-20dB到+49dB，采用3dB增量。结果，用于两级的两个可调增益定义了该组合的动态范围，并且实现组合的预定增益分辨率。
例如，表1说明了用于上述配置的所有增益设定值的电阻器R1到R7的值。
表1
此实例仅用于说明的目的。在本技术的范围内，增益范围和分辨率有许多其他可能的组合。具体而言，在一些情况下，可能有利的是电阻器R1、R2和/或电阻器R3的电阻值可调，使得每一个的电阻值可变化，以实施第一级增益中的改变。
第二级的最小增益优选被选择来将第一级输出终端HVOUTP和HVOUTN处的最大预期差分输出电压减弱至被从第二级输出终端OUTP和OUTN驱动的ADC的满量程输入电压。这确保第一级的整个动态范围得到利用。在上述实例中，最小第二级增益-20dB将HVOUTP和HVOUTN终端处的20Vrms信号电压减弱至2Vrms，即，当前ADC的常用满量程输入电压。
在最高总增益设定值处，第一级放大器的输入噪声乘以其增益通常为主要噪声源，覆盖了第二级或连接到二级放大器的ADC的贡献。一旦发生这种情况，增加第一级放大器中的增益以增加总增益便没有进一步的好处。因此，优选的是进一步增加第二级中的增益，这可由低电压半导体装置完成，所述低电压半导体装置比高电压半导体装置占据更小的硅面积。上述实例中说明的这种情况针对八个最高增益设定值，其中第一级增益维持在+36dB不变，而第二组反馈电阻用在第二级周围，允许其增益在-8dB与+13dB之间以等于3dB的增量或步长变化。所需的额外低电压电子开关甚至比单个额外的高电压开关占据更少的面积，以将+48dB的增益设定值添加到第一级。
如上文所述，第一级的共模增益是单位值，因此输入终端INP和INN处的任何AC共模电压都无衰减地传递到第二级输入终端LVINP和LVINN。此类共模电压将造成运算放大器OA3的反相和非反相输入终端处的电压等于：
其中VOA3IN是运算放大器OA3的任一输入终端处的电压，
VCMIN是终端INP和INN处的共模输入电压，以及
VVREF是VREF终端处的电压。
由于运算放大器OA3以比运算放大器OA1和OA2大体上低的电源电压操作，因此，运算放大器OA3的输入终端严重失真之前的可允许电压摆动大体上低于运算放大器OA1和OA2的输入或输出终端。
在许多应用中，大约为一伏或更多的共模干扰并非不常见。在这些情况下，需要防止共模干扰电压出现在运算放大器OA3的输入终端处，以为所需的差分信号保护第二低电压级可用的线性电压范围。图2示出满足此目标的可编程增益放大器PGA IC的第二实例的框图。
在图2中，全差分运算放大器OA4及其相关联的电阻器R8到R11已添加到第一级差分放大器，所述第一级差分放大器被布置成接收由运算放大器OA1和OA2以及电阻器R1、R2和R3构成的配置的输出。具体而言，将运算放大器OA1的输出端与反馈电阻器R1连接起来的输出节点连接到输入电阻器R8，继而连接到运算放大器OA4的非反相输入端；而将运算放大器OA2的输出端与反馈电阻器R2连接起来的输出节点连接到输入电阻R9，继而连接到运算放大器OA4的反相输入端。反馈电阻器R10连接在运算放大器OA4的负输出端与非反相输入端之间，而反馈电阻器R11连接在运算放大器OA4的正输出端与反相输入端之间。连接负输出端和反馈电阻器R10的输出节点连接到输出引线HVOUTN，且连接正输出端和反馈电阻器R11的输出节点连接到输出引线HVOUTP。全差分运算放大器OA4与运算放大器OA1和OA2连接到同一对高电压电源终端VHV+和VHV-，因此，将具有类似的最大差分输出电压能力。为了最大化可用动态范围，电阻器R8到R11的值都相等，从而将从运算放大器OA1和OA2的输出终端到全差分运算放大器OA4的输出终端的差分增益设定为单位值，保持其输出信号尽可能高而不会出现过早削波。
全差分运算放大器OA4优选并入内部共模反馈回路，所述内部共模反馈回路被配置来接受终端VREFHV处的参考输入电压，并迫使终端HVOUTP和HVOUTN处的共模电压大体等于终端VREFHV处的电压。只要电阻器R8的值与电阻器R10的值之比等于电阻器R9的值与电阻器R11的值之比，终端INP和INN处的共模电压将大体被共模反馈回路的动作抑制，且从而被阻止传递到低电压第二级放大器。
施加到终端VREFHV的电压优选接近施加到终端VHV+和VHV-的电源电压的中间，以最大化终端HVOUTP和HVOUTN处的可用输出电压摆动。
由于将全差分运算放大器OA4和电阻器R8到R11添加到高电压第一级放大器电路，因此不再需要第二级放大器电路提供共模抑制。在这种情况下，第二级放大器可如图3所示那样实施。在图3中，图1和图2中的全差分运算放大器OA3已被全差分运算放大器OA5和OA6取代。这两个运算放大器也以施加到终端VLV+和GND的电源电压操作，所述电源电压低于施加到终端VHV+和VHV-的电源电压，并且优选与用来给ADC提供电力的那些相同，所述ADC被从终端OUTP和OUTN驱动。电阻器R4到R7的作用如先前针对图1所述，且优选遵循与先前描述相同的限制。包括运算放大器OA5和OA6以及电阻器R4到R7的此第二级放大器并不抑制LVINP和LVINN终端处的共模电压，但由于终端INP和INN处的共模输入电压最终被运算放大器OA4及其相关联的电阻器抑制，因此这并不是严格需要的。使用单端运算放大器OA5和OA6而非全差分运算放大器OA3的益处在于，通过平衡或单端输入为驱动ADC IC提供灵活性。针对单端输入ADC IC的情况，只需要输出端OUTP或OUTN中的一个，并且未使用的运算放大器(OA5或OA6)可进入低电压的非运算状态，以降低电力消耗。
图4图示开关布置的一个可能的实施方案，以改变上述实例中陈述的电阻器值。例如，开关S1到S19都表示电子控制的模拟传输门，其可(但不必)使用互补MOS(金属氧化物半导体)晶体管而实施为集成电路的形式。在一个优选实施方案中，这些开关可使用门驱动电路来控制，如第2011/0068833 A1号美国公开的专利申请案所述，以最小化因信号电压改变而对开关导通电阻进行调制产生的失真，所参考的申请案并入且附到本文中。
图4中的开关S1到S3用来改变运算放大器OA1和OA2的反相输入终端之间的净电阻。(此电阻在图1到图3和表1中都称为R3。)这三个开关各自连接在一对等值的电阻器之间，所述电阻器被选来在开关连续接通时实施所需的第一级增益设定值。归因于差分输入电压，将开关放在这些等值电阻器对R31-R32、R33-R34和R34-R35的连接处最小化开关终端处的电压摆动。这进一步最小化随着信号电压改变而改变的开关导通电阻导致的失真。
表1中列出的R3的电阻值可使用图4中的布置来实施，如下：为了将第一级增益设定为单位值(0dB)，这三个开关S1到S3都断开或开路。这对应于表1中的总增益设定值-20dB，-17dB，-14dB和-11dB。为了将第一级增益设定为+12dB，开关S1接通至低电阻状态，而开关S2和S3断开。这对应于表1中的总增益设定值-8dB，-5dB，-2dB和+1dB。假设电阻器R1和R2各自具有4千欧姆的值，如表1所列出，那么电阻器R31和R32各自具有以下值：
其中RS1为电子开关S1的标称导通电阻。
为了将第一级增益设定为+24dB，开关S1和S2都接通，而开关S3断开。这对应于表1中的总增益设定值+4dB，+7dB，+10dB和+13dB。
同样假设R1和R2各自具有4千欧姆的值，那么R33和R34具有值：
其中RS2为电子开关S2的标称导通电阻。
为了将第一级增益设定为+36dB，开关S1、S2和S3都接通。这对应于表1中的总增益设定+16dB到+49dB。同样假设R1和R2各自具有4千欧姆的值，那么R35和R36具有以下值：
其中RS3为电子开关S3的标称导通电阻。
随着第一级增益增加(且R3的净值降低)，连续添加并联的电阻器-开关组合用来最小化开关导通电阻对增益精度的影响。优选开关S1到S3的导通电阻将和与每个开关串联连接的电阻之和成比例，使得：
开关导通电阻对增益精度的影响可通过使额外开关与电阻器R1和R2中的每一个串联而进一步降低。这些开关在正常操作期间都接通，并且将用来大体取消开关导通电阻对增益精度的影响。这些开关的导通电阻将优选被选择如下：
其中RSR1和RSR2为分别与电阻器R1和R2串联的永久接通的电子开关的标称导通电阻。
图4中的开关S4和S5分别用来改变LVINN与运算放大器OA5的反相输入端之间的净电阻，以及LVINP终端与运算放大器OA6的反相输入端之间的净电阻。(这些电阻在图3和表1中分别称为R4和R5。)这些开关将电阻器R42和R52分别与电阻器R41和R51并联连接，以根据最高总增益设定值的需要来按比例增加第二级增益。开关S4和S5优选一个终端连接到各自相应的串联电阻器，且另一端连接到各自相应运算放大器的反相输入端。由于运算放大器反相输入端虚拟接地，这最小化因信号电压而在开关终端上产生的电压变化，从而最小化因信号电压对开关导通电阻的调制而产生的失真贡献。
表1中列出的电阻器R4和R5的电阻值可使用图4中的布置来实施，如下：电阻器R41和R51各被选为18千欧姆。电阻器R42和R52各被选为6.04千欧姆，其中减去开关S4或S5的标称导通电阻。对于表1中介于-20dB与+37dB之间的总增益设定值，开关S4和S5断开。对于表1中介于+40dB与+49dB之间的总增益设定值，开关S4和S5接通。
图4中的开关S6到S12用来改变从运算放大器OA5的输出终端到反相输入终端的净反馈电阻。类似地，开关S13到S19用来改变从运算放大器OA6的输出终到反相输入终端的净反馈电阻。(这些电阻在图3中分别指示在R6和R7处，并且在表1中指示为R6和R7。)开关S6到S12分别将电阻器R62到R68与电阻器R61并联连接。闭合时，开关S13到S19分别将电阻器R72到R78与电阻器R71并联连接。这些开关S6到S19都有一个终端连接到运算放大器反相输入终端，且另一终端通过串联电阻器连接到运算放大器输出终端，以最小化开关终端上因信号电压变化而产生的电压变化。
例如，通过先根据下表2选择电阻器值，表1中列出的电阻器R6和R7的电阻值可使用图4中的布置来实施：
表2
电阻器(及相关联的开关导通电阻) 值(欧姆)
R61，R71 20.2k
R62+RS6，R72+Rs13 49k
R63+RS7，R71+Rs14 34.4k
R64+RS8，R74+Rs15 24.7k
R65+RS9，R75+Rs16 17.3k
R66+RS10，R76+Rs17 12.3k
R67+RS11，R77+Rs18 8.7k
R68+RS12，R78+Rs19 6.2k
其中RSk为开关Sk的导通电阻。
使用表2中的电阻器值来实施表1中列出的电阻器R6和R7值的一组开关设定值的实例在表3中总结如下：
表3
图4中开关S4到S19的导通电阻应优选与它们相关联的串联电阻器的值成比例。例如：
其中RSk为开关Sk的导通电阻。
通过包括与电阻器R41、R51、R61和R71串联的电子开关，可提高图4中所示的第二级电路的增益精度，所述电子开关在正常操作时始终接通。这些开关的导通电阻优选与各自串联的电阻器的值成比例，使得：
其中RSk为开关Sk的导通电阻，且RSRn为与电阻器Rn串联的始终接通的开关的导通电阻。
图1中的运算放大器OA1和OA2几乎始终显示有限的输入偏移电压，所述偏移电压不会彼此匹配。运算放大器OA1和OA2的输入偏移电压之间的差异构成图1的第一级放大器的净差分输入偏移电压。因改变包括电阻器R1、R2和R3的反馈网络而发生DC增益的变化将导致输出终端HVOUTP和HVOUTN处的差分DC电压改变。当音频应用中发生增益变化时，DC输出电压的此类变化会导致发出可听见的“砰砰声”。因此，在音频应用中，优选当AC增益改变时DC增益保持不变。一种解决方案是添加与图1中的电阻器R3串联的电容器。添加此类电容器会迫使第一级放大器的DC差分增益成为电阻器R1、R2和R3的所有组合的单位值。优选的是，选择与电阻器R3串联的交流耦合电容器，使得其对AC增益的影响远低于应用中的相关频率。对于音频应用而言，这表示由电阻器R3(处于最低值)和电容器C3形成的高通滤波器极点必须远低于20赫兹。由于本技术的目标是低噪声，因此在实例中，电阻器R3的最低值通常少于几百欧姆，所述最低值表示集成电路上不可能包括的耦合电容器的值。因此，可将一对引线添加到集成电路，以允许将外部交流耦合电容器与R3(或其等效网络，如图2到图4所示)串联连接。在本技术的范围内，可能还有其他方法用来维持第一级放大器中的DC增益不变。这些包括使用具有低输入偏移电压的额外伺服放大器来监控第一级放大器的差分输出，以及经由负反馈回路将校正电压添加到第一级放大器输入端。
与第一级放大器一起使用的高电源电压的电平以及构成大范围输入信号的输入信号范围是集成电路应用的函数。此外，第一级放大器的增益设定值可根据相对粗糙步长中分开的一组预定增益设定值中的任一个进行调整，以便最小化模拟开关的数目，其中所述模拟开关必须与高电压活动装置一起使用以设置每个增益设定值。
显而易见，在此实例中，与提供第一级放大器的粗糙12dB增益步长之间所需的增益分辨率(在此情况下为3dB)需要的设定值相比，有更多可用的第二级放大器增益设定值。在第二级中具有33dB增益范围(-20dB到+13dB)的情况下，第一级增益步长仅可减少到0dB和+36dB，而且仍可以3-dB为步长达到-20dB到+49dB的总增益范围。然而实际上，保持第一级增益超过增益设定值的前36dB如此之低，会导致第二级噪声过度促成这一增益范围的上端的总输入噪声，从而折衷动态范围。由于第二级放大器采用反相模式配置，所述反相模式需要用来设定为少于单位值的增益，因此，除非其输入阻抗非常低，否则噪声会被折衷。按比例减少OA5和OA6周围的反馈电阻器的值将需要增加第一级的输出电流，且外部耦合电容器C1和C2的值更大。这些是在本技术的范围内可采用的一些可能的折衷方案，以满足具体应用的需要。
同样显而易见的是，在本技术的教导范围内，可能提供更高的分辨率(例如，1dB或2dB)或更低的分辨率(例如，4dB或6dB)。因此，第二级的分辨率可采用相对小的增量设置在(例如)1dB到6dB的范围内。此外，第一级的分辨率可采用相对粗糙的增量设置，所述粗糙的增量为小增量设定值的整数倍。因此，基于上述实例，第一级增益的相对粗糙增量的实例可在2dB到12dB的范围内。同样，开关和电阻可采用其他分配方式，例如，为表1中R4和R5的值提供更多变化，且为R6和R7的值提供更少变化，或为表1中R3的值提供更多变化，或者为R1和R2的值提供一些变化。本技术的这些和其他变化可允许其适应噪声和动态范围性能的不同需求，以及不同增益范围和步长尺寸，这些都可使本技术适用于不同的应用需求。
尽管上述内容已经描述了本发明实施方案的一个或多个实例，但应理解，可对本发明进行各种修改，且本发明可用各种形式和实例进行实施，并且教导可应用在很多应用中，本文中仅仅描述了其中的一些应用。所附权利要求书意图主张本教导真实范围内的任何所有应用、修改和变化。
除非另外说明，否则本说明书(包括所附权利要求书)中列出的所有量度、值、额定值、位置、量值、尺寸及其他规格都是举例说明，而且都是约数，并不精确。这些意图具有合理的范围，以符合与之关联的功能并且符合相关领域的习惯。
保护范围仅受所附权利要求书限制。所述范围是预期的，且在根据涵盖所有结构和功能等效物的本说明书进行解释时，应被解释为像符合权利要求书中所用语言的普通含义那样宽泛。尽管如此，权利要求书并不意图涵盖未满足专利法第101、102或103条的要求的主题，也不应采用这种方式来解释权利要求书。因此，未预期而被涵盖的任何此类主题都是被否认的。
除上文所述内容之外，不管权利要求书中是否叙述，任何陈述或说明的内容都不意图或不应被解释为将任何组件、步骤、特征、主题、利益、优点或等效物公开。
应理解，本文中使用的术语和表达都具有此类术语和表达在各自对应的查询和研究领域被赋予的普通含义，本文中已列出的具体含义除外。诸如第一和第二等等相关术语可单独使用，以将一个实体或动作与另一个区分开来，而不必要求或表示这些实体或动作之间的任何实际关系或顺序。术语“包括(comprises,comprising)”或任何其他变形意图涵盖非独占性的包括情况，从而包括元件清单的工艺、方法、物品或设备并不仅仅只包括这些元件，而是可包括并未明确列出或并不为此类工艺、方法、物品或设备固有的其他元件。由“一”或“一个”修饰的元件并不排除包括此元件的工艺、方法、物品或设备中存在额外相同元件的情况，但也没有进一步限制。词语“粗糙”是相对于第二级放大器的“小”步长而言的。一组中预定增益设定值的数目以及模拟开关的最小数目是使用集成电路的应用的函数。
提供摘要以让读者快速确定本发明的特性。应理解，它将并不用来解释或限制权利要求书的范围或含义。此外，在上述具体实施方式中，可以看出，各个特征在各实施方案中组合在一起，以使本发明简单化。本发明的此方法不应解释为反映以下意图：所主张的实施方案需要的特征比每条权利要求明确叙述的更多。相反，如所附权利要求书所反映，本发明的主题在于少于所揭示的单个实施方案的所有特征。因此，所附权利要求书并入具体实施方式中，其中每条权利要求独立作为单独主张的主题。

Claims (17)

1.一种包括可编程增益放大器的集成电路，所述可编程增益放大器包括：
第一级放大器，其被配置来用至少一个第一电源电压进行操作，以在所述第一级放大器的输入端处调节一个范围的输入信号，所述第一级放大器具有增益设定值，所述增益设定值可根据以第一增量分开的一组预定增益设定值进行调整，以便最小化必须与高电压活动装置一起实施以设定每个增益设定值的模拟开关的数目；以及
第二级放大器，其被配置来用至少一个第二电源电压操作，所述第二电源电压低于所述第一电源电压，以最小化所述第二级放大器需要的集成电路面积，其中所述第二级放大器的增益可根据以介于所述第一增量之间的第二增量分开的一组增益设定值进行调整，以达到组合的预定增益分辨率；
其中所述可编程增益放大器的增益可通过调整所述第一级放大器和所述第二级放大器中的每一个的所述增益进行编程，
其中所述第一级放大器包括差分放大器布置，
其中所述第二级放大器包括全差分运算放大器，
其中所述全差分运算放大器包括内部共模反馈回路，所述内部共模反馈回路被配置来(1)接受参考输入电压以及(2)迫使所述第二级放大器的输出终端处的共模电压等于所述参考输入电压；以及
其中所述差分放大器布置包括一对运算放大器，所述运算放大器被配置来为差分输入电压提供可编程增益，且为共模输入电压提供单位增益。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述可编程增益放大器的所述增益可在少于单位值的增益与高于单位值的增益之间进行编程。
3.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第一级放大器是低噪声放大器。
4.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第二级放大器利用并联负反馈，并且被配置来用至少一个电源进行操作。
5.根据权利要求4所述的集成电路，其进一步包括适于耦合到模数转换器的输入端的输出端，所述模数转换器包括被配置来用所述第二电源电压进行操作的模拟电路。
6.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第二级放大器利用并联负反馈，以便允许所述第二级放大器被设定为增益设定值包括少于单位值的增益。
7.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第一级放大器的预定分辨率的所述第一增量中的每一个都为所述第二级放大器的增益设定值的所述第二增量中的每一个的整数倍。
8.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第二级放大器的增益设定值的所述第二增量定义了所述第一级放大器和所述第二级放大器的组合的分辨率。
9.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第二增量中的每一个都在1dB到6dB的范围内。
10.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述可编程增益放大器的每个连续增益增量都以固定比例与前一增量相关，从而每个连续增量都以固定dB量来改变所述增益。
11.根据权利要求10所述的集成电路，其中差分增益Ad1从最小0dB到最大36dB改变。
12.根据权利要求1所述的集成电路，其进一步包括连接在所述第一级放大器的所述输出端与所述第二级放大器的所述输入端之间的AC耦合电容器。
13.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第一级放大器具有AC增益设定值，以及不管所述第一级放大器的所述AC增益设定值如何，设定为单位值的DC增益。
14.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第一级放大器和所述第二级放大器中的每一个各自包括反馈网络电阻器，所述反馈网络电阻器是可调整的，以便调整对应级放大器的增益。
15.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第二级放大器的最小增益将所述第一级放大器的最大预期输出电压减弱至待由所述第二级放大器输出端驱动的装置的满量程输入电压。
16.一种制造可编程增益放大器的方法，所述可编程增益放大器包括：
将第一级放大器配置来用至少一个第一电源电压进行操作，以在所述第一级放大器的输入端处调节一个范围的输入信号，所述第一级放大器具有增益设定值，所述增益设定值可根据以第一增量分开的一组预定增益设定值进行调整，以便最小化必须与高电压活动装置一起实施以设定每个增益设定值的模拟开关的数目；以及
将第二级放大器配置来用至少一个第二电源电压操作，所述第二电源电压低于所述第一电源电压，以最小化所述第二级放大器需要的集成电路面积，其中所述第二级放大器的增益可根据以介于所述第一增量之间的第二增量分开的一组增益设定值进行调整，以达到组合的预定增益分辨率；
其中所述可编程增益放大器的增益可通过调整所述第一级放大器和所述第二级放大器中的每一个的所述增益进行编程，
其中所述第一级放大器包括差分放大器布置，
其中所述第二级放大器包括全差分运算放大器，
其中所述全差分运算放大器包括内部共模反馈回路，所述内部共模反馈回路被配置来(1)接受参考输入电压以及(2)迫使所述第二级放大器的输出终端处的共模电压等于所述参考输入电压；以及
其中所述差分放大器布置包括一对运算放大器，所述运算放大器被配置来为差分输入电压提供可编程增益，且为共模输入电压提供单位增益。
17.根据权利要求16所述的方法，其中配置所述第一级增益放大器和所述第二级增益放大器包括配置所述可编程增益放大器的所述增益，使得其可在少于单位值的增益与高于单位值的增益之间进行编程。
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