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VERWANDTE ANMELDUNGEN
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Diese Anmeldung basiert auf und beansprucht die Priorität der Provisorischen Patentanmeldung US-Patent Nr. 61/645.300 eingereicht am 10. Mai 2012 im Namen von Gary K. Hebert und übertragen auf den anwesenden Bevollmächtigten. Der Inhalt der referenzierten vorläufigen Patentanmeldung ist hier in ihrer Gesamtheit durch Bezugnahme aufgenommen.
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Fachgebiet
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Diese Anmeldung bezieht sich auf Verstärker mit programmierbarer Verstärkung.
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Hintergrund
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Verstärker mit programmierbarer Verstärkung sind bekannt. Siehe zum Beispiel in der anhängigen US-Anmeldung mit dem Aktenzeichen Nr. 12/857.099, eingereicht am 16. August 2010 im Namen von Gary K. Hebert und übertragen auf den vorliegenden Rechtsnachfolger. Die Inhalte dieser Patentanmeldung sind hierin durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit aufgenommen.
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Zusammenfassung
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In Übereinstimmung mit einem Aspekt der Erfindung umfasst eine integrierte Schaltung (IC) einen Verstärker mit programmierbarer Verstärkung. Der programmierbare Begrenzungsverstärker umfasst einen ersten Stufenverstärker, der konfiguriert ist, um mit zumindest einer relativ hohen Versorgungsspannung betrieben zu werden, um am Eingang des ersten Stufenverstärkers einen relativ großen Bereich von Eingangssignalen aufzunehmen. Der erste Stufenverstärker hat eine Verstärkungseinstellung, die aus einem Satz von vorbestimmten Verstärkungseinstellungen in relativ grob unterteilten Schritten gewählt werden kann, um so die Anzahl der Analogschalter, die mit hochspannungsaktiven Geräten implementiert werden müssen, um jede Verstärkungseinstellung zu erreichen, zu minimieren. Der Verstärker mit programmierbarer Verstärkung enthält auch einen zweiten Stufenverstärker, der konfiguriert ist, um mit zumindest einer relativ niedrigen Stromversorgungsspannung zu arbeiten, die niedriger als die hohe Versorgungsspannung ist, um den erforderlichen IC-Bereich für die zweite Stufe des Verstärkers zu minimieren. Die Verstärkung des Verstärkers der zweiten Stufe ist einstellbar aus einem Satz von Verstärkungseinstellungen mit relativ kleinen Schritten zwischen den groben Schritten, um eine kombinierte vorbestimmte Verstärkungsauflösung zu erzielen. Die Verstärkung des Begrenzungsverstärkers ist durch Einstellen von jedem der Verstärker der ersten und zweiten Stufe programmierbar.
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In Übereinstimmung mit einem anderen Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zur Herstellung eines Verstärkers mit programmierbarer Verstärkung beschrieben. Das Verfahren umfasst das Konfigurieren eines ersten Stufenverstärkers, um mit mindestens einer relativ hohen Versorgungsspannung zu arbeiten, um am Eingang des ersten Stufenverstärkers einen relativ großen Bereich von Eingangssignalen aufzunehmen. Der erste Stufenverstärker hat eine Verstärkungseinstellung, die aus einer Reihe von vorgegebenen Verstärkungseinstellungen in relativ groben Schritten gewählt werden kann, um so die Anzahl der Analogschalter, die in hochspannungsaktive Geräte implementiert werden müssen, um jede Verstärkungseinstellung festzulegen, zu minimieren. Das Verfahren umfasst auch das Konfigurieren eines zweiten Stufenverstärkers mit mindestens einer relativ niedrigen Versorgungsspannung, die niedriger ist als die hohe Versorgungsspannung, um den erforderlichen IC-Bereich für die zweite Stufe des Verstärkers zu minimieren, wobei die Verstärkung des zweiten Stufenverstärkers aus einem Satz von Verstärkungseinstellungen in relativ kleinen Schritten zwischen den groben Schritten betrieben wird, um eine kombinierte vorbestimmte Verstärkungsauflösung zu erzielen. Die Verstärkung des Begrenzungsverstärkers ist durch Einstellen von jedem der Verstärker der ersten und zweiten Stufe programmierbar.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 ist ein Blockdiagramm einer programmierbaren Verstärkerschaltung in Übereinstimmung mit den Lehren hierin, das eine Konfiguration darstellt, die am besten für Anwendungen geeignet ist, bei denen große Gleichtakteingangsspannungen auftreten.
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2 ist ein Blockdiagramm einer programmierbaren Verstärker-Schaltung in Übereinstimmung mit den Lehren hierin, das eine Konfiguration mit einer erhöhten Toleranz von großen Gleichtakt-Eingangsspannungen im Vergleich zu derjenigen aus 1 darstellt.
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3 ist ein Blockdiagramm einer programmierbaren Verstärker-Schaltung in Übereinstimmung mit den Lehren hierin, das eine Konfiguration ähnlich 2 darstellt, mit einer zusätzlichen Flexibilität für den Antrieb von Analog-zu-Digital-Wandlern mit differentiellen oder asymmetrischen Eingangskonfigurationen.
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4 ist ein detaillierteres Blockdiagramm der programmierbaren Verstärkerschaltung aus 3, das eine mögliche Anordnung von elektronischen Schaltern und Widerständen darstellt.
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Detaillierte Beschreibung der Zeichnungen
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Diese Anmeldung beschreibt einen Verstärker mir programmierbarer Verstärkung (PGA = programmable gain amplifier), vorzugsweise in Form einer integrierten Schaltung (IC = integrated circuit), die dafür vorgesehen ist, analoge Signalspannungen angemessen aufzubereiten, sodass sie als Eingangssignale an modernen Schaltungen angewendet werden, insbesondere moderne in Analog-zu-Digital-Wandlern (ADC) integrierte Schaltungen (ICs), sodass die zugeführten Signale innerhalb des vorgegebenen dynamischen Bereichs von Eingangssignalen (Amplituden) liegen, die derartige moderne Schaltungen verarbeiten können. Die meisten modernen ADC ICs werden mit relativ geringen Spannungs-CMOS-Prozessen hergestellt, um den Vorteil aus den hohen Integrationsniveaus derartiger Prozesse nutzen zu können. Als Ergebnis haben diese ADC ICs umfassende Eingangsspannungen, die selten mehr als ein paar Volt betragen. Daher erfordert die Digitalisierung von größeren Spannungen, wie sie typischerweise in professionellen Audio- und Broadcast Line-Signalen auftreten, die Verwendung eines angeschlossenen Dämpfungsgliedes, um den Pegel der Audio- und Broadcast Line-Signale zu vermindern, bevor sie am Eingang des ADC IC angewandt werden.
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Hingegen können Signalspannungen, wie sie typischerweise am Ausgang der Mikrofone verfügbar sind, im Bereich von wenigen Millivolt liegen, was die Verwendung eines Verstärkers mit erheblicher Verstärkung erfordert, bevor sie am Eingang des ADC IC angewendet werden, wenn der angelegte verfügbare Eingangssignal Dynamikbereich des Wandlers vollständig verwendet werden muss.
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Es besteht daher ein Bedarf für eine PGA-IC, deren Verstärkung über einen großen dynamischen Bereich von kleiner 1 (Dämpfung) bis deutlich größer 1 (Verstärkung) eingestellt werden kann. Ein derartiges Gerät sollte in der Lage sein, Eingangssignalspannungen anzunehmen, die deutlich über den Grenzen der derzeit verfügbaren ADC-ICs liegen, wie professionelle Audio-Line-Signale, die oft mehr als 10 Veff (14,14 Vpeak) überschreiten. Gleichzeitig sollte die PGA IC ein niedriges Eingangsrauschen haben, insbesondere bei den höchsten Verstärkungseinstellungen, um den dynamischen Bereich der Eingangssignale wie von dynamischen Mikrofonen nicht zu beeinträchtigen. Das Eigenrauschen der Mikrofone wird oft genommen, um in der Größenordnung des thermischen Rauschens eines 150-Ohm-Widerstands zu liegen. Die Eingangsrauschspannung einer PGA IC, die für diese Anwendung verwendet wird, sollte nicht zu einem zusätzlichen Rauschen deutlich über diesem Niveau beitragen.
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Verstärker mit niedriger Eingangsrauschspannung werden gegenüber der nicht-invertierenden Konfiguration (auch als Serie-Shunt-Rückkopplungsverstärker bezeichnet) bevorzugt, da diejenigen des invertierenden Typs (auch als Shunt-Shunt-Feedback-Verstärker bezeichnet) eine inhärente Abwägung zwischen Eingangsimpedanz und Eingangsrauschspannung haben. Somit ist es erstrebenswert für eine PGA, die dafür vorgesehen ist, die vorgenannten Anforderungen zu erfüllen, eine erste Stufe des Verstärkers mit der nicht invertierenden Konfiguration zu verwenden, sodass die Eingangsimpedanz so gewählt werden kann, wie sie am besten in die Anwendung passt, ohne die Rauschleistung zu beeinträchtigen.
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Als Veranschaulichung kann ein invertierender Verstärker eine Eingangsimpedanz haben, die nicht größer als 150 Ohm ist, um die Erhöhung des Gesamtrauschens eines Mikrofons mit 150 Ohm Quellenimpedanz auf maximal 3 dB zu begrenzen, wobei jegliche Beteiligung der aktiven Schaltung in dem Verstärker nicht beachtet wird. Diese Eingangsimpedanz ist niedriger als es für die meisten modernen Mikrofone erstrebenswert ist, die normalerweise durch Widerstände von mindestens 1 kOhm geladen werden sollten. Im Gegensatz dazu kann ein nicht-invertierender Verstärker eine Eingangsimpedanz haben, die nur durch die Eingangsimpedanz der aktiven Elektronik beschränkt ist, und kann unter Verwendung einer Widerstandsterminierung am Eingang auf jeden geringeren Wert eingestellt werden. Dies kann ohne Beeinträchtigung der Eingangsrauschspannung erfolgen, solange der Abschlusswiderstand wesentlich größer ist als die Quellenimpedanz.
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Die Verwendung der nicht-invertierenden Verstärkerkonfiguration bedeutet, dass die Eingangsstufe des Verstärkers den vollen dynamischen Bereich einer Eingangssignalspannung akzeptieren muss. Dies bedeutet, dass die Gesamtenergieversorgungsspannung für die Verstärkereingangsstufe mindestens gleich der maximal erwarteten Eingangssignalspannung für einen Single-Ended-Eingangsverstärker oder zumindest gleich der Hälfte der maximalen erwarteten Eingangssignalspannung für einen Differenzial-Eingangsverstärker sein muss. Für den Fall der professionellen Audio-Line-Signale liegen die erforderlichen Versorgungsspannungen im Bereich von 20 bis 40 Volt (oder +/–10 Volt auf +/–20 Volt für geteilte Netzteile). Hochspannungs-Durchführungseinrichtungen in einem integrierten Schaltungsprozess erfordern erheblich mehr Fläche auf dem integrierten Schaltkreis als die Implementierung von Niederspannungsgeräten. Weiterhin verbraucht der Schaltkreisbetrieb aus Hochspannungsversorgungen mehr Leistung für einen gegebenen Betriebsstrom als der Schaltkreisbetrieb aus niedrigeren Versorgungsspannungen. Daher ist es erstrebenswert, die Schaltungen, die mittels Hochspannungsleistungsversorgungsspannung betrieben werden, zu minimieren.
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Das Folgende beschreibt eine PGA-IC, die einen rauscharmen Verstärker der ersten Stufe umfasst, der mit mindestens einer relativ hohen Versorgungsspannung arbeitet, um am Eingang des ersten Stufenverstärkers einen relativ großen dynamischen Bereich von Eingangssignalen aufzunehmen. Die Verstärkung dieses Verstärkers der ersten Stufe wird in relativ groben Schritten geschaltet, um den gewünschten Bereich der Verstärkungen abzudecken (um den gesamt möglichen dynamischen Bereich des Eingangssignals aufzunehmen), aber auch, um die Anzahl von Analogschaltern, die mit hochspannungsaktiven Geräten umgesetzt werden müssen, zu minimiere. Die PGA-IC umfasst auch eine zweite Stufe, die mit mindestens einer relativ niedrigeren Energieversorgungsspannung arbeitet (niedriger als die Energieversorgungsspannung(en), die mit der ersten Stufe verwendet wird), um den erforderlichen IC-Bereich zu minimieren.
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Die Versorgungsspannung(en) für diese Stufe entspricht vorzugsweise der Versorgungsspannung(en), die für die analogen Schaltungen verwendet wird (beispielsweise in der ADC IC), die durch diese zweite Stufe betrieben wird. Die zweite Verstärkerstufe ist Teil der invertierenden Konfiguration, sodass sie auf Verstärkungen von kleiner Eins eingestellt werden kann. Die Verstärkung dieses Verstärkers der zweiten Stufe wird in relativ kleinen Schritten geschaltet, um die Lücken in den groben Schritten der ersten Stufenverstärkung zu füllen und die gewünschte Gesamtverstärkungsauflösung zu erreichen. Insbesondere ist die Verstärkung des zweiten Stufenverstärkers aus einem Satz von Verstärkungseinstellungen in relativ kleinen Schritten getrennt einstellbar. Die Schritte füllen die Lücken zwischen jedem der groben Schritte vom ersten Stufenverstärker, um eine kombinierte vorgegebene Verstärkungsauflösung zu erreichen. Zum Beispiel können die Verstärkungsschritte der zweiten Stufe 1/10 derjenigen der Stufen von der ersten Stufe betragen. Auf diese Weise wird die kombinierte Verstärkungsauflösung um das 10-Fache über die Grobverstärkungsauflösung erhöht.
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Ein Blockdiagramm einer Ausführungsform einer solchen PGA wird in
1 dargestellt. Die PGA umfasst zwei Stufen
10 und
12. Die erste Stufe
10 ist eine relativ hohe Spannungsverstärkerstufe, während die zweite Stufe
12 eine relativ geringe Spannungsverstärkerstufe ist. INP und INN Anschlüsse der ersten Stufe
10 akzeptieren Differentialeingangsspannungen. Die erste Stufe umfasst Operationsverstärker OA1 und OA2, zusammen mit den Widerständen R1, R2 und R3, wobei die Differentialverstärkung im Wesentlichen wie folgt definiert ist:
wobei V
INP> und V
INN die Spannungen an den Anschlüssen INP und INN sind, und
VHVOUTP und Vnvou·rN jeweilig entsprechend die Spannungen an den Ausgangsklemmen und HVOUTP HVOUTN sind.
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Die Gleichtaktverstärkung wird im Wesentlichen wie folgt definiert:
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Der Wert der Widerstände R1 und R2 ist vorzugsweise gleich. Die Werte der Rückkopplungsnetzwiderstände R1, R2 und R3 werden unter Verwendung von elektronischen Schaltern variiert, um die differentielle Verstärkung Ad1 der ersten Stufe in relativ groben Schritten einzustellen. Jeder dieser aufeinanderfolgenden Schritte in der Verstärkung wird vorzugsweise durch ein festgelegtes Verhältnis auf den vorherigen Schritt bezogen, sodass jeder aufeinanderfolgende Schritt die Verstärkung um einen festen Betrag in dB ändert. In einer Ausführungsform variiert die Differentialverstärkung Ad1 von einem Minimum von 0 dB bzw. 1 V/V in drei 12-dB Schritten, wobei R3 bis auf ein Maximum von 36 dB oder 63,1 V/V offen geschaltet ist. Es gibt verschiedene Konfigurationen für das elektronische Variieren des Rückkopplungsnetzwerks, das aus RI, R2 und R3 gebildet wird. Ein mögliches Verfahren ist in der anhängigen Patentanmeldung beschrieben, US-Patentanmeldung Nr. 12/857.099 (veröffentlicht als US-Patentanmeldung Veröffentlichungsnummer 2011/0068863 A1), eingereicht am 16. August 2010, im Namen von Gary Hebert und dem anwesenden Bevollmächtigten). Der Gegenstand der Patentanmeldung ist hierin in seiner Gesamtheit hierin durch Bezugnahme aufgenommen.
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Unter erneuter Bezugnahme auf 1 werden die Operationsverstärker OA und OA2 aus Hochspannungs-Stromversorgungsspannungen angetrieben, vorzugsweise an den Klemmen VHV+ und VHV–. Beachten Sie, dass diese Anschlüsse auf die Operationsverstärker OA1 und OA2 in 1 dupliziert sind. In der Praxis braucht man nur ein einziges Paar von Anschlüssen auf der IC. Die Spannungsdifferenz zwischen den Klemmen VHV+ und VHV– wird gewählt, um die maximal erwarteten Signalspannungen zwischen den Eingangsanschlüssen INP und INN zu ermöglichen, die ohne übermäßige Verzerrung zwischen den Signalen an den Ausgangsanschlüssen IP und HVOU HVOUTN reproduziert werden muss, wenn die Verstärkung der ersten Stufe auf den Mindestwert gesetzt ist. Dies impliziert, dass die Operationsverstärker OA1 und OA2 und ihre zugehörige Verstärkungsschaltung mit Halbleiterbauelementen mit ausreichender Spannungsfähigkeit realisiert werden müssen.
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In der dargestellten Ausführungsform umfasst die zweite Stufe des Verstärkers
12 einen Volldifferenzoperationsverstärker OA3 und die Rückführungsnetzwiderstände R4 bis R7. Die Widerstände R4 und R5 dienen als Eingangswiderstände für den Empfang von Signalen, die auf die Stufeneingänge LVINP und LVINN angewendet werden und jeweils mit einem Eingang des Verstärkers OA3 verbunden sind. Der Widerstand R6 wird zwischen einem Eingang des OA3 und dem invertierenden Ausgang angeschlossen, der mit diesem Eingang verbunden ist. Und der Widerstand R7 wird zwischen dem anderen Eingang des OA3 und dem invertierenden Ausgang angeschlossen, der dem Eingang verbunden ist. Der Wert des Widerstandes R6 ist vorzugsweise gleich dem Wert des Widerstandes R7 und der Wert des Widerstands R4 ist vorzugsweise gleich dem Wert des Widerstandes R5. Unter dieser Bedingung ist die Differentialverstärkung im Wesentlichen:
wobei V
LVINP und V
LVINN jeweils die Spannungen an den Anschlüssen LVINP und LVINN sind; und
V
OUTP und VQUTN die Spannungen an den Anschlüssen OUTP und OUTN sind.
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Der Volldifferenzoperationsverstärker OA3 der zweiten Stufe enthält vorzugsweise eine interne Gleichtaktrückkopplungsschleife, die konfiguriert ist, um eine Referenzeingangsspannung am Anschluss VREF anzunehmen und die Gleichtaktspannung an den Klemmen OUTP und OUTN zu erzwingen, um gleich der Spannung am Anschluss VREF zu sein. Solange das Verhältnis des Wertes der Widerstand R6 zum Widerstand R4 gleich dem Verhältnis des Werts des Widerstands R7 zu Widerstandes R5 ist, werden Gleichtaktspannungen an den Anschlüssen und LVINP LVINN durch die Betätigung der Gleichtakt-Rückkopplungsschleife im Wesentlichen abgelehnt.
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In der dargestellten Ausführungsform ist die mit dem Anschluss VREF angelegte Spannung vorzugsweise gleich der Referenzspannung des ADC, um von den Ausgangsanschlüssen OUTP und OUTN angetrieben zu werden. Die an die Klemmen VLV+ und GND angelegten Versorgungsspannungen sind vorzugsweise gleich den für den analogen Teil des ADC verwendeten Versorgungsspannungen, um von Ausgangsanschlüssen OUTP und OUTN angetrieben zu werden.
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Externe AC-Koppelkondensatoren C1 zwischen dem Terminal HVOUTP und Terminal LVINP und C2 zwischen Klemme HVOUTN und Terminal LVINN dienen dazu, die Gleichtaktspannung an den HVOUTP und HVOUTN Terminals von den Eingangsanschlüssen LVINP und LVIN2 zu isolieren, aber auch, um es den AC-Signalen zu ermöglichen, die entscheidenden Frequenzen ungedämpft zu passieren. In vielen Anwendungen ist die Stromversorgung für den zweiten Stufenverstärker an den Klemmen VLV+ und GND eine einzelne Versorgungsspannung in Bezug auf die Massereferenzspannung, während die Stromversorgung für die Verstärker der ersten Stufe sogenannte Dual oder Split Versorgungsspannungen in Bezug auf die Massereferenzspannung sind. In einem solchen Fall wird die Gleichtaktspannung an den Klemmen HVOUTP und HVOUTN (allgemein gleich der Gleichtaktspannung an den INP- und INN-Anschlüssen mit Ausnahme einer kleinen Offset-Spannung), typischerweise gewählt, um in der Nähe der Massereferenzspannung zu liegen. Dies maximiert die möglichen Spannungsschwankungen zwischen den HVOUTP- und HVOUTN-Klemmen. Dies unterscheidet sich erheblich von der Gleichtakt-Ausgangsspannung an den Klemmen OUTP und OUTN, die im Allgemeinen zwischen VLV+ und GND beträgt. Diese Situation würde zu einem Gleichstromfluss durch die Widerstände R4 bis R6 führen und würde unnötig Leistung verschwenden, wenn die Kondensatoren CI und C2 nicht enthalten wären, um den Gleichstrom zwischen den Stufen zu blockieren. Die Kondensatoren C1 und C2 sind jedoch nicht für den ordnungsgemäßen Betrieb der Schaltung unbedingt erforderlich. Ferner sind auch andere Konfigurationen im Umfang der vorliegenden Technik möglich, einschließlich der Verwendung einer Gleichtakt-Servoschleife auf der ersten Stufe, um die Gleichtakt-Ausgangsspannung an den Klemmen HVOUTP und HVOUTN einzustellen, um gleich der Spannung am VREF-Anschluss zu sein. Alternativ könnte die Gleichtakt-Ausgangsspannung der zweiten Stufe eingestellt werden, um mit der Gleichtakt-Ausgangsspannung der ersten Stufe mit einer geeigneten Spannung am VREF-Anschluss übereinzustimmen. Dies würde wahrscheinlich eine AC-Kopplung des Ausgangs der zweiten Stufe in die Eingänge des aktuellen ADC-ICs erfordern.
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Die Werte der Feedback-Netzwerk-Widerstände R4 bis R7 werden mit elektronischen Schaltern variiert, um die Differenzverstärkung Ad2 der zweiten Stufe in feinen Schritten einzustellen, um die Lücken in den Verstärkungsstufen der ersten Stufe zu füllen, um die gewünschte Verstärkungsauflösung zu erreichen. Jeder dieser aufeinanderfolgenden Schritte in der Verstärkung ist vorzugsweise im Zusammenhang mit dem vorhergehenden Schritt mit einem festen Verhältnis zu beziehen, sodass jeder aufeinanderfolgende Schritt die Verstärkung um einen festen Betrag dB ändert. Ferner ist das feste Verhältnis zwischen aufeinanderfolgenden Gewinnen vorzugsweise ein ganzzahliger Teiler des festen Verhältnisses zwischen den aufeinanderfolgenden Verstärkungsschritten der ersten Stufe, sodass die Gesamtverstärkung des gesamten PGA in Schritten dergleichen Anzahl von dB pro Schritt variiert werden kann. In einer Ausführungsform der zweiten Stufe wird die Differenzverstärkung Ad2 von –20 dB bis +1 dB in sieben gleichen 3-dB-Schritten durch Verändern der Werte der Widerstände R6 und R7 variiert, wobei R6 ≈ R7 bei allen acht Einstellungen erhalten bleiben. Daneben können Widerstände R4 und R5 variiert werden, um zusätzliche Verstärkungsstufen hinzuzufügen, z. B. einen einzelnen Schritt, der eine zusätzliche +12 dB Verstärkung hinzufügen könnte. Wenn sie mit einer ersten Stufe, deren Verstärkung von 0 dB bis 36 dB in 12 dB-Schritten wie vorher erwähnt variiert wird, beträgt der Gesamtverstärkungsbereich des gesamten PGA –20 dB bis +49 dB in 3 dB Schritten. Als Ergebnis definieren die beiden einstellbaren Verstärkungen für die zwei Stufen den Dynamikbereich der Kombination und erreichen eine kombinierte vorgegebene Verstärkungsauflösung.
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Beispielsweise zeigt die Tabelle 1 die Werte der Widerstände RI bis R7 für alle Verstärkungseinstellungen für die oben beschriebene Konfiguration. Tabelle 1
| Gesamtverstärkung (dB) | R3 (Ohm) | R1, R2 (Ohm) | Stufe 1 Verstärkung (dB) | R4, R5 (Ohm) | R6, R7 (Ohm) | Stufe 2 Verstärkung (dB) |
| –20 | offen | 4 k | 0 | 18 k | 1.8 k | –20 |
| –17 | offen | 4 k | 0 | 18 k | 2.54 k | –17 |
| –14 | offen | 4 k | 0 | 18 k | 3.59 k | –14 |
| –11 | offen | 4 k | 0 | 18 k | 5.07 k | –11 |
| –8 | 2.68 k | 4 k | 12 | 18 k | 1.8 k | –20 |
| –5 | 2.68 k | 4 k | 12 | 18 k | 2.54 k | –17 |
| –2 | 2.68 k | 4 k | 12 | 18 k | 3.59 k | –14 |
| +1 | 2.68 k | 4 k | 12 | 18 k | 5.07 k | –11 |
| +4 | 539 | 4 k | 24 | 18 k | 1.8 k | –20 |
| +7 | 539 | 4 k | 24 | 18 k | 2.54 k | –17 |
| +10 | 539 | 4 k | 24 | 18 k | 3.59 k | –14 |
| +13 | 539 | 4 k | 24 | 18 k | 5.07 k | –11 |
| +16 | 129 | 4 k | 36 | 18 k | 1.8 k | –20 |
| +19 | 129 | 4 k | 36 | 18 k | 2.54 k | –17 |
| +22 | 129 | 4 k | 36 | 18 k | 3.59 k | –14 |
| +25 | 129 | 4 k | 36 | 18 k | 5.07 k | –11 |
| +28 | 129 | 4 k | 36 | 18 k | 7.17 k | –8 |
| +31 | 129 | 4 k | 36 | 18 k | 10.1 k | –5 |
| +34 | 129 | 4 k | 36 | 18 k | 14.3 k | –2 |
| +37 | 129 | 4 k | 36 | 18 k | 20.2 k | +1 |
| +40 | 129 | 4 k | 36 | 4.52 k | 7.17 k | +4 |
| +43 | 129 | 4 k | 36 | 4.52 k | 10.1 k | +7 |
| +46 | 129 | 4 k | 36 | 4.52 k | 14.3 k | +10 |
| +49 | 129 | 4 k | 36 | 4.52 k | 20.2 k | +13 |
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Dieses Beispiel ist nur für Illustrationszwecke gedacht. Es gibt viele andere mögliche Kombinationen des Verstärkungsbereichs und der Auflösung innerhalb des Rahmens der vorliegenden Technologie. Insbesondere kann es in einigen Fällen vorteilhaft sein, die Werte der Widerstände R1, R2 und/oder R3 Widerstand einstellbar zu machen, sodass der Widerstandswert jeweils variieren kann, um Änderungen in der ersten Stufe der Verstärkung zu implementieren.
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Die minimale Verstärkung der zweiten Stufe wird vorzugsweise gewählt, um die maximale erwartete differentielle Ausgangsspannung an der ersten Stufe zu dämpfen (Verstärkungsfaktor kleiner Eins) und die Ausgangsanschlüsse HVOUTP HVOUTN zur Vollskaleneingangsspannung des ADC aus der zweiten Stufe Ausgangsanschlüsse OUTP und OUTN anzutreiben. Dies gewährleistet, dass der gesamte Dynamikbereich der ersten Stufe verwendet wird. In dem oben dargestellten Beispiel dämpft die Mindestverstärkung der zweiten Stufe von –20 dB eine 20 Veff Signalspannung an den HVOUTP und HVOUTN Klemmen bis 2 Veff, die eine gemeinsame umfassende Eingangsspannung für Strom ADCs ist.
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Bei den höchsten Gesamtverstärkungseinstellungen ist das Eingangsrauschen des Verstärkers der ersten Stufe, das mit seiner Verstärkung multipliziert wird, oft die dominante Rauschquelle, die die Beiträge der zweiten Stufe oder ein ADC überlagern, an die der Verstärker der zweiten Stufe angeschlossen ist. Sobald dies der Fall ist, gibt es keinen weiteren Vorteil bei der Erhöhung der Verstärkung im Verstärker der ersten Stufe, um die Gesamtverstärkung zu erhöhen. Vorzugsweise wird daher eine weitere Erhöhung der Verstärkung in der zweiten Stufe implementiert, die mit Niederspannungs-Halbleitervorrichtungen erfolgen kann, die weniger Chipfläche als Hochspannungs-Halbleitervorrichtungen besetzen. Dieser Fall ist in dem obigen Beispiel für die acht höchsten Verstärkungseinstellungen dargestellt, wobei die Verstärkung der ersten Stufe konstant auf +36 dB gehalten wird, während eine zweite Gruppe von Rückkopplungswiderständen um die zweite Stufe herum verwendet wird, um es zu ermöglichen, die Verstärkung zwischen –8 dB und +13 dB in gleich 3 dB-Schritten zu variieren. Die zusätzlichen elektronischen Niederspannungsschalter benötigen viel weniger Fläche als einzelne zusätzliche Hochspannungsschalter, um eine +48 dB Verstärkungseinstellung zur ersten Stufe hinzuzufügen.
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Wie oben erwähnt, ist das Ergebnis der Gleichtaktverstärkung der ersten Stufe die Einsverstärkung, sodass alle AC-Gleichtaktspannungen an den Eingangsanschlüssen INP und INN vorliegenden Spannungen ungedämpft auf die Eingangsanschlüsse LV1NP und LVINN der zweiten Stufe geleitet werden. Solche Gleichtaktspannungen führen zu einer Spannung an den invertierenden und nichtinvertierenden Eingangsklemmen des Operationsverstärkers OA3 mit folgendem Ergebnis: VOA3IN = VCMIN·( R6 / R4 + R6) + VVREF·( R4 / R4 + R6), wobei VOA3IN die Spannung an einem der Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers OA3 ist,
VCMIN die Gleichtakt-Eingangsspannung an den Klemmen INP und INN ist und
VVREF die Spannung am VREF-Anschluss ist.
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Da der Operationsverstärker OA3 mit wesentlich niedrigeren Versorgungsspannungen als die Operationsverstärker OA1 und OA2 arbeitet, ist die zulässige Spannungsschwankung vor schweren Verzerrungen an den Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers OA3 wesentlich geringer, als an den Eingangs- oder Ausgangsanschlüssen der Operationsverstärker OA1 und OA2.
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In vielen Anwendungen sind Gleichtaktstörungen in der Größenordnung von einem Volt oder mehr nicht ungewöhnlich. In diesen Fällen ist es erstrebenswert, der Erscheinung der Gleichtakt-Störspannung an den Eingangsanschlüssen des Operationsverstärkers OA3 vorzubeugen, um den verfügbaren linearen Spannungsbereich der zweiten Stufe, der Niederspannungsstufe, beizubehalten, um die gewünschten Differenzsignale zu erhalten 2 zeigt ein Blockdiagramm mit einem zweiten Beispiel einer programmierbaren Verstärkers-PGA IC-Konfiguration, die dieses Ziel erfüllt.
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In 2 wurden Voll-Differenzial-Operationsverstärker OA4 und seine zugehörigen Widerstände R8 bis R11 wurden dem Differenzverstärker der ersten Stufe hinzugefügt, um die Ausgänge der Konfiguration, bestehend aus den Operationsverstärkern OA1 und OA2 und den Widerständen R1, R2 und R3 zu erhalten. Besonders im Ausgangsknoten, der den Ausgang des Operationsverstärkers OA1 mit dem Rückkoppelwiderstand RI verbindet, und mit dem Eingangswiderstand R8 verbunden ist, ist wiederum mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA4 verbunden; wobei der Ausgangsknoten, der den Ausgang des Operationsverstärkers OA2 mit dem Rückkoppelwiderstand R2 verbindet, der wiederum mit dem Eingangswiderstand R9 verbunden ist, der wiederum an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA4 angeschlossen ist. Der Rückkoppelwiderstand RIO ist zwischen dem negativen Ausgang und dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA4 verbunden, während Rückkoppelwiderstand R11 zwischen dem positiven Ausgang und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA4 verbunden ist. Der Ausgangsknoten, der den negativen Ausgang und den Rückkopplungswiderstand R10 verbindet, ist mit dem Ausgangsstift HVOUTN verbunden, und der Ausgangsknoten, der den positiven Ausgang und den Rückkoppelwiderstand R11 verbindet, ist mit dem Ausgangsstift HVOUTP verbunden. Der Voll-Differenzial-Operationsverstärker OA4 ist mit dem gleichen Paar von Hochspannungs-Stromversorgungsanschlüssen VHV+ und VHV– wie die Operationsverstärker OA1 und OA2 verbunden, und hat somit ähnliche maximale Differenzial-Ausgangsspannungskapazität. Um den zur Verfügung stehenden Dynamikbereich zu maximieren, sind die Werte der Widerstände R8 bis R11 alle gleich, wodurch die Differenzialverstärkung von den Ausgangsanschlüssen der Operationsverstärker OA1 und OA2 mit den Ausgangsanschlüssen des Voll-Differenzial-Operationsverstärkers OA4 auf Einsverstärkung eingestellt werden, wobei dessen Ausgangssignal so hoch wie möglich ohne vorzeitiges Abschneiden ist.
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Voll-Differenz-Operationsverstärker OA4 enthält vorzugsweise eine interne Gleichtaktrückkopplungsschleife, die dafür konfiguriert ist, eine Referenzeingangsspannung am Anschluss VREFHV anzunehmen und die Gleichtaktspannung an den Klemmen HVOUTP und HVOUTN im Wesentlichen gleich der Spannung am Anschluss VREFHV zu erzwingen. Solange das Verhältnis des Wertes des Widerstands R8 zum Wert des Widerstands R10 dem Verhältnis des Werts des Widerstands R9 zum Wert des Widerstandes R11 gleich ist, werden Gleichtaktspannungen an den Klemmen INP und INN im Wesentlichen durch die Aktion der Gleichtakt-Rückkopplungsschleife abgewiesen, wodurch einer Weiterleitung an den Niederspannungsverstärker der zweiten Stufe geleitet vorgebeugt wird.
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Die an Klemme VREFHV angewendete Spannung ist vorzugsweise ungefähr in der Mitte zwischen den an Klemmen VHV+ und VHV– angewendeten Versorgungsspannungen, um die verfügbare Ausgangsspannungsschwankung an den Anschlüssen HVOUTP und HVOUTN zu maximieren.
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Mit dem Hinzufügen des Voll-Differenzial-Operationsverstärkers OA4 und der Widerstände R8 bis R11 an den Hochspannungs-Verstärkerkreis der ersten Stufe gibt es keine Notwendigkeit mehr für den Zweitstufen-Verstärkerkreis, um Gleichtaktunterdrückung bereitzustellen. In diesem Fall kann der Zweitstufenverstärker wie in 3 implementiert werden. In 3 wurden Voll-Differenzial-Operationsverstärker OA3 aus den 1 und 2 durch Operationsverstärker OAS und OA6 ersetzt. Diese beiden Operationsverstärker funktionieren auch von Versorgungsspannungen, die an den Klemmen VLV+ und GND angewendet werden und niedriger sind als die an den Klemmen VHV+ und VHV– angewendeten, wobei sie vorzugsweise identisch mit denen sind, die zur Versorgung des ADC von den Anschlüssen OUTP und OUTN verwendet werden. Die Widerstände R4 bis R7 funktionieren wie zuvor für 1 beschrieben und vorzugsweise unter den gleichen, zuvor erwähnten Beschränkungen. Dieser Verstärker der zweiten Stufe, bestehend aus den Operationsverstärkern OA5 und OA6 und den Widerständen R4 bis R7, bietet keine Abweisung von Gleichtaktspannungen an den Klemmen LVINP und LVINN, aber da Gleichtakteingangsspannungen an den Klemmen INP und INN letztendlich vom Operationsverstärker OA4 und seinen zugehörigen Widerständen abgelehnt werden, ist dies nicht unbedingt erforderlich. Der Vorteil der Verwendung von asymmetrischen Operationsverstärkern OAS und OA6 statt des Voll-Differenzial-Operationsverstärkers OA3 liegt darin, dass es die Flexibilität bietet, ADC-ICs entweder mit symmetrischen oder asymmetrischen Eingängen zu betreiben. Für den Fall eines asymmetrischen Eingangs ADC IC ist nur einer der Ausgänge OUTP oder OUTN notwendig, und die nicht verwendeten Operationsverstärker (OA5 oder OA6) können in einen außerbetrieblichen Zustand mit Niedrigspannung versetzt werden, um den Leistungsverlust zu verringern.
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4 zeigt eine mögliche Implementierung einer Schaltanordnung, um die Änderungen in Widerstandswerten, die in dem obigen Beispiel festgelegt wurden, zu implementieren. Schalter SI bis SI9 sind repräsentativ, beispielsweise elektronisch gesteuerte analoge Übertragungssperren, das eventuell, aber nicht notwendigerweise, in Form eines integrierten Schaltkreises mit komplementären MOS (Metal-Oxide-Semiconductor, Metalloxid-Halbleiter) Transistoren implementiert sein kann. In einer bevorzugten Ausführungsform können diese Schalter mit einem Sperrantriebsschaltkreis gesteuert werden, wie in der veröffentlichten Patentanmeldung US 2011/0068833 A1 beschrieben, um den Verzerrungsbeitrag aufgrund der Modulation des Einschaltwiderstands der Schalter zu minimieren, wobei die referenzierte Anwendung hierin enthalten und hierzu beigefügt ist.
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Schalter S1 bis S3 in 4 dienen dazu, den Nettowiderstand zwischen den invertierenden Eingangsanschlüssen der Operationsverstärker OA1 und OA2 zu variieren. (Dieser Widerstand wird als R3 in den 1 bis 3 und Tabelle 1 bezeichnet). Diese drei Schalter sind jeweils zwischen einem Paar von Gleichwertwiderständen angeschlossen, die mit dem Ziel ausgewählt werden, die gewünschte Verstärkungseinstellung der ersten Stufe zu implementieren, wenn die Schalter nacheinander geschlossen werden. Wenn die Schalter an der Verbindungsstelle dieser Paare von Gleichwertwiderständen R31–R32, R33–R34 und R34–R35 beibehalten werden, führt dies zur Minimierung der Spannungsschwankungen an den Schalteranschlüssen als Ergebnis der Differenzial-Eingangsspannungen. Des Weiteren minimiert dies die Verzerrung, die durch Variation des Einschaltwiderstands mit den Signalspannungsänderungen verursacht wird.
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Die in der Tabelle 1 angeführten Widerstandswerte für R3 könnten unter Verwendung der Anordnung in
4 wie folgt implementiert werden: Um die Verstärkung der ersten Stufe auf Einsverstärkung (0 dB) einzustellen, sind alle drei Schalter SI bis S3 ausgeschaltet oder im Leerlauf. Dies entspricht den Gesamtverstärkungseinstellungen von –20 dB, –17 dB, –14 dB und –11 dB in der Tabelle 1. Um die Verstärkung der ersten Stufe auf +12 dB einzustellen, wird der Schalter S1 in einen Niedrigwiderstandsstatus geschaltet, während die Schalter S2 und S3 ausgeschaltet sind. Dies entspricht den Gesamtverstärkungseinstellungen von –8 dB, –5 dB, –2 dB und +1 dB in Tabelle L. Angenommen, die Widerstände R1 und R2 haben jeweils einen Wert von 4 kOhm, wie in der Tabelle 1 angeführt, haben die Widerstände R31 und R32 jeweils den Wert von:
wobei R
S1 der Nenneinschaltwiderstand des elektronischen Schalters S1 ist.
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Um die Verstärkung der ersten Stufe auf +24 dB einzustellen, werden Schalter S1 und S2 beide eingeschaltet, während der Schalter S3 ausgeschaltet ist. Dies entspricht den Gesamtverstärkungseinstellungen von +4 dB, +7 dB, +10 dB, und +13 dB in Tabelle 1. Wieder unter der Annahme, dass R1 und R2 jeweils einen Wert von 4 kOhm haben, haben R33 und R34 den Wert von:
wobei R
S2 der Nenneinschaltwiderstand des elektronischen Schalters S2 ist.
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Um die Verstärkung der ersten Stufe auf +36 dB einzustellen, sind die Schalter Si, S2 und S3 alle eingeschaltet. Dies entspricht den Gesamtverstärkungseinstellungen von +16 dB bis +49 dB in Tabelle 1. Wieder unter der Annahme, dass RI und R2 jeweils einen Wert von 4 kOhm haben, haben R35 und R36 den Wert von:
wobei R
S3 der nominale Einschaltwiderstand des elektronischen Schalters S3 ist.
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Die sukzessive Zugabe der Widerstand-Schalter-Kombinationen parallel zur Steigerung der Verstärkung der ersten Stufe (und bei Verringerung des Nettowerts von R3) dient dazu, den Einfluss des Einschaltwiderstands auf die Verstärkungsgenauigkeit zu minimieren. Vorzugsweise würde der Einschaltwiderstand der Schalter S1 bis S3 proportional zur Summe der Widerstände in Reihe mit jedem Schalter gemacht werden, sodass:
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Der Einfluss des Einschaltwiderstands auf die Verstärkungsgenauigkeit kann durch Anordnen eines zusätzlichen Schalters in Reihe mit jedem der Widerstände RI und R2 reduziert werden. Diese Schalter würden im Normalbetrieb immer an sein und dazu dienen, den Einfluss des Einschaltwiderstands auf die Verstärkungsgenauigkeit im Wesentlichen aufzuheben. Der Einschaltwiderstand dieser Schalter würde vorzugsweise wie folgt gewählt werden:
wo RS
R1 und RS
R2 die nominellen Einschaltwiderstände der permanent eingeschalteten elektronischen Schalter in Reihe mit den Widerständen R1 beziehungsweise R2 sind.
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Schalter S4 und S5 in 4 dienen dazu, den Nettowiderstand zwischen dem LVINN und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA5 beziehungsweise zwischen dem Anschluss LVINP und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OA6 zu variieren. (Diese Widerstände werden als R4 beziehungsweise R5 in 3 und Tabelle 1 bezeichnet.) Diese Schalter verbinden die Widerstände R42 und R52 parallel zu den Widerständen R41 und R51 jeweils, maßstabsgetreu der Verstärkung der zweiten Stufe, wie für die höchsten Gesamtverstärkungseinstellungen benötigt. Ein Anschluss der Schalter S4 und S5 ist bevorzugt mit ihrem jeweiligen Reihenwiderstand, das andere Ende mit dem invertierenden Eingang des jeweiligen Operationsverstärkers verbunden. Dies minimiert Spannungsänderungen an den Schalteranschlüssen aufgrund von Signalspannungen, da die invertierenden Eingänge des Operationsverstärkers virtuelle Massen sind, wodurch der Verzerrungsbeitrag aufgrund der Modulation des Einschaltwiderstands durch die Signalspannung minimiert wird.
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Die Widerstandswerte für die Widerstände R4 und R5, die in Tabelle 1 angeführt sind, könnten unter Verwendung der Anordnung in 4 wie folgt implementiert werden: Für die Widerstände R41 und R51 wird jeweils 18 kohm gewählt. Für die Widerstände R42 und R52 wird jeweils 6,04 kOhm gewählt, abzüglich des nominalen Einschaltwiderstands des Schalters S4 oder S5. Die Schalter S4 und S5 werden für die Gesamtverstärkungseinstellungen in der Tabelle 1 zwischen –20 dB und +37 dB ausgeschaltet. Die Schalter S4 und S5 werden für die Gesamtverstärkungseinstellungen in der Tabelle 1 zwischen +40 dB und +49 dB eingeschaltet.
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Die Schalter S6 bis S12 in 4 dienen dazu, den Netto-Rückkoppelwiderstand vom Ausgangsanschluss zum invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OA5 zu variieren. Ebenso dienen die Schalter S13 bis S19 dazu, den Netto-Rückkoppelwiderstand vom Ausganganschluss zum invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OA6 zu variieren. (Diese Widerstände werden als R6 und R7 in 3 und als R6 und R7 in der Tabelle 1 angegeben.) Die Schalter S6 bis S12 verbinden die Widerstände R62 bis R68, jeweils parallel zu dem Widerstand R61. Die Schalter S13 bis S19 verbinden im geschlossenen Zustand jeweils die Widerstände R72 bis R78 parallel zum Widerstand R71. Alle diese Schalter S6 bis SI9 haben einen Anschluss an einen invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers angeschlossen und der andere ist über einen Reihenwiderstand mit einem Ausgangsanschluss eines Operationsverstärkers verbunden, um die Spannungsänderungen an den Schalteranschlüssen aufgrund von Änderungen der Signalspannungen zu minimieren.
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Beispielsweise könnten die Widerstandswerte für die Widerstände R6 und R7, die in Tabelle 1 angeführt sind, unter Verwendung der Anordnung in
4 durch die Wahl der Widerstandswerte als Erstes gemäß Tabelle 2 unten implementiert werden: Tabelle 2
| Widerstand (und zugehöriger Einschaltwiderstand) | Wert (Ohm) |
| R61, R71 | 20,2 Tsd. |
| R62 + Rs6, R72 + RS13 | 49 Tsd. |
| R63 + Rs7, R73 + RS14 | 34,4 Tsd. |
| R64 + RS3, R74 + RS15 | 24,7 Tsd. |
| R65 + RS9, R75 + RS16 | 17.3 Tsd. |
| R66 + RS1, R76 + RS17 | 12,3 Tsd. |
| R67 + RS11, R77 + RS18 | 8,7 Tsd. |
| R68 + RS12, R78 + RS19 | 6,2 Tsd. |
wobei Rsk der Einschaltwiderstand des Schalters Sk ist.
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Beispiel für einen Satz von Schaltereinstellungen zur Umsetzung der Werte für die Widerstände R6 und
R7 laut Tabelle 1 unter Verwendung der Widerstandswerte von Tabelle 2, die in Tabelle 3 unten zusammengefasst sind: Tabelle 3
| Stufe 2 Verstärkung (dB) | S4, S5 | S6, S13 | S7, S14 | S8, S15 | S9, 516 | S10, 517 | S11, S18 | 512, S19 |
| –20 | AUS | EIN | EIN | EIN | EIN | EIN | EIN | EIN |
| –17 | AUS | EIN | EIN | EIN | EIN | EIN | EIN | AUS |
| –14 | AUS | EIN | EIN | EIN | EIN | EIN | AUS | AUS |
| –11 | AUS | EIN | EIN | EIN | EIN | AUS | AUS | AUS |
| –8 | AUS | EIN | EIN | EIN | AUS | AUS | AUS | AUS |
| –5 | AUS | EIN | EIN | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS |
| –2 | AUS | EIN | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS |
| +1 | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS |
| +4 | EIN | EIN | EIN | EIN | AUS | AUS | AUS | AUS |
| +7 | EIN | EIN | EIN | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS |
| +10 | EIN | EIN | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS |
| +13 | EIN | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS | AUS |
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Die Einschaltwiderstände der Schalter S4 bis S19 in 4 sind vorzugsweise proportional zu dem Wert des zugeordneten Vorwiderstands. Beispielsweise:
wobei Rsk der Einschaltwiderstand des Schalters Sk ist. RS4 = RS5 = RS6· R42 / R62 = RS13· R52 / R72 = RS7· R42 / R63 = RS14· R52 / R73 = RS8· R42 / R64 = RS15· R52 / R74...etc.,
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Die Verstärkungsgenauigkeit des in 4 dargestellten Schaltkreises der zweiten Stufe kann durch den Einbau von elektronischen Schaltern in Reihe mit den Widerständen R41, R51, R61 und R71, die im Normalbetrieb immer ein sind, verbessert werden.
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Der Einschaltwiderstand dieser Schalter würde vorzugsweise proportional zu dem Wert des Widerstands jeweils in Reihe mit ihnen sein, und zwar wie folgt: RSR41 = RSR51 = RSR61· R41 / R61 = RSR71· R51 / R71 = RS4· R41 / R42 = RS5· R51 / R52 = RS6· R41 / R62
= RS13· R51 / R72...etc. wobei Rsk der Einschaltwiderstand des Schalters Sk und RsRn der Einschaltwiderstand des immer eingeschalteten Schalters in Reihe mit dem Widerstand Rn ist.
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Die Operationsverstärker OA1 und OA2 in 1 werden fast immer finite Eingangsoffsetspannungen aufweisen, die nicht aufeinander abgestimmt werden. Die Differenz zwischen den Eingangsoffsetspannungen der Operationsverstärker OA1 und OA2 bilden eine Netto-Differenzial-Eingangsoffsetspannung des Verstärkers der ersten Stufe von 1. Änderungen der Gleichstromverstärkung als Ergebnis der Veränderung des Rückkopplungsnetzwerks, das die Widerstände RI, R2 und R3 enthält, werden zu Änderungen der Differenzgleichspannung an den Ausgangsklemmen HVOUTP und HVOUTN führen. Solche Änderungen in der Gleichstrom-Ausgangsspannung ergeben hörbares Klopfen, wenn Verstärkungsänderungen in Audioanwendungen auftreten. Es wird daher bevorzugt, in Audioanwendungen die Gleichstromverstärkung konstant zu halten, während die Wechselverstärkung variiert wird. Eine Lösung ist es, einen Kondensator in Reihe mit dem Widerstand R3 in 1 hinzuzufügen. Die Zugabe eines solchen Kondensators zwingt, dass die DC Differenzialverstärkung des Verstärkers der ersten Stufen zur Einsverstärkung für alle Kombinationen der Widerstände R1, R2 und R3 ist. Es wird bevorzugt, den AC-Kopplungs-Kondensator in Reihe mit dem Widerstand R3 zu wählen, sodass seine Wirkung auf die Wechselspannungsverstärkung weit unter den Frequenzen von Interesse in der Anwendung ist. Für Audioanwendungen bedeutet dies, dass der Hochpassfilterpol, gebildet durch den Widerstand R3 (bei seinem niedrigsten Wert) und den Kondensator C3 weit unter 20 Hertz liegt. Da Geräuscharmut ein Ziel der vorliegenden Technik ist, im Beispiel wird der Widerstand R3 in der Regel bei weniger als einige Hundert Ohm auf dem niedrigsten Wert liegen, der einen Wert für den Kopplungskondensator ergibt, der in einer integrierten Schaltung nicht praktikabel ist. Somit kann ein Paar von Stiften dem integrierten Schaltkreis hinzugefügt werden, um die Verbindung eines externen AC-Kopplungskondensator in Reihe mit R3 (bzw. dessen Ersatznetzwerk wie in 2 bis 4) zu ermöglichen. Andere Ansätze zur Aufrechterhaltung einer konstanten Gleichstromverstärkung im ersten Stufenverstärker sind ebenfalls im Umfang der vorliegenden Technik möglich. Diese umfassen die Verwendung eines zusätzlichen Servoverstärkers mit niedriger Eingangsoffsetspannung zur Überwachung des Differenzausgangs des ersten Stufenverstärkers und um eine Korrekturspannung über eine negative Rückkopplungsschleife zum Eingang des ersten Stufenverstärkers hinzuzufügen.
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Der Pegel der verwendeten hohen Versorgungsspannung(en) mit dem ersten Stufenverstärker und dem Bereich von Eingangssignalen, die den großen Bereich von Eingangssignalen bilden, sind eine Funktion der Anwendung des integrierten Schaltkreises.
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Weiterhin ist die Verstärkungseinstellung des ersten Stufenverstärkers einstellbar von einer Einstellung aus einem Satz von vorbestimmten Verstärkungseinstellungen, die in relativ groben Schritten abgetrennt sind, um so die Anzahl von Analogschaltern, die mit Hochspannungs-Aktivvorrichtungen eingestellt werden müssen, zu minimieren.
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Es sollte offensichtlich sein, dass es in diesem Beispiel mehrere verfügbare Einstellungen der Verstärkung des Zweitstufenverstärkers gibt, als es zur Lieferung der gewünschten Verstärkungsauflösung (3 dB in diesem Fall), die zwischen den groben 12 dB Verstärkungsschritten des ersten Stufenverstärkers zu liefern, notwendig ist. Mit einem Verstärkungsbereich von 33 dB in der zweiten Stufe (–20 dB bis +13 dB) konnten die Verstärkungsschritte der ersten Stufe nur auf 0 dB und +36 dB gesenkt werden, und der –20 dB bis +49 dB Gesamtverstärkungsbereich in 3-dB-Schritten konnte immer noch erreicht werden. Aber in der Praxis führt das Halten der Erststufenverstärkung über die ersten 36 dB der Verstärkungseinstellungen zu Störungen, was erheblich zur Gesamteingangsstörung am oberen Ende dieses Verstärkungsbereichs beiträgt, und dadurch den Dynamikbereich beeinträchtigt. Da der zweite Stufenverstärker im Umkehrmodus konfiguriert ist, der dazu benötigt wird, die auf Verstärkungen unter der Einsverstärkung einzustellen, wird seine Störung beeinträchtigt, außer wenn seine Eingangsimpedanz sehr niedrig gemacht wird. Herunterskalieren der Werte der Rückkoppelwiderstände um OA5 und OA6 würde erhöhten Ausgangsstrom aus der ersten Stufe und höhere Werte für die externe Koppelkondensatoren C1 und C2 erfordern. Dies sind einige der möglichen Kompromisse, die im Umfang der vorliegenden Technologie zur Erfüllung der Bedürfnisse der spezifischen Anwendungen möglich sind.
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Es sollte auch klar sein, dass es möglich ist, für eine höhere Auflösung (z. B. 1 dB oder 2 dB) oder eine niedrigere Auflösung (z. B. 4 dB oder 6 dB) zu sorgen, bei Einhaltung der Lehren der vorliegenden Technologie. Somit kann die Auflösung der zweiten Stufe mit den relativ kleinen Schritten im Bereich eingestellt werden, beispielsweise von 1 dB bis 6 dB. Darüber hinaus kann die Auflösung der ersten Stufe mit den relativ groben Schritten, die das Mehrfache der Einstellung der kleinen Schritte darstellen, eingestellt werden. Somit, basierend auf dem Beispiel aus dem vorangehenden Beispiel, kann ein Beispiel für die relativ groben Schritte der Verstärkung der ersten Stufe im Bereich von 2 dB bis 12 dB liegen. Ebenso können alternative Verteilungen von Schaltern und Widerständen hergestellt werden, wie beispielsweise durch die Bereitstellung von mehr Variation in den Werten von R4 und R5 laut Tabelle 1 und weniger Abweichungen der Werte von R6 und R7, oder mehr Variationen in den Werten von R3 in Tabelle 1 oder durch die Bereitstellung einiger Variationen in den Werten von R1 und R2. Diese und andere Variationen der vorliegenden Technik können eine Adaptierung an unterschiedliche Anforderungen für Störungen und Leistung des Dynamikbereichs sowie verschiedene Bereiche und Schrittweiten ermöglichen, die alle die gegenständliche Technik an unterschiedliche Anwendungsanforderungen anpassen können.
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Obwohl das Vorstehende ein oder mehrere Beispiele von Ausführungsformen des festgelegten Gegenstandes beschrieben hat, versteht es sich, dass verschiedene Änderungen daran vorgenommen werden können und dass der hierin offenbarte Gegenstand in verschiedenen Formen und Beispielen implementiert werden kann und dass die Lehren in zahlreichen Anwendungen eingesetzt werden können, von denen nur einige hier beschrieben worden sind. Es wird durch die folgenden Ansprüche beabsichtigt, sämtliche Anwendungen, Modifikationen und Variationen, die in den wahren Umfang der vorliegenden Lehren fallen, zu erzielen.
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Soweit nicht anders angegeben, sind alle Messungen, Werte, Bewertungen, Positionen, Größen, Farben und andere technischen Daten, die in dieser Spezifikation festgelegt sind, unter anderem in den folgenden Ansprüchen, beispielhaft und ungefähr, nicht genau. Sie sollen einen angemessenen Bereich haben, der konsistent mit den Funktionen ist, auf die sie sich beziehen, und was in diesem Fachgebiet üblich.
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Der Schutzumfang ist ausschließlich durch die folgenden Ansprüche beschränkt. Der Umfang ist beabsichtigt und sollte so breit, wie es mit der gewöhnlichen Bedeutung der Sprache möglich ist, interpretiert werden, die in den Ansprüchen verwendet wird, wenn im Hinblick auf die nachfolgende Spezifikation und alle strukturellen und funktionellen Äquivalente interpretiert werden. Ungeachtet dessen, keiner der Ansprüche sollte einen Gegenstand haben, der die Anforderungen der Abschnitte 101, 102 oder 103 des Patentgesetzes nicht erfüllt, noch sollten sie in einer solchen Weise interpretiert werden. Eine unbeabsichtigte Einbeziehung eines solchen Gegenstands wird hiermit ausgeschlossen.
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Mit Ausnahme des unmittelbar oben Gesagten sollte nichts, was bestätigt oder dargestellt wurde, so beabsichtigt oder interpretiert werden, dass es eine Veröffentlichung einer beliebigen Komponente, eines Schrittes, einer Funktion, eines Ziels, eines Nutzens, eines Vorteils oder Ähnliches darstellt, unabhängig davon, ob es in den Ansprüchen angeführt ist oder nicht.
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Es versteht sich, dass die hierin verwendeten Begriffe und Ausdrücke die gewöhnliche Bedeutung haben, wie es mit solchen Begriffen und Ausdrücken in Bezug auf ihre entsprechenden jeweiligen Untersuchungsbereiche und Studien verbunden wird, sofern keine anderweitigen spezifischen Bedeutungen hierin festgelegt wurden. Relationale Begriffe wie Erste und Zweite und dergleichen dürfen nur zu dem Zweck verwendet werden, eine Einheit oder eine Aktion von einer anderen zu unterscheiden, ohne eine tatsächliche derartige Beziehung oder Reihenfolge zwischen diesen Einheiten oder Aktionen notwendigerweise zu erfordern oder zu suggerieren. Die Begriffe ”umfasst”, ”umfassend” oder jegliche weiteren Varianten davon sind dazu gedacht, eine nicht ausschließliche Einbeziehung abzudecken, sodass ein Prozess, Verfahren, Artikel oder Vorrichtung, die eine Liste von Elementen umfasst, nicht nur diese Elemente umfasst, sondern andere Elemente enthalten kann, die nicht ausdrücklich angeführt sind oder zu einem solchen Prozess, Verfahren, Artikel oder Vorrichtung gehören. Ein Element, dem ”ein” oder ”eine” vorsteht, schließt nicht ohne weitere Einschränkungen die Existenz zusätzlicher identischer Elemente im Prozess, Verfahren, Artikel oder eine Vorrichtung, die das Element enthält, aus.
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Das Wort ”grob” bezieht sich auf die ”kleinen” Schritte des zweiten Stufenverstärkers. Die Anzahl vorbestimmter Verstärkungseinstellungen im Satz und die ”minimale Anzahl von Analogschaltern” hängt von der Anwendung ab, für die der integrierte Schaltkreis verwendet wird.
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Die Zusammenfassung der Veröffentlichung dient dazu, dem Leser zu ermöglichen, die Art der technischen Veröffentlichung schnell zu erfassen. Sie wird mit der Auffassung eingereicht, dass sie nicht verwendet wird, um den Umfang oder die Bedeutung der Ansprüche zu interpretieren oder begrenzen. Zusätzlich ist aus der vorstehenden detaillierten Beschreibung ersichtlich, dass verschiedene Merkmale in verschiedenen Ausführungsformen zum Zweck der Rationalisierung der Veröffentlichung gruppiert sind. Dieses Verfahren der Veröffentlichung hat nicht die Absicht, dass die beanspruchten Ausführungsformen mehr Merkmale erfordern als ausdrücklich in jedem Anspruch genannt. Vielmehr kann, wie die folgenden Ansprüche wiedergeben, die Erfindung in weniger als allen Merkmalen eines einzelnen offenbarten Ausführungsbeispiels liegen. Daher werden die folgenden Ansprüche hiermit in die detaillierte Beschreibung mit einbezogen, wobei jeder Anspruch selbst als einzelne beanspruchte Ausgestaltung steht.
