DE112018002307T5 - Verfahren zum korrigieren eines verstärkungsfehlers in instrumentenverstärkern - Google Patents

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Abstract

Ein Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker (CFIA) umfasst ein Differentialpaar (M, M) mit Degeneration zum Verstärken kleiner Differentialspannungen bei Vorhandensein großer Gleichtaktspannungen. Der CFIA schließt Eingangs- und Rückkopplungs-Transkonduktoren und eine Abgleichschaltung (R, R) ein, die die Rückwärtsvorspannungsspannungen der Transistoren in jedem Transkonduktor abgleichen. Die Abgleichschaltung (R, R) weist eine Vielzahl von auswählbaren Widerständen auf, die in dem Signalweg des Schweifstroms jedes Transkonduktors angeordnet sind. Mit jedem der Vielzahl von auswählbaren Widerstände ist ein Schalter verbunden. Wenn ein Schalter geschlossen ist, befinden sich nur die Widerstände bis zum jeweiligen Schalter im Signalpfad der Bulk-Source-Spannung des Differentialtransistorpaars. Die Widerstandsabgleichschaltung (R, R) verringert die Fehlanpassung zwischen den Transkonduktanzen der jeweiligen Differentialtransistorpaaren und verringert dadurch den Verstärkungsfehler des CFIA.

Description

  • VERWANDTE PATENTANMELDUNG
  • Diese Anmeldung beansprucht die Priorität gegenüber der gemeinsamen vorläufigen US-Patentanmeldung Nr. 62 / 500,448 ; eingereicht am 2. Mai 2017; auf die hiermit ausdrücklich Bezug genommen wird.
  • TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
  • In Übereinstimmung mit einigen Ausführungsformen des offenbarten Gegenstands werden Systeme und Verfahren zum dynamischen Korrigieren des Verstärkungsfehlers eines Instrumentenverstärkers bereitgestellt, der eine Stromrückkopplungsschaltungsarchitektur verwendet.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Der Verstärkungsfehler, z. B. der Unterschied zwischen der tatsächlichen Übertragungsfunktion und einer idealen Übertragungsfunktion eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers (CFIA), hängt von der Genauigkeit der Abstimmung zwischen dem Eingangs-Transkonduktor und dem Rückkopplungs-Transkonduktor des CFIA ab. Einige bestehende CFIAs versuchen, den Verstärkungsfehler mit einer Architektur zu beheben, bei der jeder Transkonduktor Vorverstärker enthält, um eine Übertragungsfunktion zu erzeugen, die proportional zum Verhältnis zwischen den Degenerationswiderständen der Eingangs- und Rückkopplungstranskonduktoren ist (siehe ). Der Vorteil dieser Schaltungsarchitektur ist, dass sie einen Verstärkungsfehler liefert, der fast ausschließlich von der Abstimmung der Widerstände abhängt, was der Abstimmung der Transistoren überlegen ist. Während die Vorverstärker einen insgesamt niedrigen Verstärkungsfehler liefern, trägt ihr Rauschen zum Gesamtrauschen des Instrumentenverstärkers bei, wodurch diese Architektur für Designs mit geringem Rauschen weniger geeignet ist. Ein weiterer Nachteil ist das Vorhandensein von Rückkopplungsschleifen um jeden Vorverstärker, was die Frequenzkompensation ziemlich komplex und schwierig macht.
  • In einem anderen Ansatz basieren die Transkonduktoren des CFIA jeweils auf einem differentiellen Transistorpaar mit Degeneration. Das Rauschen ist deutlich geringer als bei der Lösung mit Vorverstärkern, und es entstehen keine zusätzlichen Rückkopplungsschleifen. Der Verstärkungsfehler ändert sich jedoch ebenfalls: er wird nun nicht nur durch die Nichtübereinstimmung zwischen den Eingangs- und Rückkopplungs-Degenerationswiderständen, sondern auch durch eine Nichtübereinstimmung zwischen den degenerierten differentiellen gepaarten Transistoren jedes Transkonduktors und durch eine Nichtübereinstimmung zwischen den jeweiligen Schweifströmen beeinflusst, die in jeden Transkonduktor eingespeist werden. Wie oben erwähnt, stimmen Widerstände viel besser überein als Transistoren, so dass andere Fehlanpassungen als die Fehlanpassung zwischen den Degenerationswiderständen den Verstärkungsfehler dominieren.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es wird daher ein CFIA mit einer Architektur benötigt, die die Fehlanpassung zwischen anderen Elementen des Eingangs- und des Rückkopplungs-Transkonduktoren, wie den Transistoren oder den Schweifströmen, minimiert.
  • Gemäß einer Ausführungsform kann ein Verfahren zur Verstärkungsfehlerkorrektur in einem Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker die folgenden Schritte aufweisen: Bereitstellen eines Eingangs-Transkonduktors, der ein erstes Differentialtransistorpaar, eine erste Schweifstromquelle, und eine erste Abgleichschaltung aufweist, die zwischen die erste Schweifstromquelle und das erste Differentialtransistorpaar gekoppelt ist und mit einem Bulk des ersten Differentialtransistorpaars, wobei die erste Abgleichschaltung eine erste Rückwärtsvorspannungsspannung an dem Bulk des ersten Differentialtransistorpaars variieren kann; Bereitstellen eines Rückkopplungs-Transkonduktors, der ein zweites Differentialtransistorpaar, eine zweite Schweifstromquelle, und eine zweite Abgleichschaltung aufweist, die zwischen die zweite Schweifstromquelle und das zweite Differentialtransistorpaar gekoppelt ist und mit einem Bulk des zweiten Differentialtransistorpaars; wobei die zweite Abgleichschaltung eine zweite Rückwärtsvorspannungsspannung an dem Bulk des zweiten Differentialtransistorpaars variieren kann; und Einstellen der ersten oder zweiten Abgleichschaltung, um den Verstärkungsfehler zwischen dem Eingangs-Transkonduktor und dem Rückkopplungs-Transkonduktor zu verringern.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform des Verfahrens kann dieses die folgenden Schritte aufweisen: Bereitstellen von ersten Degenerationswiderständen, die zwischen das erste Differentialtransistorpaar und die erste Abgleichschaltung gekoppelt sind; und Bereitstellen von zweiten Degenerationswiderständen, die zwischen das zweite Differentialtransistorpaar und die zweite Abgleichschaltung gekoppelt sind. Gemäß einer weiteren Ausführungsform des Verfahrens können die erste und die zweite Abgleichschaltung eine Vielzahl von in Reihe geschaltete Widerstände und eine Vielzahl von mit der Vielzahl von in Reihe geschalteten Widerständen gekoppelte Schalter aufweisen, wodurch die erste und die zweite Vorspannung variiert werden können. Gemäß einer weiteren Ausführungsform des Verfahrens kann der Schritt das Speichern von offenen und geschlossenen Zuständen der Vielzahl von Schaltern in einem nichtflüchtigen Speicher aufweisen. Gemäß einer weiteren Ausführungsform des Verfahrens kann dieses den Schritt des Koppelns der Eingangs- und Rückkopplungs-Transkonduktoren mit einem Verstärker aufweisen.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform des Verfahrens kann dieses die folgenden Schritte aufweisen: Koppeln eines Rückkopplungsnetzwerks zwischen einem Ausgang des Verstärkers und Eingängen des Rückkopplungstranskonduktors; und Bestimmen der Verstärkung des Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers mit dem Rückkopplungsnetzwerk. Gemäß einer weiteren Ausführungsform des Verfahrens kann dieses die folgenden Schritte aufweisen: Bereitstellen einer Modulatorschaltung zwischen der ersten und der zweiten Schweifstromquelle und der ersten und der zweiten Abgleichschaltung; Steuern der Modulatorschaltung durch Wechseln des ersten und des zweiten Phasenzustands; wobei während des ersten Phasenzustands die Modulatorschaltung die erste Schweifstromquelle mit der ersten Abgleichschaltung und die zweite Schweifstromquelle mit der zweiten Abgleichschaltung koppelt und während des zweiten Phasenzustands die Modulatorschaltung die erste Schweifstromquelle mit der zweiten Abgleichschaltung und die zweite Schweifstromquelle mit der ersten Abgleichschaltung koppelt.
  • Gemäß einer anderen Ausführungsform kann ein Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker mit Verstärkungsfehlerkorrektur aufweisen: einen Eingangstranskonduktor, der ein erstes Differentialtransistorpaar, eine erste Schweifstromquelle und eine erste Abgleichschaltung aufweisen kann, die zwischen der ersten Schweifstromquelle und dem ersten Differentialtransistorpaar und mit einem Bulk des ersten Differentialtransistorpaars gekoppelt sein kann; wobei die erste Abgleichschaltung konfiguriert sein kann, um eine erste Rückwärtsvorspannungsspannung an dem Bulk des ersten Differentialtransistorpaars zu variieren; einen Rückkopplungs-Transkonduktor, der ein zweites Differentialtransistorpaar, eine zweite Schweifstromquelle und eine zweite Abgleichschaltung aufweisen kann, die zwischen die zweite Schweifstromquelle und das zweite Differentialtransistorpaar und mit einem Bulk des zweiten Differentialtransistorpaars gekoppelt sein kann; wobei die zweite Abgleichschaltung konfiguriert sein kann, um eine zweite Rückwärtsvorspannungsspannung an dem Bulk des zweiten Differentialtransistorpaars zu variieren; und die erste oder die zweite Abgleichschaltung können angepasst werden, um den Verstärkungsfehler zwischen dem Eingangs-Transkonduktor und dem Rückkopplungs-Transkonduktor zu reduzieren.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform können die ersten Degenerationswiderstände zwischen das erste Differentialtransistorpaar und die erste Abgleichschaltung gekoppelt sein; und zweite Degenerationswiderstände können zwischen das zweite Differentialtransistorpaar und die zweite Abgleichschaltung gekoppelt sein. Gemäß einer weiteren Ausführungsform können die erste und die zweite Abgleichschaltung eine Vielzahl von in Reihe geschaltete Widerstände und eine Vielzahl von mit der Vielzahl von in Reihe geschalteten Widerständen gekoppelte Schalter aufweisen, wobei die Vielzahl von Widerständen und Schalter angepasst sein können, um die ersten und zweiten Rückwärtsvorspannungsspannungen zu variieren. Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann ein nichtflüchtiger Speicher zum Speichern von offenen und geschlossenen Zuständen der Vielzahl von Schaltern ausgelegt sein. Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann ein Verstärker Eingänge aufweisen, die mit Ausgängen der Eingangs- und Rückkopplungs-Transkonduktoren gekoppelt sind. Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann ein Rückkopplungsnetzwerk zwischen einem Ausgang des Verstärkers und Eingängen des Rückkopplungstranskonduktors gekoppelt sein.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann das Rückkopplungsnetz Folgendes aufweisen: einen ersten Rückkopplungswiderstand; einen zweiten Rückkopplungswiderstand; und eine Spannungsreferenz; wobei der erste und der zweite Rückkopplungswiderstand und die Spannungsreferenz in Reihe geschaltet sein können, ein erster Eingang des Rückkopplungs-Transkonduktors mit einem Knoten zwischen dem zweiten Rückkopplungswiderstand und der Spannungsreferenz gekoppelt sein kann, ein zweiter Eingang des Rückkopplungs-Transkonduktors an einen Knoten zwischen dem ersten Rückkopplungswiderstand und dem zweiten Rückkopplungswiderstand gekoppelt sein kann und der Ausgang des Verstärkers mit dem ersten Rückkopplungswiderstand gekoppelt sein kann; wobei die Verstärkung durch ein Verhältnis der Widerstandswerte des ersten und des zweiten Rückkopplungswiderstands bestimmt werden kann.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann eine Modulatorschaltung zwischen der ersten und der zweiten Schweifstromquelle und der ersten und der zweiten Abgleichschaltung gekoppelt sein, wobei die Modulatorschaltung angepasst sein kann, um zwischen dem ersten und dem zweiten Phasenzustand zu wechseln; wobei während des ersten Phasenzustands die Modulatorschaltung angepasst sein kann, um die erste Schweifstromquelle mit der ersten Abgleichschaltung und die zweite Schweifstromquelle mit der zweiten Abgleichschaltung zu koppeln; und wobei während des zweiten Phasenzustands die Modulatorschaltung angepasst sein kann, um die erste Schweifstromquelle mit der zweiten Abgleichschaltung und die zweite Schweifstromquelle mit der ersten Abgleichschaltung zu koppeln.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann die Modulatorschaltung aufweisen: einen ersten Schalter, der zwischen die erste Schweifstromquelle und die ersten Degenerationswiderstände gekoppelt ist; einen zweiten Schalter, der zwischen die erste Schweifstromquelle und die zweiten Degenerationswiderstände gekoppelt ist; einen dritten Schalter, der zwischen die zweite Schweifstromquelle und die ersten Degenerationswiderstände gekoppelt ist; und einen vierten Schalter, der zwischen die zweite Schweifstromquelle und die zweiten Degenerationswiderstände gekoppelt ist; wobei bei einem ersten Phasenzustandssteuersignal der erste und der vierte Schalter konfiguriert sein können, um zu schließen, und der zweite und der dritte Schalter konfiguriert sein können, um zu öffnen; und bei einem zweiten Phasenzustandssteuersignal der zweite und der dritte Schalter konfiguriert sein können, um zu schließen, und der erste und der vierte Schalter können konfiguriert sein, um zu öffnen.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform können das erste und das zweite Phasenzustandssteuersignal von einem Taktgenerator herrühren, wobei das erste Phasenzustandssteuersignal auf einem ersten Logikpegel liegen kann und das zweite Phasenzustandssteuersignal auf einem zweiten Logikpegel liegen kann. Gemäß einer weiteren Ausführungsform können der erste, zweite, dritte und vierte Schalter Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) sein. Gemäß einer weiteren Ausführungsform können die Eingangs- und Rückkopplungs-Transkonduktoren auf einem Chip einer integrierten Schaltung hergestellt werden.
  • Figurenliste
  • Ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Offenbarung kann unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen erlangt werden, in denen:
    • 1 ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers nach dem Stand der Technik veranschaulicht, der Vorverstärker verwendet;
    • 1A ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers nach dem Stand der Technik veranschaulicht;
    • 2 ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers mit einer Abgleichschaltung für die Rückwärtsvorspannungsspannung gemäß einer spezifischen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht;
    • 2A und 2B schematische Diagramme von Abgleichwiderständen und Schaltanordnungen für einen in 2 gezeigten Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker gemäß spezifischen beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung veranschaulichen;
    • 2C ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers ohne Degenerationswiderstände veranschaulicht, der eine Abgleichschaltung für die Rückwärtsvorspannungsspannung gemäß einer weiteren spezifischen beispielhaften Ausführungsform dieser Offenbarung aufweist;
    • 3 ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers gemäß der Schaltungsarchitektur von 2 veranschaulicht, der weiterhin eine Schweifstromquellen-Modulatorschaltung gemäß noch einer weiteren spezifischen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung aufweist;
    • 3A ein schematisches Diagramm des in 3 gezeigten Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers in einem ersten Phasenzustand veranschaulicht;
    • 3B ein schematisches Diagramm des in 3 gezeigten Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers in einem zweiten Phasenzustand veranschaulicht;
    • 4 ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers mit einer Abgleichschaltung für die Rückwärtsvorspannungsspannung gemäß noch einer weiteren spezifischen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht.
  • Während die vorliegende Offenbarung verschiedenen Modifikationen und alternativen Ausbildungen zugänglich ist, wurden spezifische beispielhafte Ausführungsformen davon in den Zeichnungen gezeigt und werden hier im Detail beschrieben. Es versteht sich jedoch, dass die Beschreibung spezifischer beispielhafter Ausführungsformen hierin die Offenbarung nicht auf die bestimmten hierin offenbarten Ausbildungen beschränken soll.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • Gemäß einigen Ausführungsformen des offenbarten Gegenstands stellt die vorliegende Offenbarung einen Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker (Current Feedback Instrumentation Amplifier, CFIA) bereit, der auf einem IC-Chip hergestellt ist und eine Schaltungsarchitektur aufweist, die auf einem Differentialpaar mit Degeneration basiert. Der vorliegende CFIA enthält eine Abgleichschaltung, die die Rückwärtsvorspannungsspannungen der Transistoren in jedem Transkonduktor abgleicht. Die Abgleichschaltung kann eine Vielzahl von auswählbaren Widerständen aufweisen, die in jedem Transkonduktor im Signalweg des Schweifstroms angeordnet sind. Mit jedem der Vielzahl von auswählbaren Widerständen ist ein Schalter gekoppelt. Die Schalter in jedem Transkonduktor werden so gesteuert, dass jeweils nur ein Schalter geschlossen ist und der Rest offen bleibt. Wenn ein Schalter geschlossen ist, befinden sich nur die Widerstände bis zum jeweiligen Schalter im Signalpfad der Bulk-Source-Spannung des Differentialtransistorpaars. Der geschlossene Widerstand des Schalters ist viel kleiner als der Eingangswiderstandswert in die Bulk-Anschlüsse des Differentialtransistorpaars und beeinflusst den Signalweg von den auswählbaren Widerständen zu den Bulkanschlüssen nicht.
  • Ein nichtflüchtiger Speicher (nicht gezeigt) kann verwendet werden, um sich an die Konfigurationen des offenen und des geschlossenen Schalters zu erinnern. Die Widerstandsabgleichschaltung verringert die Fehlanpassung zwischen den Transkonduktanzen der jeweiligen Differentialtransistorpaare, was wiederum die Fehlanpassung der Gesamttranskonduktanzen der Transkonduktoren verringert und dadurch den Verstärkungsfehler des CFIA verringert. Die Widerstandsabgleichschaltung kann auch in Verbindung mit einer Schweifstrommodulatorschaltungsarchitektur verwendet werden, um den Beitrag der Schweifstromfehlanpassung zum Gesamtverstärkungsfehler zu eliminieren und den Verstärkungsfehler weiter zu reduzieren.
  • Die vorliegende Offenbarung ist auf eine Architektur für einen CFIA gerichtet, die Differentialtransistorpaare mit Degeneration zum Verstärken kleiner Differentialspannungen in Gegenwart großer Gleichtaktspannungen aufweist. Die vorliegende CFIA-Schaltungsarchitektur verwendet das Abgleichen einer Zielspannung, insbesondere der Rückwärtsvorspannungsspannung VBS, die jedem Metalloxidhalbleitertransistor (MOS-Transistor) innewohnt, der in einem unterschwelligen Bereich arbeitet. Es wird in Betracht gezogen und liegt im Rahmen dieser Offenbarung, dass diese Erfindung nicht nur auf den unterschwelligen Bereich beschränkt ist, sondern z. B. gleichermaßen für Transistoren gilt, die im Sättigungsbereich arbeiten. Die Rückwärtsvorspannungsspannung trägt zu einem der Faktoren bei, die die Transkonduktanz gm eines bestimmten Transistors beeinflussen. Wie nachstehend gezeigt, verringert das Abgleichen der Rückwärtsvorspannungsspannung jedes MOS-Transistors, z. B. eines P-Kanal- oderN-Kanal-MOS-Feldeffekttransistors (MOSFET), in den jeweiligen Transkonduktoren die Fehlanpassung zwischen den Transkonduktanzen der jeweiligen MOS-Transistoren. In verschiedenen Ausführungsformen wird die Rückwärtsvorspannungsspannung unter Verwendung einer Signalspannung abgeglichen, die von einem variablen Widerstand gespeist wird, der eine auswählbare Vielzahl von Widerständen eines geschalteten Widerstandsnetzwerks aufweist und in dem Schweifstromsignalpfad jedes Transkonduktors angeordnet ist.
  • Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen sind die Details der beispielhaften Ausführungsformen schematisch dargestellt. Gleiche Elemente in den Zeichnungen werden durch gleiche Zahlen dargestellt, und ähnliche Elemente werden durch gleiche Zahlen mit einem anderen Kleinbuchstaben-Suffix dargestellt.
  • In 1A ist ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers nach dem Stand der Technik dargestellt. Ein beispielhafter Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker (CFIA), der im Allgemeinen durch die Ziffer 100A dargestellt ist, kann ein Differentialpaar mit einer Degenerationsarchitektur verwenden. Der CFIA 100 enthält einen Eingangs-Transkonduktor Gm, IN , der mit den Differential-Eingangsspannungen VINP und VINN arbeitet, und einen Rückkopplungs-Transkonduktor Gm, FB, der mit den Rückkopplungsspannungen VFBN und VFBP arbeitet. Jeder Transkonduktor (Gm, IN und Gm, FB ) weist eine entsprechende Schweifstromquelle ITAIL auf. Jeder Transkonduktor (Gm, IN und Gm, FB ) weist Degenerationswiderstände RD , ein erstes Transistorpaar M1a und M1b (für Gm, IN ) und ein zweites Transistorpaar Micund M1d (für Gm, FB ) auf. Beide Transkonduktoren (Gm, IN und Gm,FB ) sind miteinander gekoppelt und geben ein Signal an einen Verstärker AR aus, wie in 1A gezeigt.
  • Im Allgemeinen ist der Verstärkungsfehler durch das Verhältnis zwischen Gm, IN und Gm, FB gegeben. Verstärkungsfehler = Gm, IN / Gm, FB -1, wobei angenommen wird, dass die Übereinstimmung zwischen den externen Widerständen R1 und R2 viel besser ist als die Übereinstimmung zwischen Gm, IN und Gm, FB . Für den CFIA 200 ist Gm, IN = gm1ab / (2 + gm1abRD, IN) und Gm, FB = gm1cd / (2 + gm1cdRD, FB), wobei gm1ab die Transkonduktanz der Transistoren M1a und M1b und gm1cd ist die Transkonduktanz der Transistoren M1b und M1d ist, und RD, IN und RD, FB bereits weiter oben definiert wurden. Der Einfachheit halber wird angenommen, dass es keine Fehlanpassung zwischen M1a und M1b gibt und sie dieselbe Transkonduktanz gm1ab aufweisen. Ebenso wird angenommen, dass es keine Fehlanpassung zwischen M1c und M1d gibt und sie dieselbe Transkonduktanz gm1cd aufweisen. Der Einfachheit halber wählt man normalerweise gm1ab = gm1cd und RD, IN = RD, FB, so dass das Verhältnis Gm, IN / Gm, FB eins sein kann. Für Transistoren, die im unterschwelligen Bereich arbeiten, gilt gm1ab = ITAIL, IN / 2nabVT,ab und gm1ab = ITAIL,FB / 2ncdVT,cd, wobei ITAIL,IN und ITAIL, FB die Schweifströme von Gm, IN bzw. Gm, FB sind; nab und ncd sind die Unterschwellenwertkonstanten der Transistoren M1a und M1b bzw. M1c und M1d ; und VT, ab und VT, cd die Wärmespannungen von M1a und M1b bzw. M1c und M1d . Der Verstärkungsfehler hängt daher von der Übereinstimmung zwischen RD, IN und RD, FB , ITAIL, IN und ITAIL, FB , nab und ncd und VT, ab und VT, cd ab. Im Idealfall ist RD, IN = RD, FB, ITAIL, IN = ITAIL, FB, nab = ncd, VT, ab = VT,cd, und der Verstärkungsfehler ist Null. Diese Offenbarung befasst sich insbesondere mit dem Beitrag der Fehlanpassung zwischen nab und ncd zum Gesamtverstärkungsfehler.
  • Es kann gezeigt werden, dass der Unterschwellenwertfaktor n für einen MOS-Transistor von der Rückwärtsvorspannung (Bulk-Source-Spannung) des Transistors abhängt. Der Faktor n ist eine Funktion der Kapazitäten des Transistors: n = 1 + (Cbulk / Cox), wobei Cox die Gateoxidkapazität und Cbulk die Kapazität des Verarmungsbereichs um eine konstante Source-Diffusion herum ist. Cbulk ist umgekehrt proportional zur Breite des Verarmungsbereichs wd , wobei Cbulk = εSi / wd ist. Die Verarmungsbereichsbreite ist wiederum proportional zu der am hinteren Gate des Transistors anliegenden Rückwärtsvorspannungsspannung VBS (back-bias voltage, auch als „body-bias“ bezeichnet): w d = Verarmungsbereichsbreite = ( 2 ε Si ( 2 Ψ B + V BS ) / qNA )
    Figure DE112018002307T5_0001
  • Dabei ist εSi die Permittivität von Silizium, ΨB das Fermipotential und NA ist die Volumenkonzentration im Transistormaterial. Somit ist der Unterschwellenwertfaktor n umgekehrt proportional zur Rückwärtsvorspannungsspannung VBS , was bedeutet, dass gm1ab direkt proportional zu VBSab (der Transistoren M1a und M1b ) und gm1cd direkt proportional zu VBScd (der Transistoren M1c und M1d ) ist. Weiterhin kann angenommen werden, dass die anderen Parameter, die den Faktor n ausmachen, zwischen den Transistoren relativ konstant sind, so dass das Anpassen von VBS über die Transistoren dazu führt, dass die Transkonduktanzen der Transistoren, gm1ab und gm1cd , ebenfalls übereinstimmen.
  • Nunmehr Bezug nehmend auf 2 ist ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers mit einer Abgleichschaltung für die Rückwärtsvorspannungsspannung gemäß einer spezifischen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dargestellt. Ein CFIA, der im Allgemeinen durch die Ziffer 200 dargestellt ist, kann Abgleichschaltungen für die Rückwärtsvorspannungsspannung verwenden, um den Beitrag von nicht übereinstimmenden Transistor-Transkonduktanzen zum Verstärkungsfehler des CFIA 200 zu minimieren oder im Wesentlichen zu eliminieren. In einigen Ausführungsformen kann der CFIA 200 die in 1 gezeigte CFIA 100 Architektur aufweisen und eine Abgleichschaltung 202, 204 in jedem Transkonduktor Gm, IN , Gm, FB . Die Abgleichschaltungen 202, 204 verbinden die Bulks oder „Bodies“ der Transistoren (M1a , M1b ) und (M1c , M1d ) in jedem Differentialpaar (z. B. durch den Bulk- oder „Body“ -Anschluss des Transistors) mit variablen Widerständen RTAIL, IN bzw. RTAIL, FB , die in den Signalpfaden der Schweifströme ITAIL, IN bzw. ITAIL, FB angeordnet sind. Die variablen Widerstände RTAIL, IN und RTAIL, FB dienen dabei als Vorspannungsnetzwerke, mit denen die Transistorbodies M1a und M1b bzw. M1c und M1d verbunden sind, anstatt mit der Energieversorgung oder Masse verbunden zu sein. In einigen Ausführungsformen kann der variable Widerstand RTAIL aus einer Vielzahl von in Reihe geschalteten Widerständen RTRIM bestehen, die mit der Schweifstromquelle verbunden sind. Die Abgleichschaltungen 202, 204 sind somit eine Möglichkeit, eine variable Bulk-Source-Spannung zu erhalten: die Bulks der Transistoren M1a und M1b und M1c und M1d sind mit dem „Mittenabgriff“ (durch einen Pfeil dargestellt) der variablen Widerstände RTAIL, IN und RTAIL, FB verbunden, die mit den Schweifströmen der Eingangs- und Rückkopplungstranskonduktoren in Reihe geschaltet sind. In der in 2 gezeigten Architektur ist VBSab = ITAIL, IN * RTAIL, IN + (ITAIL, IN * RD, IN / 4) und VBScd = ITAIL, FB * RTAIL, FB + (ITAIL, FB * RD, FB / 4).
  • Unter Bezugnahme auf die 2A und 2B sind schematische Diagramme von Abgleichwiderständen und Schaltanordnungen für einen in 2 gezeigten Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker gemäß spezifischen beispielhaften Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dargestellt. Der variable Widerstand RTAIL kann eine Vielzahl von in Reihe geschaltete RTRIM-Widerstände und entsprechende Schalter aufweisen. Die RTRIM-Widerstände können zwischen die Schweifstromquelle und die Bulks der Transistoren in Reihe geschaltet sein. Ein entsprechender Schalter verbindet, wenn er geschlossen ist, den zugehörigen RTRIM-Widerstand mit den Bulks des Differentialtransistorpaars, wodurch sich deren Rückwärtsvorspannungsspannung ändert. Wenn der entsprechende Schalter geöffnet ist, wird der zugehörige RTRIM-Widerstand nicht mehr Teil des variablen Widerstands RTAIL. Die Schalter können MOS-Transistoren aufweisen, wie in 2B gezeigt.
  • Ein Öffnungs- und Schließmuster für die Schalter kann in einem Speichermodul (nicht gezeigt) gespeichert werden, wie beispielsweise einem 8-Bit-Speichermodul, aber nicht darauf beschränkt. Das Speichermodul kann einen nichtflüchtigen Speicher aufweisen. Somit kann die Position (der Widerstand) des Mittenabgriffs mittels der Schalter eingestellt werden, die durch einen digitalen Code gesteuert und in einem nichtflüchtigen Speicher gespeichert werden.
  • Wenn zum Beispiel aufgrund einer zufälligen Nichtübereinstimmung Gm, IN < Gm, FB der Verstärkungsfehler niedriger als 0 gemessen wird; wird das Erhöhen der VBS der Transistoren M1a und M1b zu einer Erhöhung ihres gm und folglich von Gm, IN führen. Dies wird erreicht, indem der Abgriff der Eingangs-Transkonduktoren RTAIL nach oben bewegt wird, das heißt ein Schalter mit einem höheren Code eingeschaltet wird. Wenn andererseits der Verstärkungsfehler größer als 0 gemessen wird (der Fall, in dem Gm, IN > Gm, FB), muss VBS von M1c und M1d erhöht werden, bis Gm, FB gleich Gm, IN (und der Verstärkungsfehler 0 ist).
  • Der mittlere Abgriff des RTAIL des Rückkopplungstransduktors muss sich nach oben bewegen. In dem hier gezeigten Beispiel hat der Abgleichcode 4 Bits und der Wert jedes Widerstands RTRIM kann nur nach oben eingestellt werden; wenn MSB = 0 ist, wird der Widerstand von Gm, IN erhöht, bis Gm, IN = Gm, FB ist; Wenn MSB = 1, wird der Widerstand von Gm, FB erhöht, bis Gm, FB = Gm, IN. Ein Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, dass die MOS-Schalter so angeordnet sind, dass bei eingeschaltetem Schalter der Kanalwiderstand (nicht linear und prozessvariabel) vernachlässigbar ist, da er mit einem hochohmigen Knoten, den Bulks der differentiell geschalteten Transistoren, in Reihe geschaltet ist.
  • In 2C ist ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers ohne Degenerationswiderstände gezeigt, der eine Abgleichschaltung für die Rückwärtsvorspannungsspannung gemäß noch einer weiteren spezifischen beispielhaften Ausführungsform dieser Offenbarung aufweist. Eine Abgleichschaltung für die Rückwärtsvorspannungsspannung kann effektiv verwendet werden, um den Beitrag von fehlangepassten Transistortranskonduktanzen zum Verstärkungsfehler des CFIA 200C zu minimieren oder im Wesentlichen zu eliminieren, selbst ohne die in den CFIAs 200, 300 und 400 verwendeten Degenerationswiderstände. Der in 2C gezeigte CIFA 200C arbeitet im Wesentlichen auf die gleiche Weise wie der oben beschriebene CFIA 200, ist jedoch ohne Degenerationswiderstände RD (2) konfiguriert.
  • Bezugnehmend nun auf 3 ist ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers gemäß der Schaltungsarchitektur nach 2 gezeigt, der weiterhin eine Schweifstromquellen-Modulatorschaltung gemäß einer anderen spezifischen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung aufweist. Die in 2 gezeigte Schaltungsarchitektur kann mit einer zusätzlichen fehlerreduzierenden Schaltungsarchitektur kombiniert werden, die eine dynamische Korrektur (z. B. „Zerhacken“) der Schweifstromquellen für jeden Transkonduktor verwendet, um die Schweifstromwerte in jedem Transkonduktor zu mitteln und dadurch Fehlanpassung zu reduzieren und Gesamtverstärkungsfehler und Linearität verbessern. Ein CFIA, der im Allgemeinen durch die Ziffer 300 dargestellt ist, kann die in 2 gezeigte CFIA 200-Schaltungsarchitektur und eine Modulatorschaltung 302 aufweisen, die zwischen den Schweifstromquellen ITAIL, IN und ITAIL, FB , und den RTAIL-Widerständen angeordnet ist. Die Modulatorschaltung 302 implementiert eine dynamische Korrektur der Schweifstromfehlanpassung durch periodisches Austauschen der Schweifstromquellen ITAIL, IN und ITAIL, FB , um den Beitrag von fehlangepassten Strömen zum CFIA-Verstärkungsfehler zu minimieren oder zu eliminieren. Dies erfolgt zusätzlich zur Verringerung des Verstärkungsfehlers durch Abgleichen der Vorspannungen, wie oben offenbart. In einigen Ausführungsformen kann die Modulatorschaltung 302 auf der Grundlage von Eingangsgrößen arbeiten, die als eines oder eine Vielzahl von geregelten Signalen phil und phi2 empfangen wird, beispielsweise von einem Taktgeber oder einer anderen Regelschaltung. In einer beispielhaften Implementierung schalten die geregelten Signale phil und phi2 bei jedem halben Taktzyklus abwechselnd zwischen niedrigen und hohen Logikpegeln um, wobei die Schweifstromquellen zwischen den Transkonduktoren Gm, IN und G m, FB bei jedem Taktzyklus zweimal ausgetauscht werden.
  • Die Modulatorschaltung 302 implementiert eine dynamische Korrektur der Schweifstromfehlanpassung durch periodisches Vertauschen der Schweifströme: während einer Periode fließt der Schweifstrom ITAIL, IN in den Eingangstranskonduktor und der Schweifstrom ITAIL, FB fließt in den Rückkopplungstranskonduktor, dann schaltet die Modulatorschaltung 302 die Schweifströme und während der nächsten Periode fließt der Strom ITAIL, IN in den Rückkopplungstranskonduktor und der Schweifstrom ITAIL, FB fließt in den Eingangstranskonduktor. In einigen Ausführungsformen kann die Modulatorschaltung 302 basierend auf einer Eingabe arbeiten, die als eines oder eine Vielzahl von geregelten Signalen phil, phi2 empfangen wird, die von einem Taktgeber oder einer anderen Regelschaltung bereitgestellt werden. In einer beispielhaften Implementierung schalten die geregelten Signale phil, phi2 bei jedem halben Taktzyklus zwischen einem hohen und einem niedrigen Logikpegel um, wobei die Schweifströme zwischen den Transkonduktoren bei jedem Taktzyklus zweimal ausgetauscht werden. Über einen vollständigen Taktzyklus ist der Schweifstrom, der in den Eingangstranskonduktor fließt, im Durchschnitt gleich dem Schweifstrom, der in den Rückkopplungstranskonduktor fließt. Durch diesen Ansatz kann der Teil des Verstärkungsfehlers, der durch nicht übereinstimmende Schweifströme verursacht wird, während des Betriebs des CFIA 300 kontinuierlich korrigiert werden.
  • In 3A und 3B sind schematische Diagramme des in 3 gezeigten Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers im ersten bzw. zweiten Phasenzustand dargestellt. Die Modulator-Schaltung 302 nach 3 kann vier Schalter 302A - 302D beinhalten, die angepasst sein können, um jeden Schweifstrom ITAIL, IN und ITAIL, FB in die Transkonduktoren Gm, IN und Gm, FB abwechselnd zu verbinden. Die geregelten Signale phil und phi2 können aus einem Taktsignal bereitgestellt werden und sind als gegenphasig dargestellt, so dass phil niedrig ist, wenn phi2 hoch ist, und umgekehrt. Wie in 3A gezeigt, sind, wenn phil niedrig und phi2 hoch ist, die „äußeren“ Schalter 302A und 302D geschlossen und die „inneren“ Schalter 302B und 302C geöffnet. Wie in 3B gezeigt, drehen sich die Werte der geregelten Signale phil, phi2 um, wenn die gewünschte Periode (z. B. ein Taktzyklus, ein Takthalbzyklus usw.) verstrichen ist; wobei, wenn phil hoch und phi2 niedrig ist, die „äußeren“ Schalter 302A und 302D offen sind und die „inneren“ Schalter 302B und 302C geschlossen sind.
  • Um zu veranschaulichen, wie die vorliegende Erfindung die Auswirkung einer Fehlanpassung des Schweifstroms auf den Verstärkungsfehler korrigiert kann angenommen werden, dass der Schweifstrom von Gm, IN , I TAIL, IN einen Nennwert von ITAIL aufweist, während der Schweifstrom des Transkonduktors Gm, FB eine zufällige Nichtübereinstimmung aufweist, die mit δ bezeichnet ist, so dass ihr Wert ITAIL, FB = ITAIL + δ * ITAIL. Während einer ersten Phase (phil niedrig und phi2 hoch - siehe 3A) fließt der „Grundlinien“ -Strom ITAIL in den Eingangs-Transkonduktor Gm, IN und der nicht übereinstimmende Schweifstrom (1 + δ) * ITAIL fließt in den Rückkopplungs-Transkonduktor Gm, FB . Die Transkonduktanz der Transistoren M1a und Mib, gm1ab , weist einen Nennwert gleich gm auf, während die Transkonduktanz von M1c und M1d unter einer gleichen Fehlanpassung leiden, δ, gm1cd = gm + δ · gm; Gm, IN ist gleich einem Nominalwert Gm, während Gm, FB ungefähr gleich Gm * (1 + δ) sein wird. Daher ist während dieser Phase der Verstärkungsfehler ungefähr -δ. Dann schaltet in der zweiten Phase (phil hoch und phi2 niedrig - siehe 3B) die Modulatorschaltung 302 die Schweifstromquellen und der Grundlinienstrom ITAIL fließt in den Rückkopplungstranskonduktor Gm, FB und der fehlangepasste Schweifstrom (1 + δ) * ITAIL fließt in den Eingangs-Transkonduktor Gm, IN. Während dieses Zyklus ist Gm, IN gleich Gm * (1 + δ), Gm, FB ist gleich Gm, und der Verstärkungsfehler wird ungefähr +δ betragen. Wenn während eines halben Taktzyklus der Verstärkungsfehler -δ ist und während des anderen halben Taktzyklus +δ, wird der Verstärkungsfehler über einen vollständigen Taktzyklus im Durchschnitt Null sein. Somit liefert die Modulatorschaltung 302 eine kontinuierliche Korrektur des Verstärkungsfehlers während des Betriebs des CFIA 300.
  • Zusätzlich sind verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden CFIA-Architektur für Hochspannungsentwürfe geeignet, selbst wenn die Differenz zwischen Gleichtaktspannungen VINP , VINN , VFBP , VFBN an den jeweiligen Transkonduktoren groß ist (z. B. über fünf (5) Volt).
  • Bezugnehmend auf 4 ist ein schematisches Diagramm eines Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers mit einer Abgleichschaltung für die Rückwärtsvorspannungsspannung gemäß noch einer weiteren spezifischen beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dargestellt. Der in 4 gezeigte CFIA 400 ist im Wesentlichen auf die gleiche Weise wie der oben beschriebene CFIA 200 konfiguriert und arbeitet wie dieser, seine Architektur weist aber N-Kanal-MOSFETs anstelle von P-Kanal-MOSFETs (2) auf.
  • Die vorliegende Erfindung wurde im Hinblick auf eine oder eine Vielzahl von bevorzugten Ausführungsformen beschrieben, und es sollte verstanden werden, dass viele Äquivalente, Alternativen, Variationen und Modifikationen außer den ausdrücklich angegebenen (z. B. Herstellungsverfahren, Product-By-Process-Verfahren usw.) möglich sind und im Schutzumfang der Erfindung liegen.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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  • Zitierte Patentliteratur
    • US 62/500448 [0001]

Claims (19)

  1. Verfahren zur Verstärkungsfehlerkorrektur in einem Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Bereitstellen eines Eingangs-Transkonduktors, wobei der Eingangs-Transkonduktor folgendes aufweist: ein erstes Differentialtransistorpaar; eine erste Schweifstromquelle; und eine erste Abgleichschaltung: die zwischen der ersten Schweifstromquelle und dem ersten Differentialtransistorpaar gekoppelt ist und mit einem Bulk des ersten Differentialtransistorpaars; und die eine erste Rückwärtsvorspannungsspannung an der Masse des ersten Differentialtransistorpaars variiert; Bereitstellen eines Rückkopplungs-Transkonduktors, wobei der Rückkopplungs-Transkonduktor aufweist: ein zweites Differentialtransistorpaar; eine zweite Schweifstromquelle; und eine zweite Abgleichschaltung: die zwischen der zweiten Schweifstromquelle und dem zweiten Differentialtransistorpaar gekoppelt ist und mit einem Bulk des zweiten Differentialtransistorpaars; und die eine zweite Rückwärtsvorspannungsspannung an der Masse des zweiten Differentialtransistorpaars variiert; und Einstellen der ersten oder zweiten Abgleichschaltung, um den Verstärkungsfehler zwischen dem Eingangs-Transkonduktor und dem Rückkopplungs-Transkonduktor zu verringern.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin die Schritte aufweist: Bereitstellen von ersten Degenerationswiderständen, die zwischen das erste Differentialtransistorpaar und die erste Abgleichschaltung geschaltet sind; und Bereitstellen von zweiten Degenerationswiderständen, die zwischen das zweite Differentialtransistorpaar und die zweite Abgleichschaltung geschaltet sind.
  3. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 2, wobei die erste und die zweite Abgleichschaltung eine Vielzahl von in Reihe geschalteten Widerständen und eine Vielzahl von mit der Vielzahl von in Reihe geschalteten Widerständen gekoppelte Schalter aufweisen, wodurch die ersten und zweiten Rückwärtsvorspannungsspannungen variiert werden.
  4. Verfahren gemäß Anspruch 3, das weiterhin den Schritt des Speicherns von offenen und geschlossenen Zuständen der Vielzahl von Schaltern in einem nichtflüchtigen Speicher aufweist.
  5. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, das weiterhin den Schritt des Koppelns der Eingangs- und Rückkopplungs-Transkonduktoren mit einem Verstärker aufweist.
  6. Verfahren gemäß Anspruch 5, das weiterhin die Schritte aufweist: Koppeln eines Rückkopplungsnetzwerks zwischen einem Ausgang des Verstärkers und Eingängen des Rückkopplungstranskonduktors; und Bestimmen der Verstärkung des Stromrückkopplungsinstrumentenverstärkers mit dem Rückkopplungsnetzwerk.
  7. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, das weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Bereitstellen einer Modulatorschaltung zwischen der ersten und der zweiten Schweifstromquelle und der ersten und der zweiten Abgleichschaltung; und Steuern der Modulatorschaltung durch Wechseln erster und zweiter Phasenzustände; wobei: während des ersten Phasenzustands die Modulatorschaltung die erste Schweifstromquelle mit der ersten Abgleichschaltung und die zweite Schweifstromquelle mit der zweiten Abgleichschaltung koppelt; und während des zweiten Phasenzustands die Modulatorschaltung die erste Schweifstromquelle mit der zweiten Abgleichschaltung und die zweite Schweifstromquelle mit der ersten Abgleichschaltung koppelt.
  8. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker mit Verstärkungsfehlerkorrektur, der aufweist: einen Eingangs-Transkonduktor, der aufweist: ein erstes Differentialtransistorpaar; eine erste Schweifstromquelle; und eine erste Abgleichschaltung: die zwischen der ersten Schweifstromquelle und dem ersten Differentialtransistorpaar und mit einem Bulk des ersten Differentialtransistorpaars gekoppelt ist; und die zum Variieren einer ersten Rückwärtsvorspannungsspannung an der Masse des ersten Differentialpaares von Transistoren konfiguriert ist; einen Rückkopplungs-Transkonduktor, der aufweist: ein zweites Differentialtransistorpaar; eine zweite Schweifstromquelle; und eine zweite Abgleichschaltung: die zwischen der zweiten Schweifstromquelle und dem zweiten Differentialtransistorpaar und mit einem Bulk des zweiten Differentialtransistorpaars gekoppelt ist; und die zum Variieren einer zweiten Rückwärtsvorspannungsspannung an der Masse des zweiten Differentialpaares von Transistoren konfiguriert ist; wobei die erste oder zweite Abgleichschaltung angepasst werden kann, um den Verstärkungsfehler zwischen dem Eingangstranskonduktor und dem Rückkopplungstranskonduktor zu verringern.
  9. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach Anspruch 8, der weiterhin aufweist: erste Degenerationswiderstände, die zwischen das erste Differentialtransistorpaar und die erste Abgleichschaltung gekoppelt sind; und zweite Degenerationswiderstände, die zwischen das zweite Differentialtransistorpaar und die zweite Abgleichschaltung gekoppelt sind.
  10. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach einem der Ansprüche 8 bis 9, wobei die erste und die zweite Abgleichschaltung aufweisen: eine Vielzahl von in Reihe geschalteten Widerständen; und eine Vielzahl von Schaltern, die mit der Vielzahl von in Reihe geschalteten Widerständen gekoppelt sind; wobei die Vielzahl von Widerständen und Schaltern angepasst ist, um die ersten und zweiten Rückwärtsvorspannungsspannungen zu variieren.
  11. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach Anspruch 10, der weiterhin einen nichtflüchtigen Speicher aufweist, der zum Speichern von offenen und geschlossenen Zuständen der Vielzahl von Schaltern ausgelegt ist.
  12. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach einem der Ansprüche 8 bis 11, der weiterhin einen Verstärker mit Eingängen aufweist, die mit Ausgängen der Eingangs- und Rückkopplungs-Transkonduktoren gekoppelt sind.
  13. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach Anspruch 12, der weiterhin ein Rückkopplungsnetzwerk aufweist, das zwischen einen Ausgang des Verstärkers und Eingänge des Rückkopplungstranskonduktors gekoppelt ist.
  14. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach Anspruch 13, wobei das Rückkopplungsnetzwerk aufweist: einen ersten Rückkopplungswiderstand; einen zweiten Rückkopplungswiderstand; und eine Spannungsreferenz; wobei: der erste und der zweite Rückkopplungswiderstand und die Spannungsreferenz in Reihe geschaltet sind; ein erster Eingang des Rückkopplungs-Transkonduktors mit einem Knoten zwischen dem zweiten Rückkopplungswiderstand und der Spannungsreferenz gekoppelt ist; ein zweiter Eingang des Rückkopplungs-Transkonduktors mit einem Knoten zwischen dem ersten Rückkopplungswiderstand und dem zweiten Rückkopplungswiderstand gekoppelt ist; der Ausgang des Verstärkers ist mit dem ersten Rückkopplungswiderstand gekoppelt; und Verstärkung durch ein Verhältnis der Widerstandswerte des ersten und des zweiten Rückkopplungswiderstands bestimmt wird.
  15. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach einem der Ansprüche 8 bis 14, der weiterhin eine Modulatorschaltung aufweist, die zwischen der ersten und der zweiten Schweifstromquelle und der ersten und der zweiten Abgleichschaltung gekoppelt ist, wobei: die Modulatorschaltung angepasst ist, um zwischen ersten und zweiten Phasenzuständen zu wechseln; während des ersten Phasenzustands die Modulatorschaltung angepasst ist, um die erste Schweifstromquelle mit der ersten Abgleichschaltung und die zweite Schweifstromquelle mit der zweiten Abgleichschaltung zu koppeln; und während des zweiten Phasenzustands die Modulatorschaltung angepasst ist, die erste Schweifstromquelle mit der zweiten Abgleichschaltung und die zweite Schweifstromquelle mit der ersten Abgleichschaltung zu koppeln.
  16. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach Anspruch 15, wobei die Modulatorschaltung aufweist: einen ersten Schalter, der zwischen die erste Schweifstromquelle und die ersten Degenerationswiderstände gekoppelt ist; einen zweiten Schalter, der zwischen die erste Schweifstromquelle und die zweiten Degenerationswiderstände gekoppelt ist; einen dritten Schalter, der zwischen die zweite Schweifstromquelle und die ersten Degenerationswiderstände gekoppelt ist; und einen vierten Schalter, der zwischen die zweite Schweifstromquelle und die zweiten Degenerationswiderstände gekoppelt ist; wobei: bei einem ersten Phasenzustandssteuersignal die ersten und vierten Schalter konfiguriert sind, um zu schließen, und die zweiten und dritten Schalter konfiguriert sind, um zu öffnen; und bei einem zweiten Phasenzustandssteuersignal die zweiten und dritten Schalter so konfiguriert sind, um zu schließen, und die ersten und vierten Schalter konfiguriert sind, um zu öffnen.
  17. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach Anspruch 16, wobei: die ersten und zweiten Phasenzustandssteuersignale von einem Taktgenerator herrühren; und das erste Phasenzustandssteuersignal sich auf einem ersten Logikpegel befindet und das zweite Phasenzustandssteuersignal sich auf einem zweiten Logikpegel befindet.
  18. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach einem der Ansprüche 16 bis 17, wobei die ersten, zweiten, dritten und vierten Schalter Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) sind.
  19. Stromrückkopplungsinstrumentenverstärker nach einem der Ansprüche 8 bis 18, wobei die Eingangs- und Rückkopplungs-Transkonduktoren auf einem IC-Chip hergestellt sind.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10250198B2 (en) 2017-05-02 2019-04-02 Microchip Technology Incorporated Methods of adjusting gain error in instrumentation amplifiers
TWI664807B (zh) * 2018-11-20 2019-07-01 智原科技股份有限公司 放大器
US10823767B1 (en) * 2019-05-24 2020-11-03 Semiconductor Components Industries, Llc Comparator system having internal input offset voltage
NL2024414B1 (en) * 2019-12-10 2021-09-01 Insiava Pty Ltd An amplifier circuit to enable accurate measurement of small electrical signals
US11239633B2 (en) * 2020-02-19 2022-02-01 Globalfoundries U.S. Inc. Photonic transmitter drivers with logic using cascaded differential transistor pairs stepped by supply voltage differences
US11451415B2 (en) 2020-03-13 2022-09-20 Micron Technology, Inc. Circuitry for increasing bandwidth and reducing interference in memory signals
CN111431492B (zh) * 2020-05-18 2023-09-05 上海类比半导体技术有限公司 一种差分放大器共模抑制比和增益修调电路
CN111682851B (zh) * 2020-08-13 2020-12-04 成都嘉纳海威科技有限责任公司 一种5g通信抗失配宽带低噪声放大器
US20230208411A1 (en) * 2021-12-24 2023-06-29 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Hybrid phase-interpolator

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4618833A (en) * 1985-08-12 1986-10-21 National Semiconductor Corporation Operational amplifier offset trim that does not change the offset potential temperature drift
US6570446B1 (en) * 2001-02-22 2003-05-27 Silicon Wave, Inc. Method and apparatus for improving the performance of electronic devices using cross-degeneration
US6583652B1 (en) * 2001-06-01 2003-06-24 Lattice Semiconductor Corporation Highly linear programmable transconductor with large input-signal range
US6509795B1 (en) 2001-09-26 2003-01-21 Texas Instruments Incorporated CMOS input stage with wide common-mode range
US6859095B2 (en) 2002-01-31 2005-02-22 Stmicroelectronics Pvt. Ltd. Non-switched capacitor offset voltage compensation in operational amplifiers
US7652445B2 (en) * 2006-04-10 2010-01-26 Texas Instruments Incorporated On-chip compensation for a fully differential voice coil motor control
US7283082B1 (en) * 2006-06-16 2007-10-16 Texas Instruments Incorporated High-speed, high-resolution voltage output digital-to-analog converter and method
IT1392043B1 (it) * 2008-09-12 2012-02-09 St Microelectronics Srl Circuito di rilevazione di corrente per applicazioni pwm con modulazione a larghezza d'impulso e relativo processo
WO2010151270A1 (en) 2009-06-25 2010-12-29 Nanoamp Mobile, Inc. Even-order harmonics calibration
CN102668373B (zh) * 2009-11-30 2015-12-16 意法半导体股份有限公司 用于获得跨导放大器的增益线性变化的驱动方法和相对应的驱动电路
US8026761B2 (en) * 2010-01-26 2011-09-27 Microchip Technology Incorporated Instrumentation amplifier calibration method, system and apparatus
CN103326682A (zh) * 2013-05-27 2013-09-25 苏州贝克微电子有限公司 具有高线性度的可调运算跨导放大器
US9742397B2 (en) * 2015-11-30 2017-08-22 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for offset correction in electronic circuitry and associated methods
US10250198B2 (en) 2017-05-02 2019-04-02 Microchip Technology Incorporated Methods of adjusting gain error in instrumentation amplifiers

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