DE10125366A1

DE10125366A1 - dB-lineare VGA-Stufe mit hoher Bandbreite

Info

Publication number: DE10125366A1
Application number: DE10125366A
Authority: DE
Inventors: Peter Gregorius; Otto Schumacher
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2001-05-23
Filing date: 2001-05-23
Publication date: 2002-12-12
Also published as: US7209004B2; CN1555601A; WO2002095938A3; CN1320748C; WO2002095938A2; US20040239419A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine VGA-Stufe mit neuartigem Schaltungsaufbau zur Verstärkung/Abschwächung eines differentiellen Eingangssignals, das über eine Übertragungsleitung (H) übertragen wird. Die VGA-Stufe umfasst einen als Shunt-Feedback verschalteten Operationsverstärker (OPV1, OPV2) zur Verstärkung des Eingangssignals; einen Widerstandsstring (R01, R01') zur Signalabschwächung; und eine Steuereinrichtung (2) zum Schalten des Widerstandsstrings (R01, R01').

Description

Die Erfindung betrifft eine VGA-Stufe mit hoher Bandbreite zur Verstärkung/Abschwächung eines, insbesondere differenziellen, Eingangssignals mit hohem Dynamikumfang.

VGA-Stufen (Variable-Gain Amplifier) dienen zur Transformation eines variablen Eingangssignals in ein Ausgangssignal mit fester Amplitude. Moderne VGA-Stufen müssen dabei hohe Anforderungen an die Linearität der Kennlinie und an die Bandbreite erfüllen, was insbesondere bei Eingangssignalen mit hohem Dynamikumfang (z. B. von 20 mV bis 2 V) zu Schwierigkeiten führen kann.

Bei der Erfüllung der genannten Kriterien treten insbesondere dadurch Probleme auf, daß die Signale je nach Anwendung über unterschiedliche Kabellängen zwischen Sender und Empfänger übertragen werden und der Eingangsverstärker des Empfängers Signale im Bereich von z. B. -20 dB bis +20 dB Amplitude verarbeiten muß. Gleichzeitig muß der Verstärker eine hohe Linearität und ein optimales Offset- und Rauschverhalten aufweisen. Zudem darf das Eingangssignal durch den Verstärker nicht wesentlich belastet werden. Insbesondere darf der Eingangswiderstand des Verstärkers den Terminierungswiderstand des Übertragungskabels nicht wesentlich ändern, da es sonst zu einer Fehlanpassung der Leitung und somit zu unerwünschten Reflektionen/Verzerrungen kommt.

Zur Verstärkung von Eingangssignalen mit hohem Dynamikumfang sind im, wesentlichen zwei Konzepte bekannt -volldifferen zielle bzw. pseudodifferenzielle Operationsverstärker schaltungen mit Widerstandsbeschaltung oder Transkonduktanz stufen (Gm-over-Gm) mit variabler Transkonduktanz.

Ein Beispiel einer volldifferenziellen Operationsverstärker schaltung ist in Fig. 11 gezeigt. Ein zu verstärkendes Signal wird mittels einer Treiberschaltung (Transmitter) 3 über ein Kabel H übertragen. Dieses Signal liegt über dem Abschlußwiderstand R0 differenziell am Eingang der VGA-Stufe an. Die VGA-Stufe umfaßt einen Operationsverstärker OPV mit (Rückkoppel-)Widerständen R1-Rn bzw. R1'-Rn' die über zugehörige Schalter S bzw. S' zu- bzw. weggeschaltet werden können. Am Ausgang der VGA-Stufe wird ein differenzielles Ausgangssignal an den Ausgängen VOUTP bzw. VOUTN bereitgestellt.

Diese und andere bekannte Operationsverstärker- und Transkonduktanzschaltungen haben unter anderem folgende gravierende Nachteile:

- Die verwendeten Operationsverstärker müssen eine hohe Bandbreite aufweisen;
- bei umschaltbarer Verstärkung liegt der Kanalwiderstand der Schalter S in Serie zum (Rückkoppel) Widerstand. Dies führt zu Verstärkungsfehlern und kann nur durch Kompensationsschalter verringert werden. Da es sich bei den Schaltern i. d. R. um CMOS-Transistoren handelt, sind diese stark abhängig von den Arbeitspunkten, Temperatur- und Prozeßtoleranzen. Ein exakter Abgleich (Matching) ist somit nicht möglich;
- der Eingangswiderstand einer invertierenden VGA verändert sich in Abhängigkeit der Widerstandsbeschaltung. Somit ändert sich der Widerstandswert der Parallelschaltung von Abschlußwiderstand und Eingangswiderstand. Eine Fehlanpassung in Abhängigkeit der eingestellten Verstärkung verursacht zusätzliche Reflektionen und Verzerrungen;
- eine Rail-to-Rail Aussteuerung ist eingangsseitig nicht möglich; und
- der Offset von hintereinander geschalteten Transkonduktanzen verstärkt sich entsprechend der Einzelverstärkung der Stufen. Bei kaskadierten Transkonduktanzstufen kann dies ausgangsseitig zur Übersteuerung führen.

VGA-Stufen mit Transkonduktanzen bieten die Möglichkeit, die Verstärkung durch Variation der Transkonduktanz (Gm) einzustellen. Dies kann durch entsprechende Gewichtung des Versorgungsstroms, durch Schalten von Degenerationswiderständen und durch Verändern der Versorgungsspannung bei Degeneration mittels Transistoren im aktiven Bereich erfolgen. Auch hier bestehen eine Reihe gravierender Nachteile:

- Das Schalten des Versorgungsstroms erfordert ein noch besseres Matching der Stromspiegel-Transistoren. Zudem verändern sich die Arbeitspunkte der Schaltung und somit entsprechend der Dynamik- und Linearitätsbereich sowie die Bandbreite;
- bei umschaltbarer Verstärkung mittels schaltbaren Degenerationswiderständen sind die Schalter im Signalpfad angeordnet und müssen kompensiert werden;
- Transkonduktanzen mit Degeneration mittels Transistoren im aktiven Bereich sind abhängig von der Stabilität von der Versorgungsspannung. Eine Variation der Versorgungsspannung führt zu einer Variation der Transkonduktanz;
- Transkonduktanzen müssen über Prozeß- und Temperaturvariationen konstant gehalten werden. Dies erfordert ein Gm-Tuning und somit zusätzlichen Schaltungsaufwand;
- der Verstärkungsfehler ist abhängig vom Matching der Transkonduktanzstufen zueinander (Gm-over-Gm).

Es existieren eine Reihe von Veröffentlichungen, in welchen VGA-Stufen mit relativ hoher dB-Linearität und großer Bandbreite vorgestellt sind, die jedoch alle auf den genannten Schaltungsprinzipien beruhen und daher entsprechende Nachteile besitzen. Es wird beispielsweise auf

- Hassan O. Elwan, Tuna B. Tarim und M. Ismail "Digitaly Programmable dB-Linear CMOS AGC for Mixed-Signal Applications", CIRCUITS & DEVICES, Juli 1998, Seiten 8ff;
- J. J. F. Rijns: "Cmos Low Distortion High-Frequency Variable- Gain Amplifier", IEEE-Journal of Solid-State Circuits, Band 31, Nr. 7, Juli 1996, Seiten 1029ff.;
- M. Moyal, M. Gröpl, Th. Blon: "A25-kft, 768-kb/s Cmos Analog Front End for Multiple-Bit-Rate DSL Transceiver", IEEE, Dezember 1999; und
- S. Otaka, G. Takemura und H. Tanimoto: "A Low-Power Low- Noise Accurate Linear-in-dB Variable Gain Amplifier with 500 MHz Bandwith", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band 35, Nr. 12, Dezember 2000, Seiten 1942ff.

und die darin genannten Fundstellen verwiesen. Diese bekannten VGA-Stufen haben jedoch die Eingangs genannten Nachteile.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine VGA-Stufe zu schaffen, die eine wesentlich höhere dB- Linearität bei gleichzeitig hoher Bandbreite aufweist.

Gelöst wird diese Aufgabe durch die im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmale. Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Die wesentliche erfinderische Leistung besteht darin, daß von bekannten Schaltungskonzepten abgerückt und ein vollständig neues Schaltungskonzept entwickelt wurde, bei dem für jede Halbwelle des differenziellen Eingangssignal

- ein als Series-Shunt Feedback verschalteter Operationsverstärker zur Verstärkung des Eingangssignals;
- ein Widerstandsstring zur Signalabschwächung; sowie
- eine Steuereinrichtung zum Ansteuern des Widerstandsstrings vorgesehen ist.

Unter dem Begriff "Widerstandsstring" sollen beliebige Widerstands-Reihenschaltungen sowie äquivalente Widerstandsanordnungen, wie z. B. Streifen- oder Schichtwiderstände mit mehreren Abgriffen, verstanden werden.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird ein differenzielles Signal über eine Übertragungsleitung (Coax- oder Twisted Pair) übertragen, die mit einem Terminierungswiderstand abgeschlossen ist. Der Wider standsstring zur Signalabschwächung liegt dabei parallel zum Terminierungswiderstand.

Vorzugsweise ist ein zweiter Widerstandsstring vorgesehen, der den Shunt-Widerstand des Operationsverstärkers bildet und zur Einstellung der Verstärkung geschaltet werden kann.

Wahlweise kann die VGA-Stufe auch eine Schalteinrichtung aufweisen, mittels der der erste Widerstandsstring gleichzeitig als Shunt-Widerstand für den Operationsverstärker genutzt werden kann.

Bei mehreren Widerstandsstrings ist der erste Widerstandsstring zum Abschwächen des Signals vorzugsweise identisch aufgebaut wie der zweite Widerstandsstring.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist eine Steuereinrichtung zur Ansteuerung des Shunt-Widerstandes vorgesehen. Ferner umfaßt die erfindungsgemäße VGA-Stufe vorzugsweise eine Steuereinrichtung zum Umschalten zwischen den Betriebsarten "Verstärken" und "Abschwächen".

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform sind die Widerstandsstrings als Streifenwiderstände mit mehreren Abgriffen realisiert.

Am Ausgang der VGA-Stufe kann ferner eine Schaltung zur Offset-Kompensation des Ausgangssignals der VGA-Stufe vorgesehen sein.

An einem Knoten zwischen dem ersten Widerstandsstring für die positive und die negative Halbwelle des Signals ist vorzugsweise ein Buffer angeschlossen, der eine konstante Mittenspannung zur Verfügung stellt. Der Buffer ist vorzugsweise als Spannungsfolger realisiert.

Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung ist eine einstellbare Stabilisierungskapazität im Shunt-Feedback- Operationsverstärker vorgesehen, die in Abhängigkeit von der Verstärkung variiert werden kann. Dies hat den Vorteil, daß die Bandbreite des Verstärkers mit zunehmender Verstärkung wesentlich erhöht werden kann. Die Stabilisierungs- bzw. Millerkapazität wird dazu mit zunehmender Verstärkung verkleinert.

Zur Steuerung der Stabilisierungskapazität ist eine entsprechende Steuereinrichtung vorgesehen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der beigefügten Figuren beispielhaft näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel einer VGA-Stufe mit als Series-Shunt Feedback verschalteten Operationsverstärkern;

Fig. 2 die VGA-Stufe von Fig. 1 mit einer zusätzlichen Schaltung zur Offset-Kompensation;

Fig. 3 die VGA-Stufe von Fig. 1, die als Chopper betrieben wird;

Fig. 4 einen Widerstandsstring, bestehend aus einer Anordnung diskreter Einzelwiderstände;

Fig. 5 einen Widerstandsstring, bestehend aus einem Streifenwiderstand;

Fig. 6 eine schematische Darstellung des Aufbaus eines Streifenwiderstandes;

Fig. 7 ein Ersatzschaltbild zur Berechnung der Abgriffe des Streifenwiderstandes von Fig. 6;

Fig. 8a, b den Stromfluß und das Ersatzschaltbild eines Streifenwiderstandes;

Fig. 9 einen Verstärkerteil einer VGA-Stufe für eine Halbwelle des Eingangssignals;

Fig. 10 das Kleinsignalersatzschaltbild des Verstärkerteils von Fig. 9; und

Fig. 11 eine bekannte VGA-Stufe, die aus einer volldifferenziellen Operationsverstärkerschaltung aufgebaut ist.

Fig. 1 zeigt den grundsätzlichen Aufbau einer VGA-Stufe einschließlich der Signalzuleitung. Das zu verstärkende Signal wird mittels einer Treiberschaltung (Transmitter) 3 über ein Kabel H (Coax- oder Twisted Pair) übertragen. An den Schnittstellen zwischen Transmitter/Kabel bzw. Kabel/Empfänger ist jeweils ein Übertrager 4, 5 vorgesehen. Die VGA-Stufe 1 des Empfängers ist voll differenziell aufgebaut und weist für die positive und negative Halbwelle des Eingangssignals identische Schaltungsteile auf.

Die dargestellte VGA-Stufe 1 ist in der Lage, ein differenzielles Eingangssignal mit hohem Dynamikumfang, das z. B. zwischen 20 mV und 2 V schwankt, bei hoher Linearität und großer Bandbreite zu verstärken bzw. abzuschwächen und an den differenziellen Ausgängen VOUTP und VOUTN ein differenzielles Ausgangssignal mit im wesentlichen konstanter Amplitude bereitzustellen.

Das Übertragungskabel H ist mit einem Terminierungswiderstand reflektionsfrei abgeschlossen. Das Eingangssignal der VGA- Stufe liegt über dem Terminierungswiderstand R0 an. Der Terminierungswiderstand hat je nach Applikation einen Wert zwischen R0 = 50 Ω bis 100 Ω. Die Kabeldämpfung in Abhängigkeit von der Signalfrequenz und der Kabellänge kann bis zu 50 dB betragen. Je nach Datenrate sind eingangsseitig bei variabler Kabellänge Signale im Bereich von Vsig = 70 mV bis 3 V zu verarbeiten. Das am Ausgang VOUTP, VOUTN bereitgestellte Signal hat eine Amplitude von ca. Uampl = 500 mA.

Die VGA-Stufe 1 umfasst einen parallel zum Terminierungswiderstand R0 geschalteten Widerstandsstring R01, R01' zur Signalabschwächung, einen als Series-Shunt Feedback verschalteten Operationsverstärker OPV1, OPV2 zur Signalverstärkung und eine Steuereinrichtung für den Widerstandsstring R01, R01'. Die genannten Schaltungsteile sind für die Verarbeitung der positiven und negativen Halbwelle des Eingangssignals jeweils identisch ausgeführt. Als Shunt-Widerstand für die Operationsverstärker OPV1, OPV2 ist ein weiterer Widerstandsstring R02, R02' vorgesehen.

Der nicht invertierte Eingang (+) des Operationsverstärkers OPV1, OPV2 liegt an einem Knoten X1, X1'. Dieser ist wiederum mit einem Abgriff des ersten Widerstandsstrings R01, R01' verbunden.

Der invertierte Eingang (-) des Operationsverstärkers OPV1, OPV2 ist mit einem Knoten X2, X2' verbunden. Dieser ist wiederum mit einem Abgriff des zweiten Widerstandsstrings R02 bzw. R02' verbunden.

Die Auswahl der Abgriffe der Widerstandsstrings R01, R01', R02, R02' wird mittels einer Steuereinrichtung 2 gesteuert.

Ferner sind Schalter S0, S0' vorgesehen, mit denen zwischen einem Verstärkungsbetrieb und einem Abschwächungsbetrieb umgeschaltet werden kann. Die Schalter S0, S0' werden ebenfalls von der Steuereinrichtung 2 gesteuert, die entsprechende Signale von einer AGC erhält.

Am Mittenknoten VCM zwischen den beiden ersten Widerstandsstrings R01, R01' ist ein als Spannungsfolger realisierter Buffer 6 vorgesehen, der eine konstante Mittenspannung (bzw. Common-Mode-Voltage) zur Verfügung stellt.

Der Mittenknoten VCM zwischen den beiden ersten Widerstandsstrings R01, R01' kann auch durch eine Leitung mit dem Mittenknoten VCM' zwischen den beiden zweiten Widerstandsstrings R02, R02' verbunden sein.

Das Potential am Mittenknoten VCM und VCM' ist unter Vernachlässigung der Offset-Spannungen identisch. Der Knoten VCM' kann z. B. als Signalmasse für nachfolgende Stufen verwendet werden.

Ferner ist der Aufbau der Widerstandsstrings R02, R02' identisch mit dem Aufbau der ersten Widerstandsstrings R01, R01'. Dies hat den wesentlichen Vorteil, daß die Widerstandsstrings R01, R01', R02, R02' im Layout optimal miteinander abgestimmt und somit der Einfluß von Offset- Gradienten minimiert werden kann. Selbst bei nicht symmetrischer Verstärkung bzw. Abschwächung können die Streifenwiderstände identisch aufgebaut sein.

Wie erwähnt, sind am Ausgang der VGA-Stufe Schalter S0, S0' zum Umschalten zwischen den beiden Betriebsarten "Verstärken" und "Abschwächen" vorgesehen. In der Schaltstellung "Abschwächen" fließt ein Signalstrom I_R01, I_R01' durch den ersten Widerstandsstring R01, R01'. Die Signalspannung liegt entsprechend der Einstellung des Widerstandsstrings R01, R01' an dem Knoten X1 (X1') an und wird von dort direkt zum Ausgang VOUTP bzw. VOUTN der VGA-Stufe 1 geleitet. In der Schaltstellung "Verstärken" liegt die Signalspannung Uin am Eingang des Operationsverstärkers OPV1, OPV2 an und wird entsprechend der Einstellung der Shunt-Widerstände R02, R02' verstärkt.

Wie in Fig. 2 dargestellt ist, können die Knoten X2, X2' zur Offset-Kompensation Verwendung finden. Eine mögliche Realisierung einer Rückkoppelschaltung 20 zur Offset- Kompensation ist eine Tiefpassschaltung bestehend aus einer ersten Transkonduktanz OTA1, einer zweiten Transkonduktanz OTA2 und zwei Kapazitäten C1 und C2. Die Transkonduktanzen OTA1, OTA2 sind seriell miteinander verbunden, wobei die Kapazitäten C1 und C2 jeweils von einem Knoten zwischen den Transkonduktanzen gegen Masse geschaltet sind. Die Ausgänge der ersten Transkonduktanz OTA1 sind jeweils mit einem Abgriff des zweiten Widerstandsstrings R02 und R02' verbunden. Die Eingänge der zweiten Transkonduktanz OTA2 sind mit den differenziellen Ausgängen VOUTP, VOUTN der VGA-Stufe 1 verbunden. Sollte der VGA-Stufe 1 eine Filterschaltung 7 folgen, kann die Offset-Korrekturschaltung 20 auch zur Kompensation des Offsets, verursacht durch diesen Filter, verwendet werden. Dazu müssen die Eingänge der zweiten Transkonduktanz OTA2 mit den differenziellen Ausgängen der Filterschaltung 7 verbunden sein. Die Filterschaltung 7 wiederum ist dann an den differentiellen Ausgängen VOUTP, VOUTN der VGA-Stufe 1 angeschlossen.

Die Offset-Korrekturschaltung 20 arbeitet nach folgendem Prinzip: Der Offset des Ausgangssignals der VGA-Stufe 1 bzw. der Filterstufe 7 wird mit der nachfolgenden Kompensationsschaltung 20 gemessen und schließlich mittels eines Korrekturstroms ausgeglichen, wobei die am Ausgang der Offset-Kompensationsschaltung 20 angeordnete Transkonduktanz OTA1 entsprechende Korrekturströme in die Knoten X2 und X2' speist.

Bei der Schaltungsdimensionierung ist darauf zu achten, daß der maximal zu erwartende Offset durch die Schaltung kompensiert werden kann und die durch die Offset-Kompensation erzeugte zusätzliche Nullstelle im Signalpfad unterhalb des niedrigsten spektralen Anteils des Signals liegt.

Eine weitere Ausführungsform einer Offset- Kompensationsschaltung 20 ist in Fig. 3 dargestellt. Die Offset-Kompensationsschaltung umfaßt Schalter S1-S4 am Eingang der VGA-Stufe 1, sowie Schalter S5-S8 am Ausgang der VGA-Stufe 1. Die Schalter S1-S8 werden mit einer Chopper- Frequenz betrieben, wobei jeweils zwei Schalter symmetrisch geschaltet werden. Bei dieser Konfiguration ist darauf zu achten, daß die Chopper-Frequenz entweder weit oberhalb - unter Berücksichtigung des Abtasttheorems - oder weit unterhalb der Signalfrequenz liegt.

Im Abschwächungsbetrieb wird die Verstärkerstufe OPV1, OPV2 bei entsprechender Stellung der Schalter S0, S0' einfach überbrückt. Dies hat den Vorteil, daß der Offset der Verstärkerstufe OPV1, OPV2 in diesem Fall nicht im Signalpfad liegt.

Eine wesentliche Komponente der VGA-Stufe sind die Widerstandsstrings R01, R01', R02, R02', da die Linearität der Verstärkung bzw. Abschwächung wesentlich von deren Aufbau abhängt. Um eine möglichst dB-lineare Stufung der Verstärkung einstellen zu können, ist es notwendig, die Widerstandsstrings sehr präzise zu dimensionieren.

Widerstandsstrings mit mehreren diskreten Einzelwiderständen R, wie sie in Fig. 4 gezeigt sind, haben den prinzipiellen Nachteil, daß auf Grund von Fertigungstoleranzen eine präzise Dimensionierung nicht möglich ist. Die Einzelwiderstände R solcher Widerstandsketten bestehen i. d. R. aus Polysilizium, das beidseitig von einem Metallkontakt kontaktiert ist. Am Übergang Polysilizium-Metall bestehen parasitäre Anschlußwiderstände, die bei den aktuellen Fertigungstechnologien sehr stark variieren. Diese Anschlußwiderstände gehen gleichzeitig in die Genauigkeit der dB-linearen Stufung ein.

Vorteilhafter ist es daher, den Widerstandsstring als Streifenwiderstand 10 auszubilden, wie er in Fig. 5 gezeigt ist. Der Streifenwiderstand ist im Prinzip ein einziger Widerstand mit mehreren Abgriffen 13. Der Widerstandskörper 11 besteht dabei aus einem einzigen Streifen Polysilizium, an dem seitlich symmetrische Abgriffe 13 angebracht sind. Die Abgriffe können hochimpedant abgeschlossen werden (reine Spannungsabgriffe), wodurch sie nicht mehr im Strompfad liegen und das Problem der stark unterschiedlichen Anschlußwiderstände umgangen wird. Der Einfluß der Anschlußwiderstände ist bei dieser Ausführungsform vernachlässigbar.

Fig. 6 zeigt den Aufbau eines Streifenwiderstands 10 im Detail. Der Streifenwiderstand 10 besteht aus einem Widerstandskörper 11 mit mehreren Abgriffen 13. Die Abgriffe 13 sind in definierten Abständen seitlich am Widerstandskörper 11 angeordnet und sind mit Kontakten 12 versehen, ebenso wie die beiden Stirnseiten des Widerstandsstreifens 10.

Für einen Widerstandsteiler mit Abgriffen 13 in dB-linearen Schritten lassen sich die einzelnen Widerstandswerte einfach berechnen. Wenn k ∈ (0, -1, . . ., -n) die Verstärkungsstufen 0 dB, -1 dB, . . ., -ndB und κ ∈ (0, -1, . . ., -n + 1) die Widerstandsstücke zwischen den Abgriffen k = κ und k = κ - 1 kennzeichnet, ergeben sich die Abgriffe wie folgt:

Die Bedeutung der einzelnen Größen r, u ergibt sich dabei aus Fig. 7, in der das Ersatzschaltbild eines Streifenwiderstandes 10 dargestellt ist.

Die erhaltenen Widerstandswerte r_K müssen in physikalische Abstände zwischen den Abgriffen 13 umgerechnet werden. Mit Hilfe des Flächenwiderstandes R_∎ und einer vorgegebenen Breite w lassen sich die nominalen Abstände 1 zwischen den Abgriffen berechnen, mit:

Dabei muß noch berücksichtigt werden, daß die Abgriffe den Widerstandsbelag des Streifenwiderstandes lokal verändern. In der Umgebung der Anschlüsse 13 werden nämlich die Stromlinien nach außen "gebogen", wie in Fig. 8a dargestellt ist. Dadurch erhöht sich die effektive Breite des Widerstandsstreifens und der Gesamtwiderstand wird somit kleiner. Es gilt:

Unter Berücksichtigung dieses Effektes kann der Widerstand R_a für ein Streifenstück mit Abgriff 13 berechnet werden. Die Länge dieses Abschnitts muß so gewählt werden, daß der Abgriff 13 keinen nennenswerten Einfluß mehr auf die Stromlinien I hat. Ebenso müssen die Vorsprünge bzw. Laschen der Abgriffe 13 so lange gestaltet sein, daß die Stromlinien nur durch Bereiche mit definiertem Widerstandsbelag fließen. Der angepaßte Widerstand zwischen den Abgriffen läßt sich dann wie folgt berechnen:

Ein Ersatzschaltbild des Streifenwiderstandes 10 mit Abgriffen 13 ist in Fig. 8b dargestellt. Dabei entsprechen die Widerstände R_b den Teilwiderständen in Bereichen ohne Abgriffe 13, und die Widerstände R_a den Teilwiderständen in Bereichen mit Abgriffen 13. Unter Berücksichtigung der Formeln zur Berechnung der Widerstandsstreifen kann der relative Fehler zwischen einem idealen und einem realen Widerstandsstreifen berechnet werden, wobei gilt:

Wie bereits erwähnt, liegt die Summe der Widerstände R01 und R01' parallel zum Terminierungswiderstand R0. Liegt kein Signal an den Knoten RXP und RXN fließt somit kein Strom durch die Widerstände R0 und R01, R01'. Das Potential am Knoten zwischen den Widerständen R01, R01' stellt sich somit auf die Mittenspannung VCM ein.

Liegt ein differenzielles Signal an den Konten RXP zu RXN so fließt ein Ausgleichstrom entsprechend durch R0 und R01, R01'. Die Widerstände R01 und R01' sollten so gewählt werden, daß der Gesamtwiderstand aus der Parallelschaltung durch R0 bestimmt wird.

Der Gesamtwiderstand berechnet sich nährungsweise zu

R0∥(R01 + R01') [1.1]

Wenn der Gesamtwiderstand aus der Parallelschaltung von R0 zu R01, R01' z. B. zu einer maximalen Abweichung von kleiner 1% von R0 führen soll, muß folgende Beziehung eingehalten werden:

Der Strom I_R01 und I_R01' durch die Widerstände R01 und R01' ist damit um den Faktor 99 kleiner als der Strom I_R0 durch den Widerstand R0. Für die Widerstände R02 und R02' ergeben sich die gleichen Werte wie für R01 und R01'. Aus der Dimensionierung der Widerstände ergeben sich auch die Anforderungen an die Mittenspannung VCM und an den Buffer OPV3.

Bei idealer differentialer Aussteuerung ist der Strom I_VCM = 0. Bei nicht idealer differentialer Aussteuerung sollte die Mittenspannung bei maximalem Strom I_R01 bzw. I_R01' und entsprechender Signalfrequenz nur unwesentlich variieren. Daraus ergibt sich die Quellenimpedanz für den Ausgang und die geforderte Bandbreite des Buffers OPV3.

Fig. 9 zeigt den Verstärkerteil der VGA-Stufe 1 für eine Halbwelle. Das Kleinsignalersatzschaltbild der Anordnung ist in Fig. 10 dargestellt. Aus dem Ersatzschaltbild können die mathematischen Zusammenhänge für den Eingangswiderstand, Ausgangswiderstand und die Übertragungsfunktion abgeleitet werden. Der Eingangswiderstand der Verstärkeranordnung ergibt sich als:

wobei
Z_IN den Eingangswiderstand der Verstärkeranordnung
Z_IOPV den Eingangswiderstand OPV1/2,
R_e, R_fb Feedback-Widerstände
A(s) die Open-Loop Gain des Series-Shunt Feedback OPV
f den Feedback Faktor
Z_LOAD die Lastimpedanz und
A_opv(s) die Open-Loop Gain von OPV1 und OPV2
bezeichnet.

Unter der Annahme, dass der OPV ein 2-stufiger Verstärker ist, kann die Übertragungsfunktion im Frequenzbereich für die Open-Loop Gain vereinfacht als Funktion mit zwei Pol- und einer Nullstelle angegeben werden. Es gilt:

wobei
z₁ die Nullstellen Frequenz
ω_p1, ω_p2 die Polfrequenzen und
A_v0dc die DC Open-Loop Gain des OPV
bezeichnet.

Somit ergibt sich eine Gesamtübertragungsfunktion der Verstärkeranordnung als:

Unter Berücksichtigung der Gleichung 1.3 ist zu erkennen, daß der Eingangswiderstand des Empfängers sich wie folgt ergibt:

Z_inrx Z₀∥(2.R₀₁)∥(2.Z_i) [1.10]

Mit der Vereinfachung Rfb = 0 Ω und f → 0 Hz ergibt sich aus der Gleichung 1.3:

Z_in ≅ Z_iopv.(1 + A_ovdc) [1. 11]

Da der Eingangswiderstand der OPV-Stufe in CMOS-Technologie in Bereichen von Ziopv << 100 kΩ angenommen werden kann, geht daraus hervor, daß die Verstärkerschaltung nur einen geringen Einfluß auf den Gesamteingangswiderstand der VGA hat. Somit ist eine zusätzliche Belastung der Quelle bzw. eine Veränderung des wirksamen Abschlußwiderstandes nicht gegeben. Fehlanpassung und somit unerwünschte Verzerrungen und Reflektion sind somit minimiert. Dies ist eine wesentliche Forderung an die Schaltung.

Somit läßt sich der Eingangswiderstand der Konfiguration unter Berücksichtigung der Gleichung 1.2 wie folgt darstellen:

z_inrx = Z₀∥(2.R₀₁); Z_in << Z₀, R₀₁ [1.12]

Eine weitere Forderung an die Schaltung ist, daß die notwendige Verstärkung mit einer Stufe erreicht wird. Das Verstärkungsbandbreiteprodukt ist normalerweise konstant.

Geht man von Gleichung 1.8 aus, so ist bei einer Miller- Kompensation des OPVs die Nullstelle ω_z1 ~C_c als auch die Polstellen ω_p1, ω_p2 ~C_c. Bei steigender Verstärkung bedeutet dies, daß die Bandbreite der Series-Shunt-Feedback Konfiguration abnimmt. Die Bandbreite wird im wesentlichen durch die Null- und Polstellen des OPVs bestimmt. Die Stabilität des OPVs wird durch den Abstand der beiden Polfrequenzen ω_p1, ω_p2 bestimmt. Mit ω_p2 << 10.ω_p1 ist die Stabilität gegeben. Um die Bandbreite der Konfiguration über alle Verstärkungseinstellungen zu garantieren, wird in Abhängigkeit der Verstärkung die Miller- oder Frequenzgangkompensationskapazität mittels der Steuereinrichtung 2 entsprechend angepaßt. Bei steigender Verstärkung wird die Millerkapazität verringert und umgekehrt. Zur Dimensionierung ist zu beachten, daß bei maximaler Verstärkung und gegebener Last die Stabilität gewährleistet ist.

Der Vorteil dieser Art des Bandbreiten-Boosting besteht darin, daß die Stromaufnahme des Verstärkers nicht erhöht wird und die Stufung des Zu- und Abschaltens der Kompensation direkt aus der Dekodierschaltung ohne zusätzlichen Aufwand möglich ist.

Bezugszeichenliste

1

VGA-Stufe

2

Steuereinrichtung

3

Transmitter

4

,

5

Übertrager

6

Buffer

7

Filter

10

Streifenwiderstand

11

Widerstandskörper

12

Kontakt

13

Abgriff

14

Kontakt

20

Schaltung zur Offset-Kompensation
OPV1, OPV2 Series Shunt-Feedback Verstärker
R01, R01' erste Widerstandsstrings
R02, R02' zweite Widerstandsstrings
OPV3 Spannungsfolger
VOUTN, VOUTP differentielle Ausgänge
RXP, RXN differentielle Eingänge
X1, X1' Knoten
X2, X2' Knoten
VCM, VCM' Mittenspannung
R0 Terminierungswiderstand
CLKN, CLKP Takt
OTA1, OTA2 Transkonduktanz
S0-S8 Schalter
C1, C2 Kondensatoren

Claims

1. VGA-Stufe mit hoher Bandbreite zur Verstärkung/Abschwächung eines Eingangssignals, das über eine Übertragungsleitung (H) übertragen wird, umfassend
einen als Shunt-Feedback verschalteten Operationsverstärker (OPV1, OPV2) zur Verstärkung des Eingangssignals;
einen Widerstandsstring (R01, R01') zur Signalabschwächung; und
eine Steuereinrichtung (2) zum Schalten des Widerstandsstrings (R01, R01').

2. VGA-Stufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsleitung (H) mit einem Terminierungswiderstand (R0) abgeschlossen ist, und der Widerstandsstring (R01, R01') parallel zum Terminierungswiderstand (R0) angeordnet ist.

3. VGA-Stufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die VGA-Stufe (1) in Differenzpfad-Technik aufgebaut ist und für die positive und negative Halbwelle des differenziellen Eingangssignals ein Widerstandsstring (R01, R01') zur Signalabschwächung, ein als Shunt-Feedback verschalteter Operationsverstärker (OPV1, OPV2) zur Verstärkung des Eingangssignals, und eine Steuereinrichtung (2) zum Schalten des Widerstandsstrings (R01, R01') vorgesehen ist.

4. VGA-Stufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Widerstandsstring (R02, R02') vorgesehen ist, der den Shuntwiderstand des Operationsverstärkers (OPV1, OPV2) bildet.

5. VGA-Stufe nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstandsstring (R01, R01') zur Abschwächung des Eingangssignals dient und gleichzeitig als Shuntwiderstand des Operationsverstärkers (OPV1, OPV2) genutzt wird, wobei eine Schalteinrichtung vorgesehen ist, um zwischen den Betriebsarten Abschwächen und Verstärken umzuschalten.

6. VGA-Stufe nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Widerstandsstrings (R01, R02; R01', R02') identisch aufgebaut sind.

7. VGA-Stufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung (2) auch zum Schalten der Shuntwiderstände (R02, R02') und zum Umschalten zwischen der Betriebsart Abschwächen und der Betriebsart Verstärken dient.

8. VGA-Stufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Widerstandsstrings (R01, R01'; R02, R02') Streifen widerstände (10) mit Abgriffen (13) sind.

9. VGA-Stufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung (20) zur Offsetkompensation des Ausgangssignals der VGA-Stufe (1) vorgesehen ist.

10. VGA-Stufe nach Anspuch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zur Offsetkompensation (20) zusätzlich zum Ausgleichen des Offsets einer oder mehrerer der VGA-Stufe (1) folgenden Filterstufen (7) verwendet wird.

11. VGA-Stufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß am Knoten zwischen den ersten Widerstandsstrings (R01, R01') ein Buffer vorgesehen ist, der eine konstante Mittenspannung zur Verfügung stellt.

12. VGA-Stufe nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Buffer ein Spannungsfolger (OPV3) ist.

13. VGA-Stufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der im Shunt-Feedback geschaltete Operationsverstärker (OPV1, OPV2) eine Stabilisierungskapazität aufweist, die in Abhängigkeit von der Verstärkung variierbar ist.

14. VGA-Stufe nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Stabilisierungskapazität mit zunehmender Verstärkung verkleinert wird.

15. VGA-Stufe nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuereinrichtung zum Steuern der Stabilisierungskapazität vorgesehen ist.

16. VGA-Stufe nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Abgriffe (12) des Widerstandsstrings (10) hochimpedant abgeschlossen sind.

17. Empfänger für die digitale Signalübertragung mit einer VGA-Stufe nach einem der vorstehenden Ansprüche.