JPS5854524B2 - デンリヨクゾウフクカイロ - Google Patents
デンリヨクゾウフクカイロInfo
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- JPS5854524B2 JPS5854524B2 JP49131686A JP13168674A JPS5854524B2 JP S5854524 B2 JPS5854524 B2 JP S5854524B2 JP 49131686 A JP49131686 A JP 49131686A JP 13168674 A JP13168674 A JP 13168674A JP S5854524 B2 JPS5854524 B2 JP S5854524B2
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 19
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- 102100039435 C-X-C motif chemokine 17 Human genes 0.000 claims 2
- 101000889048 Homo sapiens C-X-C motif chemokine 17 Proteins 0.000 claims 2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/306—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in junction-FET amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
- H03F3/3044—Junction FET SEPP output stages
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電界効果トランジスタ(FET)を用いた電力
増巾回路に関する。
増巾回路に関する。
従来より周知のFETは、ドレイン電流IDが半導体基
板に平行に即ち横方向に流れ、このチャンネル部を流れ
る電流を、ゲートに逆バイアスされた電圧VGS を加
えることにより制御するものである。
板に平行に即ち横方向に流れ、このチャンネル部を流れ
る電流を、ゲートに逆バイアスされた電圧VGS を加
えることにより制御するものである。
そして、ドレイン電圧がある値に達すると、電流は飽和
しくVDSID特性)がいわゆる5極管特性となる。
しくVDSID特性)がいわゆる5極管特性となる。
伝送特性(VGS−ID特性)は2乗特性である。
斯るFETは電力増巾用としては不向である。
これに対し、バイポーラトランジスタと同様に、基板に
対して垂直に即ち縦方向に電流を流す構造の縦形FET
が提案されている。
対して垂直に即ち縦方向に電流を流す構造の縦形FET
が提案されている。
縦形FETは単位面積当りの電流利用率を高くでき、ま
た出力抵抗のきわめて小さい3極管特性を得ることがで
きる。
た出力抵抗のきわめて小さい3極管特性を得ることがで
きる。
従ってオーディオ用の電力増巾回路に適用した場合、音
質が3極管を使用したもののそれと同様なものとなる。
質が3極管を使用したもののそれと同様なものとなる。
然も、真空管と比べると出力抵抗がきわめて小さく、エ
ミ減の問題がなく、またコンプリメンタリ特性の素子が
得られる。
ミ減の問題がなく、またコンプリメンタリ特性の素子が
得られる。
よって、オーディオ用の電力増巾回路の最終段に用いれ
ば、純コンプリメンタリOTL回路を容易に実現できる
利点がある。
ば、純コンプリメンタリOTL回路を容易に実現できる
利点がある。
また、バイポーラトランジスタと比べると、安全動作領
域が広く大出力を得やすい利点がある。
域が広く大出力を得やすい利点がある。
縦形F’ETとしてはい(つかのものが提案されている
が、第1図にそのnチャンネル形の一例の構造を示す。
が、第1図にそのnチャンネル形の一例の構造を示す。
第1図において、1はドレイン領域(n一層)を示し、
この領域1内にゲート領域2(p+層)が埋め込まれて
いる。
この領域1内にゲート領域2(p+層)が埋め込まれて
いる。
ゲート領域2はメツシュ状につながっている。
また、3はソース領域(n+層)を示し、選択酸化法の
応用により形成されている。
応用により形成されている。
ソース領域3とゲート領域2とは絶縁層4(Si02層
)により絶縁される。
)により絶縁される。
ソース領域3は十数C個の分離された長方形からなり、
それらがすべてソース電極5Sにより接続されている。
それらがすべてソース電極5Sにより接続されている。
また、5gはゲート電極、5dはドレイン電極である。
このように、ドレイン領域1とソース領域3は縦方向に
向かい合って位置し、その間にゲート領域2がメツシュ
状に位置されているから、ゲート領域2間の距離りと、
ゲート領域2の厚み(チャンネル長)Lとの比L/hが
小さいため、出力抵抗が小さく特性飽和がない。
向かい合って位置し、その間にゲート領域2がメツシュ
状に位置されているから、ゲート領域2間の距離りと、
ゲート領域2の厚み(チャンネル長)Lとの比L/hが
小さいため、出力抵抗が小さく特性飽和がない。
従って斯る縦形FETの(VDS−ID)特性は、第2
図に示すように、ドレイン電圧VDSの増加に対してド
レイン電流の飽和しない3極管特性を呈することになる
。
図に示すように、ドレイン電圧VDSの増加に対してド
レイン電流の飽和しない3極管特性を呈することになる
。
一例として(VDs−20V、ID=IA)における特
性として、(電圧増巾率μ=4、出力抵抗rD=160
、相互コンダクタンスgm=250mQ)の素子が得ら
れている。
性として、(電圧増巾率μ=4、出力抵抗rD=160
、相互コンダクタンスgm=250mQ)の素子が得ら
れている。
また、伝送特性(VGS−ID特性)は適当な負荷抵抗
を選ぶと、gmは略々一定になり、リニア特性が得られ
る。
を選ぶと、gmは略々一定になり、リニア特性が得られ
る。
従来のFETが2乗特性を示すのに対し、歪の少ない増
巾が可能である。
巾が可能である。
また、縦形FETは、電流集中が起きない、2次降服に
よる破壊がない、温度特性が負の係数を持ち、熱暴走が
少ない、スイッチング時の過渡応答速度が速い等の理由
により、バイポーラトランジスタに比べて大巾な強度改
善がなされており、電力増巾用半導体素子として好適で
ある。
よる破壊がない、温度特性が負の係数を持ち、熱暴走が
少ない、スイッチング時の過渡応答速度が速い等の理由
により、バイポーラトランジスタに比べて大巾な強度改
善がなされており、電力増巾用半導体素子として好適で
ある。
更に、Pチャンネル形FETも従来のFETより容易に
製造でき、コンプリメンタリ接続しやすい利点もある。
製造でき、コンプリメンタリ接続しやすい利点もある。
本発明は、例えば縦形FETにより電力増巾回路を構成
するようになし、特に電源電圧の変動、素子のピンチオ
フ電圧のバラツキに対してバイアスが安定なものとした
ものである。
するようになし、特に電源電圧の変動、素子のピンチオ
フ電圧のバラツキに対してバイアスが安定なものとした
ものである。
以下、本発明の一実施例について図面を参照して説明し
よう。
よう。
第3図において、6及び7は初段の差動増巾器を構成す
るpnp形トランジスタを示し、トランジスタ60ベー
スが入力端子8に接続され、トランジスタ7のベースが
抵抗器及びコンデンサを介して接地されると共に、抵抗
器を介して出力端子9に接続されて負帰還がかげられて
いる。
るpnp形トランジスタを示し、トランジスタ60ベー
スが入力端子8に接続され、トランジスタ7のベースが
抵抗器及びコンデンサを介して接地されると共に、抵抗
器を介して出力端子9に接続されて負帰還がかげられて
いる。
また、トランジスタ6及び7の工□ツタ共通接続点と電
源端子+VCCI との間に定電流源が挿入される。
源端子+VCCI との間に定電流源が挿入される。
即ち、そのベースに電源電圧がダイオードを介して抵抗
器10及び11で分圧されて与えられるpnp形トラン
ジスタ12が設けられ、トランジスタ12のエミッタが
抵抗器13を介して電源端子+VCCI に接続され、
そのコレクタがトランジスタ6及び7のエミッタ共通接
続点に接続される。
器10及び11で分圧されて与えられるpnp形トラン
ジスタ12が設けられ、トランジスタ12のエミッタが
抵抗器13を介して電源端子+VCCI に接続され、
そのコレクタがトランジスタ6及び7のエミッタ共通接
続点に接続される。
また、14及び15は負荷抵抗器で、これより取り出さ
れた信号は、npnpnpトランジスタ及び17よりな
る次段の差動増巾器に供給される。
れた信号は、npnpnpトランジスタ及び17よりな
る次段の差動増巾器に供給される。
トランジスタ16及び17のエミッタ共通接続点と電源
端子−VCC2間に抵抗器18が挿入される。
端子−VCC2間に抵抗器18が挿入される。
そして、トランジスタ17のコレクタがpnp形トラン
ジスタ190ベースに接続され、トランジスタ16のコ
レクタが抵抗器20を介してトランジスタ19のコレク
タに接続され、トランジスタ19のエミッタが抵抗器2
1を介して電源端子+VCC2に接続され、トランジス
タ190ベースと電源端子+vcc 2との間に、ダイ
オード及び抵抗器22の直列回路が挿入される。
ジスタ190ベースに接続され、トランジスタ16のコ
レクタが抵抗器20を介してトランジスタ19のコレク
タに接続され、トランジスタ19のエミッタが抵抗器2
1を介して電源端子+VCC2に接続され、トランジス
タ190ベースと電源端子+vcc 2との間に、ダイ
オード及び抵抗器22の直列回路が挿入される。
このトランジスタ19は、トランジスタ16及び17か
らなる差動増巾器のダブルエンドの出力をシングルエン
ドに変換するものである。
らなる差動増巾器のダブルエンドの出力をシングルエン
ドに変換するものである。
そして、トランジスタ16のコレクタにnpn形トラン
ジスタ23及び抵抗器24よりなるエミッタホロワ形の
負荷が接続され、トランジスタ19のコレクタにnpn
形トランジスタ25及び抵抗器26よりなるエミッタホ
ロワ形の負荷が接続される。
ジスタ23及び抵抗器24よりなるエミッタホロワ形の
負荷が接続され、トランジスタ19のコレクタにnpn
形トランジスタ25及び抵抗器26よりなるエミッタホ
ロワ形の負荷が接続される。
このように、エミッタホロワ形の負荷(或いはFET)
が負荷であると、入力インピーダンスが高(なり、トラ
ンジスタ16及び17よりなる差動増巾器の利得非常に
大とできる。
が負荷であると、入力インピーダンスが高(なり、トラ
ンジスタ16及び17よりなる差動増巾器の利得非常に
大とできる。
これら、エミッタホロワ形のトランジスタ23及び25
を通じて、最終段のコンプリメンタリ特性の縦形nチャ
ンネルFET27及び縦形pチャンネルFET28がド
ライブされる。
を通じて、最終段のコンプリメンタリ特性の縦形nチャ
ンネルFET27及び縦形pチャンネルFET28がド
ライブされる。
即ち、FET27及び28のソースが互いに接続されて
出力端子9として導出され、FET27のドレインが電
源端子+VCCIに接続され、FET28のドレインが
電源端子−VCCIに接続され、FET27のゲートは
そのソースに対して負のバイアスが与えられるようにト
ランジスタ23のエミッタに接続され、FET28のゲ
ートはそのソースに対して正のバイアスが与えられるよ
うにトランジスタ25のエミッタに接続される。
出力端子9として導出され、FET27のドレインが電
源端子+VCCIに接続され、FET28のドレインが
電源端子−VCCIに接続され、FET27のゲートは
そのソースに対して負のバイアスが与えられるようにト
ランジスタ23のエミッタに接続され、FET28のゲ
ートはそのソースに対して正のバイアスが与えられるよ
うにトランジスタ25のエミッタに接続される。
なお、トランジスタ23及び25の夫々のペースを端子
A及びBとしたときに、この端子以降の最終段の構成は
第4図に示すようなものとしても良い。
A及びBとしたときに、この端子以降の最終段の構成は
第4図に示すようなものとしても良い。
つまり、トランジスタ23のエミッタを抵抗器24を介
して電源端子+VCCIより大なる電源電圧の供給され
る電源端子+VCC2に接続し、トランジスタ25のエ
ミッタを同様に抵抗器26を介して電源端子−vcc2
に接続するのである。
して電源端子+VCCIより大なる電源電圧の供給され
る電源端子+VCC2に接続し、トランジスタ25のエ
ミッタを同様に抵抗器26を介して電源端子−vcc2
に接続するのである。
斯くすれば、FET27及び28をより大振巾でドライ
ブすることができる。
ブすることができる。
勿論、端子A及びBを直接FET27及び28のゲート
に接続する基本的なコンプリメンタリ接続としても良い
。
に接続する基本的なコンプリメンタリ接続としても良い
。
上述の構成において、抵抗器20における電圧降下がF
ET27及び28のバイアスとなり、また、トランジス
タ16及び17からなる差動増巾器の前段よりの同相信
号に対しては、その利得が、抵抗器18及び20の値を
夫々R18及びR20とすれば、(R20/R18)と
して定まり、同相信号によリバイアス値が変化してしま
う。
ET27及び28のバイアスとなり、また、トランジス
タ16及び17からなる差動増巾器の前段よりの同相信
号に対しては、その利得が、抵抗器18及び20の値を
夫々R18及びR20とすれば、(R20/R18)と
して定まり、同相信号によリバイアス値が変化してしま
う。
そこで、一般に抵抗器14及び15の夫々の値R14及
びR15は等しくされている。
びR15は等しくされている。
従って、電源電圧が変動したとすると、その変動分の抵
抗器200両端への伝送利得Gは、抵抗器10,11.
13の値を夫々RIOR11’R13とすれば次式で示
すものとなる。
抗器200両端への伝送利得Gは、抵抗器10,11.
13の値を夫々RIOR11’R13とすれば次式で示
すものとなる。
RIOR14R20
GニーX−X−・・・・・・・・・・・・・・・・・・
(1)R10+R1】R13R18 ここで、電源電圧の変動に基づ<FET27及び28の
バイアス電流を安定化するには、FET27及び28の
夫々のドレインに電源電圧が与えられており、またこれ
らが抵抗器200両端電圧をゲートバイアスとしている
から、夫々のFETの電圧増巾率をμとすれば、 G−一・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (2)μ となるように、各抵抗器の値を選べば良い。
(1)R10+R1】R13R18 ここで、電源電圧の変動に基づ<FET27及び28の
バイアス電流を安定化するには、FET27及び28の
夫々のドレインに電源電圧が与えられており、またこれ
らが抵抗器200両端電圧をゲートバイアスとしている
から、夫々のFETの電圧増巾率をμとすれば、 G−一・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (2)μ となるように、各抵抗器の値を選べば良い。
また、FET27及び28のピンチオフ電圧が共にVp
で等しく、トランジスタ23及び25のベース・エミッ
タ間電圧降下を無視すれば、8級プッシュプルであるか
ら、抵抗器200両端電圧降下は、約2Vpとなされる
。
で等しく、トランジスタ23及び25のベース・エミッ
タ間電圧降下を無視すれば、8級プッシュプルであるか
ら、抵抗器200両端電圧降下は、約2Vpとなされる
。
このとき、トランジスター9を流れる直流電流を■とす
れば、R2o=2vp/■・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (3)の
関係が成立する。
れば、R2o=2vp/■・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (3)の
関係が成立する。
(1)式(2)式(3)式より、2R・OR・・ 1
2Vp +++ (4゜G−m= μ R10+R11R13R18I となる。
2Vp +++ (4゜G−m= μ R10+R11R13R18I となる。
ところで、ピンチオフ電圧Vpが異なるFETの場合で
も3極管特性FETの場合Vp・μ=k (一定値)
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (5)
の条件が成立する。
も3極管特性FETの場合Vp・μ=k (一定値)
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ (5)
の条件が成立する。
この(5)式より、22Vp(6)
μ k
が得られる。
故に(4)式及び(6)式より2Vp RIOR]4
1 2VI) ++、(7)k R10+R11
R13R18I となる。
1 2VI) ++、(7)k R10+R11
R13R18I となる。
(7)式よりに:I−R,3°R1s (R1o+ R
n ’) 、、、、、、、、、、、、、、、 (8)1
0R14 となる。
n ’) 、、、、、、、、、、、、、、、 (8)1
0R14 となる。
この(8)式を満足するように抵抗器13゜14或いは
18の何れかを変化させて調整すれば、FET27及び
28のゲートバイアスを、電源電圧の変動及びFETの
特性のバラツキに対して安走化することができる。
18の何れかを変化させて調整すれば、FET27及び
28のゲートバイアスを、電源電圧の変動及びFETの
特性のバラツキに対して安走化することができる。
上述せる所より明かなように本発明に依れば、電源電圧
が変動した場合でも、FET27及び28のゲートバイ
アスを安定なものとできる。
が変動した場合でも、FET27及び28のゲートバイ
アスを安定なものとできる。
また、FETのピンチオフ電圧Vpがバラついた場合で
も、抵抗器を調整すれば、バイアスを安定化することが
できる。
も、抵抗器を調整すれば、バイアスを安定化することが
できる。
なお、FETの電圧増巾率μは、直流的なものと、動作
点におけるものとが異なるが、このために生じるずれは
、抵抗器10の値を変えると共に、これと直列にツェナ
ーダイオードを設けて補正することができる。
点におけるものとが異なるが、このために生じるずれは
、抵抗器10の値を変えると共に、これと直列にツェナ
ーダイオードを設けて補正することができる。
第1図は本発明に適用しうる縦形FETの構成図、第2
図はその特性を示す図、第3図は本発明の一実施例の接
続図、第4図はその一部の他の例の接続図である。 8は入力端子、9は出力端子、27.28はFETであ
る。
図はその特性を示す図、第3図は本発明の一実施例の接
続図、第4図はその一部の他の例の接続図である。 8は入力端子、9は出力端子、27.28はFETであ
る。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 第1の正極性電源(+VCC1) と第1の負極性
電源(−Vccl)間にコンプリメンタリ・プッシュプ
ル接続された3極管特性を有する一対のNチャンネル及
びPチャンネルFET27.28と、いずれか一方のベ
ースに入力信号が供給される第1及び第2の差動増巾用
トランジスタ6.7と、この差動増巾用トランジスタ6
.7のエミッタ共通接続点にそのコレクタが接続される
と共にそのベースが第1の抵抗器11を介して基準電位
に接続されると共に第2の抵抗器10及び順方向ダイオ
ードを介して上記第1の正極性電源(+Vcc1)に接
続され、そのエミッタが第3の抵抗器13を介して上記
第1の正極性電源(+Vccl)に接続された定電流源
用トランジスタ12と、上記第1及び第2の差動増巾用
トランジスタ6.7の夫々のコレクタと第2の負極性電
源(−VCC2)との間に夫々接続された第4及び第5
の抵抗器14.15と、この第4及び第5の抵抗器14
.15に得られる電圧が夫々そのベースに供給される第
3及び第4の差動増巾用トランジスタ16.17と、こ
の第3及び第4の差動増巾用トランジスタ16゜170
工ミツタ共通接続点と上記第2の負極性電源(−VCC
2)との間に接続された第6の抵抗器18と、上記第3
の差動増巾用トランジスタ16のコレクタと第2の正極
性電源(+VCC2)との間に接続された第7の抵抗器
20及び負荷19とを有し、上記第7の抵抗器200両
端に生じる直流バイアス電圧が上記一対のNチャンネル
及びPチャンネルFET27.28のゲートに夫々供給
されると共に、上記定電流源用トランジスター2、第1
の差動増巾用トランジスタ6、第3の差動増巾用トラン
ジスタ16及び上記第7の抵抗器20を介して上記第1
の正極性電源(+VCC1)の電圧変化が上記Nチャン
ネル及びPチャンネルFETのゲートに夫々供給され、
かつ、次式が成立するようにしたことを特徴とする電力
増巾回路。 ■・R3・R6(R2+R1) − R2°R4 但し、k=V、・μ (一定値) V °上記FETのピンチオフ電圧 μ °上記FETの電圧増巾率 ■ °上記第7の抵抗器を通じる直流電流R1上記第1
の抵抗器の抵抗値 R2上記第2の抵抗器の抵抗値 R3上記第3の抵抗器の抵抗値 R4上記第4の抵抗器の抵抗値 R6上記第6の抵抗器の抵抗値
Priority Applications (9)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US00165796A US3742377A (en) | 1971-07-08 | 1971-07-08 | Differential amplifier with means for balancing out offset terms |
DE2229399A DE2229399C3 (de) | 1971-07-08 | 1972-06-16 | I ntegrlerte Differentialverstärkerschaltung mit Doppelemitter-Transistoren |
FR7222721A FR2145164A5 (ja) | 1971-07-08 | 1972-06-23 | |
GB3139772A GB1350352A (en) | 1971-07-08 | 1972-07-05 | Differential amplifiers |
JP49131686A JPS5854524B2 (ja) | 1974-11-15 | 1974-11-15 | デンリヨクゾウフクカイロ |
GB46092/75A GB1500407A (en) | 1974-11-15 | 1975-11-06 | Transistor amplifiers |
AU86380/75A AU493096B2 (en) | 1974-11-15 | 1975-11-07 | Transistor amplifier |
US05/630,330 US4021746A (en) | 1974-11-15 | 1975-11-10 | Transistor amplifier having field effect transistors with stabilized drain bias current |
CA239,543A CA1042995A (en) | 1974-11-15 | 1975-11-13 | Transistor amplifier having field effect transistors with stabilized drain bias current |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP49131686A JPS5854524B2 (ja) | 1974-11-15 | 1974-11-15 | デンリヨクゾウフクカイロ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5157273A JPS5157273A (ja) | 1976-05-19 |
JPS5854524B2 true JPS5854524B2 (ja) | 1983-12-05 |
Family
ID=15063834
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP49131686A Expired JPS5854524B2 (ja) | 1971-07-08 | 1974-11-15 | デンリヨクゾウフクカイロ |
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IT1185935B (it) * | 1985-09-18 | 1987-11-18 | Sgs Microelettronica Spa | Stradio di uscita cmos a grande escursione di tensione e con stabilizzazione della corrente di rifoso |
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Also Published As
Publication number | Publication date |
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CA1042995A (en) | 1978-11-21 |
GB1500407A (en) | 1978-02-08 |
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