Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft Gegentaktverstärker, d.h.
Voll-Differenzverstärker, und die Methoden zum Steuern der Gleichtaktspannung.
2. Diskussion des Standes der Technik
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Ein Voll-Differenzverstärker oder Gegentaktverstärker wird dargestellt
durch einen vier Anschlüsse aufweisenden Verstärkerblock mit zwei
Eingangsanschlüssen (dem invertierenden und dem nicht-invertierenden
Eingang) und zwei Ausgangsanschlüssen (dem positiven und dem
negativen Ausgang).
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Eine Besonderheit dieser Verstärker ist die, das die brauchbare
Ausgangsspannung nicht die Spannung eines einzelnen Ausgangsanschlusses
in bezug auf einen Knoten gemeinsamen Potentials der Schaltung ist,
sondern die Potentialdifferenz zwischen den zwei Ausgangsanschlüssen.
Wenngleich der Wert der Spannung zwischen jedem Ausgangsanschluß
und der Schaltungsmasse nicht von Bedeutung bezüglich des brauchbaren
Ausgangssignals des Verstärkers ist, so ist eine solche Spannung
gleichwohl gewissen, häufig stringenten, Beschränkungen unterworfen, um
einen korrekten Betrieb der gesamten Schaltung sicherzustellen.
Tatsächlich kann ein von dem Sollwert der Spannung gegenüber Masse der
beiden Ausgangsanschlüsse des Verstärkers ungewöhnlich stark
abweichender Wert die korrekte Vorspannung der Eingangsbauteile einer
nachfolgenden Stufe ebenso wie die korrekte Vorspannung der
Ausgangstransistoren der Verstärker selbst beeinträchtigen. Die
Besonderheiten des Problems lassen sich besser durch Bezugnahme auf Fig. 1
verstehen. in der ein grundlegender Typ eines Gegentaktverstärkers mit
CMOS-Bauelementen dargestellt ist. Der Verstärker wird gebildet durch
ein paar Eingangstransistoren N1 und N2 und durch drei Stromquellen,
die durch Transistoren P1, P2 und den Transistor N3 gebildet werden.
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Die Gates der Eingangstransistoren bilden die zwei Eingangsanschlüsse
IN+ und IN- des Differenzverstärkers, und die Drains derselben
Transistoren bilden die jeweiligen Knoten oder Ausgangsanschlüsse OUT-
und OUT+. Ein Netzwerk zum Steuern der Vorströme des Differenz-
Eingangspaars der Transistoren N1 und N2 wird gebildet durch zwei
jeweils als Diode geschaltete Transistoren P3 und N3 und durch den
Steuerwiderstand Rp. Der Betrieb der Schaltung ergibt sich dem
Fachmann unmittelbar und bedarf kaum weiterer Erläuterungen. In einem
solchen Verstärker beträgt die Eingangsspannung:
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Vi = Vin+ - Vin-
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während die Ausgangsspannung lautet:
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Vout = Vout+ - Vout-
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und ist definiert als die "Eingangs-Gleichtaktspannung":
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Vcmi = 1/2 (Vin+ + Vin-)
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beziehungsweise definiert als die "Ausgangs-Gleichtaktspannung":
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Vcmo 1/2 (Vout+ + Vout-).
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Damit der Verstärker nach Fig. 1 arbeitet und in der Lage ist, eine
ähnliche, nachfolgende Verstärkerstufe zu treibenm muß Vcmo innerhalb
eines Spannungsbereichs liegen, dessen Grenzen von dem gewünschten
Ausgangssignalhub und weiteren Parametern abhängen, die häufig in
enger Verbindung mit der Fertigungstechnologie der
Halbleiterbauelemente (z.B. den Schwellenspannungen der Transistoren) ebenso wie mit
der Versorgungsspannung (Vs) der Schaltung stehen.
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Ein korrekter Betrieb des Verstärkers ist gewährleistet, wenn sämtliche
Transistoren im sogenannten "Sättigungsbereich" arbeiten. In diesem
Fall läßt sich die Verstärkerschaltung nach Fig. 1 hinsichtlich der
Ausgangs-Gleichtaktspannung so darstellen, wie es in dem
Schaltungsdiagramm nach Fig. 2 ersichtlich ist, bei dem die als Stromquellen
verwendeten Transistoren mit Hilfe des relativen Stromquellensymbols
dargestellt sind und das Vorhandensein eines Widerstands R die Nicht-
Idealität der Stromquellen (endliche Impedanz) und folglich den Kanal-
Modulationseffekt der den Differenzverstärker bildenden Transistoren
kennzeichnen.
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Offensichtlich gilt
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Vcmo = R (I1 + I2 - I3).
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Es könnte einfach erscheinen, einen geeigneten Wert der Ausgangs-
Gleichtaktspannung des Verstärkers (Vcmo) dadurch festzulegen, daß
man den Wert des Widerstands R und die Werte der Ströme I1, I2, I3
steuert.
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In der Praxis ist es nicht möglich, weil R kaum in zufriedenstellend
genauer Weise einstellbar ist und in jedem Fall der Wert eines
derartigen Widerstands R ziemlich hoch sein muß, um eine ausreichend hohe
Differenzverstärkung zu erhalten. Die Ströme I1 und I2 (die zwei
jeweiligen Stromquellen) müssen so gleich wie möglich sein, um die
"Offset"-Spannung des Verstärkers zu verringern. In der Praxis könnte der
Parameter, der möglicherweise einfacher zu handhaben erscheint, der
Wert des Stroms I3 sein, der aber ebenfalls kaum mit ausreichender
Präzision steuerbar ist, um einen gewünschten Wert für die Ausgangs-
Gleichtaktspannung Vcmo zu gewährleisten.
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Es ist daher üblich, den Wert von Vcmo durch zusätzliche
Schaltungsmittel einzustellen, die im wesentlichen aus Rückkopplungsschleifen
bestehen, üblicherweise als "Gleichtaktrückkopplungen" bezeichnet.
Diese Regelschleife für die Ausgangs-Gleichtaktspannung des
Verstärkers läßt sich innerhalb des integrierten Verstärkers selbst oder durch
externe Mittel realisieren, in jedem Fall jedoch existiert das Problem,
das Gleichtaktsignal von dem Differenzsignal zu unterscheiden. Dies
bedingt insbesondere dann. wenn der dynamische Bereich des
Ausgangssignals in der gleichen Größenordnung wie Vcmo liegt, möglicherweise
weitere Probleme, beispielsweise einen Transfer des Differenzsignals auf
das Gleichtaktsignai, wie weiter unten beschrieben ist.
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Eine klassische Lösung des Problems ist in Fig. 3 dargestellt. Der
Gegentaktverstärker, dessen Ausgangs-Gleichtaktspannung gesteuert werden
soll, ist durch das Symbol A angegeben. Die
Ausgangs-Gleichtaktspannungs-Regelschleife wird gebildet durch einen unsymmetrischen
Operationsverstärker, angedeutet durch das Symbol Op. der zu einem
Summiernetzwerk
verschaltet ist, welches die Widerstände R1, R2 und R3
aufweist und in der Lage ist, eine Ausgangsspannung (üblicherweise als
Fehlersignal bezeichnet) zu erzeugen, die proportional ist zu
Vout+ + Vout- - Vcm*
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wobei Vcm* der gewünschte Sollwert der Ausgangs-Gleichtaktspannung
Vcmo des Verstärkers ist. Eine derartige Ausgangsspannung des OP-
Verstärkers wird in dem Fachmann geläufiger Weise verwendet, indem
sie an einen speziellen Vcmc-Anschluß des Gegentaktverstärkers
(Ausgangs-Gleichtaktsteueranschluß) angelegt wird, um die Stärke des Stroms
13 oder der Ströme 11 und 12 (Fig. 2) derart einzustellen, daß Vcmo des
Voll-Differenzverstärkers A innerhalb eines korrekten Bereichs bleibt,
der durch eine solche Bezugsspannung Vcm eingestellt wird. Diese Art
von Lösung ist kaum geeignet, weil sie Widerstände verwendet, d.h.
Bauelemente, die, wenn sie in CMOS-Technologie ausgeführt werden,
im allgemeinen einen hohen Platzbedarf aufweisen und Ursache sind für
Nichtlinearitäten, die eine "Kontamination" durch den Differenzanteil
des Gleichtakts verursachen, und außerdem ist eine derartige Lösung nur
bei Verstärkern anwendbar, deren Ausgangsimpedanz niedrig genug ist,
um solche Widerstände zu treiben, was im Fall von Verstärkern, die für
den Betrieb in Schaltungen mit geschalteten Kondensatoren vorgesehen
sind, die häufig eine hohe Ausgangsimpedanz und eine begrenzte
Fähigkeit. Strom zu liefern, aufweisen, nicht immer der Fall ist. In jedem
Fall ist eine derartige Lösung häufig schwierig zu realisieren und führt
zu beträchtlichen Komplikationen. Ein Beispiel für ein
Gleichtakt-Steuersystem dieses Typs ist in Fig. 1 der US-A-3 491 307 beschrieben und
dargestellt.
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Eine zweite bekannte Lösung, die nicht den Einsatz von Widerständen
erforderlich macht, verwendet einen mit drei Eingängen versehenen
Operationsverstärker (OP), wie in Fig. 4 gezeigt ist. Zwei der drei
Eingänge des Rückkopplungsverstärkers OP summieren die Signale
Vout+ und Vout-, während der dritte Eingang differenzbildend
bezüglich der anderen Eingänge dadurch wirkt daß diese Eingänge mit einer
Bezugsspannung Vcm verglichen werden. Diese Lösung verwendet
zwar keine Widerstände, macht jedoch von einer Schaltung Gebrauch,
die wiederum das Problem der Kontamination zwischen Differenz- und
Gleichtakt hervorruft, obschon ein empfindliches Belasten der Stufe, an
die sie angeschlossen ist (d. h. des Gegentaktverstärkers A) vermieden
wird. Allerdings kann bereits der Entwurf eines solchen, drei Eingänge
aufweisenden Verstärkers OP spürbar Probleme mit sich bringen, weil
die Eingangsstufen-Transistoren eines derartigen Verstärkers mit drei
Eingängen die an die Eingangsanschlüsse angelegten Signale unter einer
Vorspannungsbedingung summieren, die eine exakte Auslöschung des
positiven Signals durch das negative Signal nicht ohne weiteres zuläßt.
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Eine dritte bekannte Lösung, die vom Konzept her der in Fig. 3
beschriebenen ersten Lösung ähnlich ist, ist in Fig. 5 dargestellt. Das
Summiernetzwerk aus Widerständen ist ersetzt durch ein
Analog-Summiernetzwerk aus geschaiteten Kondensatoren (SC) und außerdem ist es
durch Verwendung zweier identischer Netzwerke auf beiden "Kanälen"
des Gegentaktverstärkers A möglich, das Erfordernis eines
Hilfs-Operationsverstärkers zur Stabilisierung vollständig zu vermeiden indem
eine weitere Zunahme der kapazitiven Last des Gegentaktverstärkers A
akzeptiert wird. In zahlreichen Schaltungssituationen kann eine solche
Lösung zu einer Gleichtakt-"Offset"-Spannung führen, die im Vergleich
zu dem gewünschten Wert Vcm* ziemlich hoch ist.
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Andererseits werden sehr häufig solche
Gegentakt-Voll-Differenz-Verstärker in Kaskade eingesetzt, wobei die Kette von Gegentaktverstärkern
mindestens zwei, häufiger jedoch eine ziemlich große Anzahl von in
Kaskade geschalteten Verstärkern enthält, beispielsweise im Fall von
Integratorketten mit geschalteten Kondensatoren. In diesem Fall
vervielfacht sich das Problem der Steuerung der
Ausgangs-Gleichtaktspannung.
Ziele und Offenbarung der Erfindung
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Ein Hauptziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines
Ausgangs-Gleichtaktspannungs-Steuersystems für
Voll-Differenz-(Gegentakt-) Verstärker, die in Kaskade geschaltet sind, wobei die Realisierung
im Vergleich zu bekannten Systemen weniger problematisch und
einfacher ist.
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Die hier vorgeschlagene Lösung sieht die Ausnutzung der Kennlinien des
Eingangs-Differenzpaares von Transistoren eines Differenzverstärkers
der Kette vor um die Ausgangs-Gleichtaktspannung Vcmo des
Differenzverstärkers zu messen, die dem Verstärker der Kette "vorausgeht".
In der Praxis wird auf die Eingangsgates eines Operationsverstärkers
neben der Eingangs-Signalspannung auch die
Ausgangs-Gleichtaktspannung Vcmo des Verstärkers gelegt der dem Verstärker in der Kette
kaskadierter Verstärker vorausgeht, und ungeachtet des Umstands, daß
die Ausgangsanschlüsse eines Voll-Differenzverstärkers guter Qualität
davon nicht beeinflußt sein sollten, in anderen Worten, ungeachtet des
Umstands, daß das CMRR (Gleichtakt-Unterdrückungsverhältnis) so
hoch wie möglich sein sollte, wird diese Ausgangs-Gleichtaktspannung
der vorausgehenden Verstärkerstufe mit Sicherheit zumindest das
Potential der zwei Quellen des Eingangs-Differenzpaares der Transistoren
beeinflussen, welche zusammengeschaltet sind. An diesem
Schaltungsknoten läßt sich eine solche Spannung Vcmo der vourausgehenden Stufe
leicht erfassen und für einen Spezialanschluß verfügbar machen. Aus
diesem Grund erfolgt das Messen des Werts der
Ausgangs-Gleichtaktspannung eines Gegentaktverstärkers durch Verwendung von
Komponenten, die bereits in der Schaltung für andere Zwecke vorhanden sind.
ohne in nennenswerter Weise mit deren ursprünglicher Funktion in
Kollision zu geraten (d.h., durch Verwenden des
Eingangs-Differenzpaares von Transistoren des Verstärkers, der in Kaskade an den Verstärker
angeschlossen ist, dessen Ausgangs-Gleichtaktspannung zu steuern ist).
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Dies liefert unmittelbar den ersten und grundlegenden Vorteil im
Vergleich zu den bekannten Systemen, belegt durch den Umstand, daß das
Lesen des Ausgangs-Gleichtakts erfolgt ohne in irgendeiner Weise den
Ausgang des zu stabilisierenden Verstärkers zu belasten.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Fig. 1, 2, 3, 4 und 5 sind Schaltungsdiagramme zum Veranschaulichen
des angegangenen technischen Problems sowie verschledener bekannter
Lösungen des Problems entsprechend dem Stand der Technik gemäß
obiger Beschreibung;
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Fig. 6 ist ein grundlegendes Schaltungsdiagramm welches das
Ausgangs-Gleichtakt-Steuersystem gemäß vorliegender Erfindung in
Anwendung bei einer Kette von in Kaskade geschalteten
Voll-Differenzverstärkern veranschaulicht.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
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In Fig. 6 ist eine CMOS-Ausführungsform des erfindungsgemaßen
Systems dargestellt.
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In Fig. 6 sind zwei Gegentakt-(Voll-Difterenz-)CMOS-Verstärker A1
und A2 dargestellt, von denen der Verstärker A2 in Kaskade zu dem
Verstärker A1 geschaltet ist. Die zwei dargestellten Verstärker können
repräsentativ sein für eine Kette von Gegentaktverstärkern, welche durch
eine beliebige große Azahl von kaskadierten Verstärkern gebildet ist.
Jeder Verstärker besitzt einen
Ausgangs-Gleichtaktspannungssteueranschluß Vcmc entsprechend allgemein üblichen Methoden.
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Jeder Verstärker der Kette ist außerdem mit einem zusätzllchen
Anschluß RIL versehen, der im wesentlichen mit dem Schaltungsknoten der
zusammengeschalteten Sources des Eingangs-Differenzpaares von
Transistoren des Verstärkers angeschlossen ist.
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Wie bekannt, ist der Verstärkungsgrad eines Operationsverstärkers
extrem hoch, so daß das Signal, welches effektiv an den Eingängen eines
Operationsverstärkers anliegt, welcher Teil einer geschlossenen
Schleifenschaltung ist, relativ gesehen sehr klein und darüberhinaus
symmetrisch ist, d.h. Vin+ -Vin-. Daher hängt die Spannung an der Source
an den beiden Eingangsdifferenzpaar-Transistoren eines Verstärkers nicht
wesentlich ab von dem angelegten Signal sondern hängt in der Praxis
ausschließlich von dem Wert der Eingangs-Gleichtaktspannung (Vcmi)
ab und folgt ausschließlich der Änderung einer solchen Spannung,
abzüglich einer gewissen Schwellenspannung (Vt) der das
Eingangs-Differenzpaar des Verstärkers bildenden Transistoren. An dem gemeinsamen
Source-Knoten eines derartigen Paares von Eingangstransistoren steht
deshalb eine exakte Kopie der Ausgangs-Gleichtaktspannung (Vcmo) des
vorausgehenden Verstärkers der Kette zur Verfügung, abzüglich der
Schwellenspannung (Vt) der Transistoren.
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In anderen Worten, an dem RIL-Anschluß des Verstärkers A2 steht eine
Spannungskopie der Ausgangs-Gleichtaktspannung Vcmo des
vorausgehenden Verstärkers A1 zur Verfügung.
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Mit Hilfe einer Vergleicherschaltung CC, die im wesentlichen durch
einen Differenz-Eingangsverstärker gebildet wird, ist es möglich, das an
dem RIL-Anschluß des Verstärkers A2 verfügbare Spannungssignal
welches VcmoA1 - Vt entspricht, zu vergleichen mit einem
Referenzsignal, welches Vcm* - Vt entspricht, um dadurch an dem Ausgang
OUT1 oder an dem Ausgang OUT2 der Vergleicherschaltung CC ein
"Fehlersignal" der Ausgangs-Gleichtaktspannung des Verstärkers A1 zu
erhalten. Ein solches Signal wird dann an den Steueranschluß Vcmc der
Ausgangs-Gleichtaktspannung des Verstärkers A1 gelegt, um die
Ausgangs-Gleichtaktspannung bei einem gewünschten Wert zu stabilisieren,
der eingestellt wird durch die Referenzspannung Vcm*, die an eine
Pegelverschiebeschaltlung CLT gelegt wird, die zweckmäßigerweise
gleich für sämtliche Regelschleifen der Ausgangs-Gleichtaktspannung der
Verstärker der Kette ausgelegt ist.
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Wie in Fig. 6 gezeigt ist, kann die Vergleicherschaltung CC auch durch
ein Differenzpaar aus P-Kanal-Transistoren P4 und P5 gebildet werden,
deren Gates einen nicht-invertierenden bzw. einen invertierenden
Eingangsanschluß der Vergleicherschaltung bilden, durch die von den
beiden n-Kanal-Transistoren N5 und N6 gebildeten Relativ-Stromquellen
und durch die Stromquelle Icc. Das an dem RIL-Anschluß des
Verstärkers A2 verfügbare Spannungssignal wird an den invertierenden (-)
Eingangsanschluß der Vergleicherschaltung CC gelegt, während deren
nicht-invertierender (+) Eingangsanschluß eine Spannungskopie des
Referenzsignals Vcm* mit Hilfe der Pegelverschiebeschaltung CLT
erhält. Letztere wird gemäß Darstellung gebildet durch eine Stromquelle
Ic und durch einen MOS-Transistor M, der notwendigerweise die
gleiche Polarität hat wie die MOS-Transistoren, welche das Eingangs-
Differenzpaar des Verstärkers A2 bilden, an dem die
Ausgangs-Gleichtaktspannung des Verstärkers A2 gemessen wird.
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Die in Fig. 6 dargestellte Ausführungsform zeigt zwei verschiedene
Ausgänge, nämlich einen positiven und einen negativen Ausgang der
Vergleicherschaltung CCS Von Fall zu Fall wird nur einer dieser
Ausgänge (-) OUT1 und (+) OUT2 verwendet, im Fall, daß die
Verstärkung zwischen dem Gleichtaktsteueranschluß und dem
Ausgangsanschluß positiv oder negativ ist, um eine Gegenkopplung zu realisieren,
die in der Lage ist, das System zu stabilisieren. Beim dargestellten
Ausführungs beispiel wird angenommen, daß der Ausgangs-Gleichtakt-
Steueranschluß Vcmc des Verstärkers A1 ein invertierender Anschluß
bezüglich des Ausgangs-Gleichtakts ist, und folglich ist der negative
Ausgang OUT2 der Vergleicherschaltang CC als mit dem
Steueranschlull Vcmc des Verstärkers A1 verbunden dargestellt.
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Die Ausführungsform nach Fig. 6 ist äußerst einfach und besonders
effizient, wenn der Steuereingangsanschluß Vcmc mit dem Gate eines
MOS-Transistors verbunden ist, der als Stromquelle desselben Typs wie
der Ausgangs-MOS-Transistor der Vergleicherschaltung CC arbeitet,
weil in diesem Fall die Schaltung im wesentlichen als Stromspiegel
arbeitet. In diesem Fall ist es besonders einfach, die Stromquelle Icc und
den Gegenleitwert der Vergleicherschaltung CC in Abhängigkeit der
bekannten Parameter des Gegentaktverstärkers so zu bemessen, daß sie
stabilisiert sind, damit das gewünschte Maß an Steuerung der Ausgangs-
Gleichtaktspannung Vcmo erreicht wird.
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Selbstverständlich lassen sich sämtliche Verstärker der Kette mit der
Ausnahme des letzten Verstärkers auf diese Weise mit Hilfe des
erfindungsgemäßen Systems stabilisieren. Der letzte Verstärker der Kette läßt
sich ebenfalls stabilisieren mit dem gleichen erfindungsgemäßen System,
indem zweckmäßigerweise eine weitere geeignete Differenzstufe
bereitgestellt wird, die mit dem Ausgang des letzten Verstärkers in Kaskade
geschaltet wird, bei dem das Messen des Ausgangs-Gleichtakts des
letzten Gegentaktverstärkers der Kette erfolgt, um die stabilisierende
Rückkopplung zu realisieren. Ansonsten läßt sich ein solcher letzter
Verstärker der Kette auch mit Hilfe irgendeiner dem Stand der Technik
zugehöriger Methoden, die eingangs beschrieben wurden, stabilisieren.
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Im Vergleich zu den bekannten Systemen zum Messen und Steuern der
Ausgangs-Gleichtaktspannung von Gegentaktverstärkern liefert die von
den Anmeldern vorgeschlagene Lösung bedeutende Vorteile:
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- die Last auf die Ausgänge der zu stabilisierenden Verstärker wird
nicht erhöht;
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- der zum Vergleichen der gemessen Größe Vcmo benötigte
Operationsverstäker kann extrem einfach sein;
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- ein Abschnitt der Steuerschaltung, d.h. die
Pegelverschiebeschaltung CLT, kann zweckmäßigerweise für sämtliche zu stabilisierende
Gegentaktverstärker der Kette gemeinsam sein;
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- die Realisierung des Gleichtakt-Steuersystems nach der Erfindung
erfordert im allgemeinen keine zusätzlichen Bauteile für die
Frequenzkompensation der stabilisierten Verstärker.
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Obschon die Steuerschaltung gemäß der Erfindung sich besonders zur
Auslegung in CMOS-Technologie eignet, läßt sie sich auch in N-Kanal
oder in P-Kanal-Technologie wie auch in Bipolar-Technologie ausführen.
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Immer dann, wenn die Gegentaktverstärker, deren Vcmo gesteuert
werden soll, in Schaltungen arbeiten sollen, die Widerstandsnetzwerke oder
Widerstände simulierende Netzwerke wie z.B. geschaltete
Kondensatornetzwerke enthalten, welche zwischen die Ausgänge eines Verstärkers
und die Eingänge des gleichen Verstärkers zu schalten sind, hängt die
Spannung Vcmi eines Verstärkers nicht ausschließlich von der Spannung
Vcmo des vorausgehenden Verstärkers in der Kette ab, sondern bis zu
einem gewissen Maß auch von der Spannung Vcmo des Verstärkers
selbst. In diesem Fall kann die Verwendung des erfindungsgemäßen
Systems von Fall zu Fall in Abhängigkeit derartiger Besonderheiten der
Gesamtschaltung in Erwägung gezogen werden.