DE60126477T2

DE60126477T2 - Linearisierer

Info

Publication number: DE60126477T2
Application number: DE60126477T
Authority: DE
Inventors: Jaspal Bharj
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 2000-11-24
Filing date: 2001-11-23
Publication date: 2007-09-13
Anticipated expiration: 2021-11-24
Also published as: AU2002223881A1; GB0028713D0; WO2002043241A1; EP1254509B1; US20040012444A1; ES2280434T3; US7057464B2; ATE353490T1; DE60126477D1; EP1254509A1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Linearisierer und insbesondere, aber nicht ausschließlich, einen Linearisierer zur Verwendung mit einem Leistungsverstärker. Der Linearisierer kann in Elementen eines Kommunikationssystems verwendet werden.
STAND DER TECHNIK
Ein Gebiet, das von einem zellularen Telekommunikationsnetz erfasst wird, wird in mehrere Zellen unterteilt. Jede dieser Zellen hat eine Basisstation, die zum Senden von Signalen an und zum Empfangen von Signalen von Mobilstationen ausgelegt ist, welche sich in der Zelle befinden, die mit der jeweiligen Basisstation verbunden ist. Mobilstationen befinden sich in aktiver Kommunikation mit der Basisstation, die mit der Zelle verbunden ist, in der sich die Mobilstation befindet.
Es ist ein Modulationssystem zur Verwendung in einem zellularen Netz entwickelt worden, das die Norm für das Globale System für Mobilkommunikation (GSM) verwendet, welches die Rate erhöht, mit der Daten zwischen den Mobilstationen und den Basisstationen übertragen werden. Dieses Modulationsschema wird Erhöhte Datenrate für die GSM-Entwicklung oder EDGE-Modulation genannt. Die EDGE-Modulation ist ein bekanntes Modulationsschema, daher wird es hierin nicht im Detail beschrieben. Es ist ausreichend zu bemerken, dass die EDGE-Modulation digitale Daten unter Verwendung sowohl der Phasen- wie auch der Amplitudeninformationen moduliert. Zur Verringerung von Fehlern beim Empfänger ist das gesendete Signal dem modulierten Signal im Wesentlichen ähnlich. Daher sollten Phasen- und Amplitudenfehler, die zwischen dem EDGE-Modulator und der Sendeantenne eingeführt werden, minimal gehalten werden. Solche Phasen- und Amplitudenfehler können von Leistungsverstärkerschaltkreisen eingeführt werden.
2 zeigt einen herkömmlichen Leistungsverstärker 12. An Eingang 8 des Leistungsverstärkers 12 kann ein moduliertes Funksignal 10 anliegen. Das eingegebene Funksignal 10 kann ein moduliertes digitales Signal sein. Der Leistungsverstärker 12 erzeugt beim Betrieb jenseits der Sättigung Intermodulationsverzerrungsprodukte 17 an seinem Ausgang 18 sowie die gewünschten Trägersignale 14. Die Intermodulationsverzerrungsprodukte 17 werden auf jeder Seite der gewünschten Trägersignale 14 erzeugt. Intermodulationsverzerrungsprodukte 17 werden dadurch erzeugt, dass der Leistungsverstärker 12 nicht als linearer Verstärker wirkt, was eintritt, wenn der Leistungsverstärker jenseits der Sättigung betrieben wird.
Die Intermodulationsverzerrung erzeugt Frequenzen mit dem Mehrfachen der Trägerfrequenz der gewünschten Signale. Diese Frequenzen 17 besitzen im Allgemeinen eine Signalstärke, die um einen Betrag niedriger ist als die gewünschten Träger, der in 2 mit 16 gekennzeichnet ist. Diese Intermodulationsverzerrungsprodukte 17 vergrößern den belegten Spektralraum und sind daher unerwünscht.
Eine Möglichkeit, die Intermodulationsverzerrungsprodukte zu verringern, besteht darin, die Leistungsverstärker als lineare Verstärker zu betreiben. Die Leistungsverstärker werden dann so betrieben, dass es eine im Wesentlichen lineare Beziehung zwischen der Eingangssignalleistung und der Ausgangssignalleistung gibt.
3a zeigt eine grafische Darstellung der Ausgangssignalleistung als Funktion der Eingangssignalleistung für einen typischen Leistungsverstärker. Der lineare Bereich 20, in dem der Leistungsverstärker betrieben werden sollte, um die Intermodulationsverzerrung zu verringern, ist nicht so effizient, als wenn der Leistungsverstärker an einem Punkt 24 betrieben werden würde. Punkt 24 wird der P1-Punkt genannt, und der Verstärker arbeitet jenseits dieses Punktes nichtlinear. Der P1-Punkt ist ein Gütepunkt und ist als der Punkt definiert, an dem die Kompression 28 1 dB beträgt, und ist der Punkt, an dem der Leistungsverstärker am effizientesten ist. Mit anderen Worten, ist der P1-Punkt des Leistungsverstärkers der Punkt, an dem die tatsächliche Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers 1 dB kleiner als die erwartete Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers ist, wenn er linear betrieben werden würde, wie durch die gestrichelte Linie 26 angegeben. Der lineare Bereich 20 erstreckt sich bis zu einem Punkt 27, an dem der Leistungsverstärker beginnt, in der Sättigung zu arbeiten. Sättigung bedeutet, dass die Leistung des Ausgangssignals in Bezug auf die Leistung des Eingangssignals nicht mehr linear ist. Sobald der Leistungsverstärker im Sättigungsbereich betrieben wird, liefert eine starke Erhöhung in der Eingangssignalleistung eine kleine Erhöhung in der Aungangssignalleistung. Dies wird in 3a durch die mit 22 bezeichnete Linie gezeigt.
3b zeigt die relative Phase eines Ausgangssignals eines Leistungsverstärkers gegenüber der Eingangssignalleistung. Die Phase des Ausgangssignals relativ zum Eingangssignal ist bis zum Punkt 31 konstant. Die relative Phase des Ausgangssignals verringert sich nichtlinear für eine steigende Eingangssignalleistung über den Punkt 31 hinaus. Punkt 31 kann dem Punkt 27 von 3a entsprechen oder nicht.
Da die EDGE-Modulation eine genaue Übertragung sowohl der Amplituden- als auch der Phaseninformationen erfordert, ist es wichtig, dass die Leistungsverstärker im linearen Bereich 20 betrieben werden, was eine Verringerung in der Effizienz des Leistungsverstärkers bedeutet. Ein typischer Leistungsverstärker wird um ca. 6 dB "zurückgedreht". Das bedeutet, dass der Leistungsverstärker etwa 6 dB unterhalb des P1-Punktes 24 betrieben wird, um sicherzustellen, dass der Leistungsverstärker im linearen Bereich 20 arbeitet.
Es wird auf 3c verwiesen, die den Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers gegenüber der Eingangssignalleistung zeigt. Wie zu erkennen ist, wird der größte Wirkungsgrad erreicht, wenn der Leistungsverstärker nichtlinear, im Bereich 32, betrieben wird. Wenn der Leistungsverstärker im linearen Bereich betrieben wird, ist mehr Leistung erforderlich, um ein Signal um einen gegebenen Betrag zu verstärken. Der Leistungsverstärker verbraucht mehr Energie, und Größe und Kosten des Leistungsverstärkers erhöhen sich. Ferner erhöht sich die Wärmemenge, die vom Leistungsverstärker abgegeben wird, was zusätzliche Kühlelemente erfordern kann.
Um einen Betrieb eines Verstärkers mit verringerter Intermodulationsverzerrung am P1-Punkt zu ermöglichen, sind Linearisierer entwickelt worden und sind im Fachgebiet bekannt. Ein Linearisierer wird vor den Leistungsverstärker im Signalweg platziert und nimmt eine Vorbehandlung des Eingangssignals vor, bevor es an den Leistungsverstärker weitergegeben wird. Eine typische Leistungscharakteristik 34 des Linearisierers wird in 4a gezeigt. 4a zeigt die Ausgangssignalleistung als Funktion der Eingangssignalleistung für einen Linearisierer. Wie zu erkennen ist, hat der Linearisierer eine lineare Leistungskennlinie 36 bis zum Punkt 27, an dem die Leistungskennlinie beginnt, nach oben abzubiegen. Mit anderen Worten, erhöht sich die Verstärkung des Linearisierers, wenn sich die Leistung des Eingangssignals über den Punkt 27 hinaus so erhöht, dass sie der typischen Leistungsverstärker-Leistungskennlinie im Wesentlichen entgegengesetzt ist. Dies wird Verstärkungserweiterung genannt. Ein Linearisierer muss in der Lage sein, etwa 5 dB Verstärkungserweiterung zu erzeugen, um die nichtlinearen Probleme mit der Amplitude zu abzuschwächen, die mit Leistungsverstärkern jenseits der Sättigung verbunden sind, wie vorher diskutiert. Die Wirkung des Linearisierers besteht darin, den effektiven Bereich zu vergrößern, über den der Leistungsverstärker linear ist, ermöglicht aber dem Leistungsverstärker, in seinem effizienteren nichtlinearen Bereich zu arbeiten.
4b zeigt die relative Phasenkennlinie 40 eines typischen Linearisierers gegenüber der Eingangssignalleistung. Wenn der Linearisierer mit einer Eingangssignalleistung betrieben wird, die kleiner als die Eingangssignalleistung ist, die Punkt 31 entspricht, ist die relative Phasenkennlinie des Linearisierers im Wesentlichen flach. Das Ausgangssignal hat eine im Wesentlichen ähnliche Phase wie das Eingangssignal. Nach Punkt 31 zeigt jedoch der Linearisierer eine steigende relative Phasenkennlinie 44. Die steigende relative Phasenkennlinie, die durch den Linearisierer erzeugt wird, ist nichtlinear und ist derart, dass sie der abfallenden relativen Phasenkennlinie des Leistungsverstärkers im Wesentlichen entgegengesetzt ist. Das bedeutet also, dass das Ausgangssignal von einem Linearisierer ein vorbehandeltes Signal ist, so dass bei seinem nachfolgenden Einspeisen in einen typischen Leistungsverstärker die beschriebenen Phaseneinschränkungen an einem Leistungsverstärker reduziert werden. Solche Linearisierer sind zum Beispiel aus US4564816 , US5815038 und EP451909 bekannt.
Die bekannten Linearisierer werden aus wirklich großen, diskreten Komponenten hergestellt. Die Linearisierer haben einen komplexen Aufbau. Die Linearisierer erfordern normalerweise eine Temperaturkompensation. Außerdem kann es notwendig sein, die Komponenten des Linearisierers sorgfältig auszurichten. All dies macht die Verwendung bekannter Linearisierer in kleinen Geräten mit niedriger Leistung schwierig. Dies gilt besonders für integrierte Schaltungen und insbesondere für die Verwendung in monolithischen integrierten Mikrowellenschaltungen (MMIC). MMICs werden in vielen modernen Schaltungen verwendet, zum Beispiel in Satelliten- und Mobiltelefonietechnologien.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Es ist daher das Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Linearisierer bereitzustellen, der eins oder mehrere der Probleme, wie sie oben diskutiert werden, angeht.
Es wird gemäß der Erfindung ein Linearisierer bereitgestellt, der dafür ausgelegt ist, für eine Erhöhung der Verstärkung bei einem erhöhten Signalpegel zu sorgen, umfassend: Eingangsanpassungsmittel, das dafür ausgelegt ist, ein Eingangssignal zu empfangen; einen Transistor, der dafür ausgelegt ist, im Wesentlichen dicht bei einen eingeschalteten Zustand zu arbeiten, wobei der Transistor dafür ausgelegt ist, eine nichtlineare Verstärkung auf das Eingangssignal anzuwenden, und ein Rückkopplungsmittel zur Ausgabe des nichtlinearen Verstärkungssignals, und ein Rückkopplungsmittel, das Widerstandsschaltungen umfasst.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung wird nun auf die begleitenden Zeichnungen als Beispiel verweisen, dabei gilt:
1 zeigt eine typische Zellgestaltung eines zellularen Netzes.
2 zeigt einen bekannten Leistungsverstärker.
3a zeigt die Leistungskennlinie des Leistungsverstärkers von 2.
3b zeigt die Phasenkennlinie des Leistungsverstärkers von 2.
3c zeigt die Wirkungsgradkennlinie des Leistungsverstärkers von 2.
4a zeigt die Leistungskennlinie eines bekannten Linearisierers.
4b zeigt die Phasenkennlinie eines bekannten Linearisierers.
5 zeigt ein Diagramm eines Linearisierer, der die vorliegende Erfindung verkörpert.
6 zeigt ein typisches Leistungsverstärkungskennliniendiagramm der Ausführungsform von 5.
7 zeigt ein typisches Phasenkennliniendiagramm der Ausführungsform von 5.
8a zeigt die Leistungskennlinie einer Kombination von Leistungsverstärker und dem Linearisierer von 5.
8b zeigt die Phasenkennlinie einer Kombination von Leistungsverstärker und dem Linearisierer von 5.
9 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER VORLIEGENDEN ERFINDUNG
Nun wird auf 1 verwiesen, die einen Teil eines zellularen Telekommunikationsnetzes 2 zeigt, in dem Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung implementiert werden können. Der Bereich, der vom Netz erfasst wird, wird in mehrere Zellen 3 unterteilt, von denen vier in 1 gezeigt werden. Jede Zelle 3 ist mit einer Basisstations-Transceiverstation 4 verbunden. Die Basis-Transceiverstationen 4 sind dafür ausgelegt, mit Mobilterminals 6 zu kommunizieren, die sich in der Zelle befinden, welche mit einer gegebenen Basisstation verbunden ist.
Nun wird auf 5 verwiesen, die einen Linearisierer zeigt, der die vorliegende Erfindung verkörpert. Dieser Linearisierer kann in eine Mobilstation oder eine Basisstation eingebaut werden. Das Eingangssignal, das in diesem Fall von einem EDGE-Modulator bereitgestellt wird, wird in einen Eingangsentkopplungskondensator 48 eingespeist. Da der EDGE-Modulator bekannt ist, wird er hierin nicht im Detail beschrieben. Das Eingangssignal kann eine Funk- oder Zwischenfrequenz haben. Das Eingangsentkopplungskondensatormittel 48 reduziert im Wesentlichen die Gleichstrom-(DC)Komponente des Eingangssignals, das in den Linearisierer 46 eingespeist wird.
Das Ausgangssignal des Eingangsentkopplungskondensatormittels 48 wird in den Eingangsanpassungsschaltkreis 52 eingespeist. Die Eingangsanpassungsschaltung 52 dient zum Verringern der Rückflussdämpfung und zum Vergrößern des Bandbreiten-Frequenzverhältnisses des Linearisierers. Die Rückflussdämpfung bestimmt quantitativ den Betrag der einfallenden Signalleistung, der reflektiert wird. Mit anderen Worten: Je höher die Rückflussdämpfung, desto höher der Anteil der reflektierten einfallenden Signalleistung. Eine niedrige Rückflussdämpfung erleichtert das Kaskadieren des Linearisierers. Dies ist der Fall, weil ein kleinerer Anteil der einfallenden Signalleistung reflektiert wird, so dass ein größerer Anteil der einfallenden Signalleistung genutzt wird. Außerdem dient die Eingangsanpassungsschaltung 52 zum Maximieren der Verstärkungserweiterung des Linearisierers.
Die Eingangsanpassungsschaltung 52 umfasst eine Eingangsimpedanz 66 und einen Eingangsanschluss 68. Das Ausgangssignal des Eingangsentkopplungskondensators 48 wird in die Eingangsimpedanz 66 eingespeist. Die Eingangsimpedanz 66 ermöglicht bei Anpassung die Übertragung eines Maximalbetrags an Leistung. Das bedeutet, dass es eine kleine Rückflussdämpfung gibt und dadurch das Kaskadieren erleichtert wird. Das Ausgangssignal der Eingangsimpedanz 66 wird in Reihe mit einem ersten Eingang von Anschluss 68 eingespeist.
Ein zweiter Eingang für den Anschluss 68 wird mit dem Ausgang einer ersten Gleichstromvorspannungsschaltung 50 verbunden. Die erste Gleichstromvorspannungsschaltung 50 sorgt für einen Teil der Gleichstromvorspannung für eine Transistoranordnung 56, die hierin unten beschrieben wird. Spezieller gesagt, kann Schaltung 50 zur Steuerung der Leistung, Optimierung und des Abgleichs der Transistoranordnung 56 verwendet werden. Die erste Gleichstromvorspannungsvorrichtung 50 umfasst eine erste Gleichspannungsquelle 70 und einen ersten Vorspannungsentkopplungskondensator 72. Die erste Gleichspannungsquelle 70 hat einen ersten Ausgang, der mit dem ersten Vorspannungsentkopplungskondensator 72 verbunden ist, und einen zweiten Ausgang, der mit Erde verbunden ist. Die erste Gleichspannungsquelle 70 erzeugt eine Gleichspannung, die zwischen einem oberen und unteren Grenzwert verändert werden kann. Der erste Vorspannungsentkopplungskondensator 72 liegt zwischen dem ersten Ausgang der Spannungsquelle 70 und Erde. Der Entkopplungskondensator 72 leitet die meisten zeitveränderlichen Signale zur Erde ab. Das bedeutet, dass die Spannung, die an die Eingangsanpassungsschaltung 52 angelegt wird, im Wesentlichen Gleichspannung ist.
Das Ausgangssignal der Eingangsanpassungsschaltung 52 wird an eine erste Klemme eines ersten T-förmigen Anschlusses 74 gelegt. An eine zweite Klemme des ersten T-förmigen Anschlusses 74 ist der Ausgang einer Rückkopplungsschaltung 54 angeschlossen, und an eine dritte Klemme des ersten T-förmigen Anschlusses ist die Transistoranordnung 56 angeschlossen.
Die Rückkopplungsschaltung 54 umfasst einen Rückkopplungskondensator 78, der in Reihe mit einem Rückkopplungswiderstand 80 liegt. Der Rückkopplungskondensator 78 und der Rückkopplungswiderstand 80 erhöhen zusammen die Bandbreite des Linearisierers und glätten auch die Ausgangskennlinie des beschriebenen Linearisierers 46. Die Stabilität des Systems wird erhöht, weil die Rückkopplung das System anpassungsfähiger macht. Die Rückkopplungsschaltung 54 entnimmt dem System einen Teil der Energie und speist sie am Koppler 74 vor einer Transistoranordnung 56 wieder ein. So kann die Gesamtverstärkung reduziert werden, aber der Verlust an Gesamtverstärkung wird durch die Erhöhung der Bandbreite und durch einen stabileren Betrieb ausgeglichen. Die Rückkopplungsschaltung 52 ist stabil, daher verringert sich die Wahrscheinlichkeit, dass die Stabilität des äußeren Verstärkungsmittels, mit dem der Linearisierer verbunden ist, beeinträchtigt wird.
Die Transistoranordnung 56 umfasst einen Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MESFET) 77. Die Torelektrode von MESFET 77 wird an die dritte Klemme des ersten T-förmigen Anschlusses 74 angeschlossen. Die Transistoranordnung 56 kann jede andere Form, Anordnung oder Zahl von Transistoren, die einen Teil darstellen, umfassen, und der MESFET, der beschrieben wurde, ist nur ein Beispiel. Der MESFET 77 wird in der Nähe des Abschnürungsbereichs betrieben, so dass die Verstärkungserweiterungskennlinie des MESFET 77 in diesem Bereich genutzt werden kann. Der Abschnürungsbereich des MESFET 77 ist der Bereich, in dem der MESFET 77 gerade eingeschaltet wird, und ist ein spannungsgesteuerter Bereich.
Man kann sich den MESFET als eine nichtlineare spannungsgesteuerte Stromquelle vorstellen, die oberhalb der Abschnürung durch ein beliebiges Potenzgesetz beschrieben wird und unterhalb der Abschnürung ausgeschaltet ist. Der Übergang zwischen den zweien ist ein weicher Übergang. Für einen typischen MESFET ist dieses Potenzgesetz etwa 1,7.
Wenn ein starkes Signal an einen MESFET angelegt wird, der direkt oberhalb der Abschnürung vorgespannt ist (d.h. AB-Betrieb), werden negative Peaks tendenziell stark beschnitten und positive Peaks befolgen das Potenzgesetz. Im Fall des MESFET mit dem 1,7-Potenzgesetz besteht die Möglichkeit, dass die Verstärkung im Vergleich mit der relativ geringen Kleinsignalverstärkung beim Betriebspunkt nahe bei der Abschnürung steigt.
Für den MESFET steht die Größe der Peak-Ausgangsspannung V_out(pk) während des Beschneidens in einer nichtlinearen Beziehung zum Eingangssteuerungsniveau, V_in(pk). Wenn V_GS = V_TO, ist die Peakspannung ungefähr gegeben durch: Vout(pk) ≈ –RLβVin(pk) (1)wobei A_v die Spannungsverstärkung ist, R_L der Lastwiderstand ist, Q das Potenzgesetz des MESFET ist und β ein Skalierungsparameter in Bezug auf die FET-Breite ist.
Die Größe der Spannungsverstärkung A_v der Schaltung beim Beschneiden ist daher durch Gleichung (2) gegeben:
Es ist zu erkennen, dass bei kleinem V_in die Verstärkung gegen 0 geht (d.h. die Kleinsignalverstärkung für AB-Betrieb). Wenn sich jedoch V_in erhöht, steigt die Verstärkung A_v für Q > 1 mit einem Potenzgesetz Q-1 ebenfalls an. Für einen typischen MESFET folgt dieser Anstieg einem Potenzgesetz mit dem Exponenten 0,7 (d.h. etwa Quadratwurzel) des Signalpegels. Dieser Anstieg der Verstärkung setzt sich fort, bis ein anderer Begrenzungsmechanismus auftritt, der die Verstärkung begrenzt.
Die erste DC-Vorspannungsschaltung 50 wird so betrieben, dass die Vorspannung, die an die Torelektrode des MESFET 77 angelegt wird, den Betrieb im Bereich dicht bei der Abschnürung sicherstellt. Mit anderen Worten, ist der MESFET 77 in der Nähe des Einschaltzustandes. Dieser Betriebsbereich des MESFET 77 wird hierin als quasi eingeschalteter Bereich beschrieben. Es sollte bemerkt werden, dass es für andere Transistorarten, zum Beispiel bipolare Sperrschichttransistoren, Bereiche gibt, die äquivalent zu dem quasi eingeschalteten Bereich sind und die Fachleuten auf diesem Gebiet bekannt sind. Obwohl in dieser Ausführungsform der quasi eingeschaltete Bereich ein spannungsgesteuerter Bereich ist, ist zu erkennen, dass in alternativen Transistoranordnungen der quasi eingeschaltete Bereich ein stromgesteuerter Bereich sein kann.
Die Quelle des MESFET 77 wird mit Erde verbunden, und die Senkenelektrode (Drain) des MESFET 77 wird mit einer ersten Klemme eines zweiten T-förmigen Anschlusses 82 verbunden. Eine zweite Klemme des zweiten T-förmigen Anschlusses 82 wird mit dem Eingang der Rückkopplungsschaltung 54 verbunden. Eine dritte Klemme des zweiten T-förmigen Anschlusses 82 wird mit der Ausgangsanpassschaltung 58 verbunden. Die Ausgangsanpassschaltung 58 kann eine herkömmliche Anpassschaltungsform besitzen und daher eine Impedanz umfassen, die bei Anpassung die Sendung der maximalen Leistung ermöglicht. Die Ausgangsanpassschaltung 58 dient zum Verringern der Rückflussdämpfung und Vergrößern des Bandbreiten-Frequenzverhältnisses des Linearisierers. Eine niedrige Rückflussdämpfung ermöglicht das Kaskadieren des Linearisierers. Zusätzlich kann mit der Ausgangsanpassschaltung 58 der Linearisierer dazu bewegt werden, eine maximale Verstärkungserweiterung bereitzustellen.
Das Ausgangssignal der Ausgangsanpassschaltung 58 wird an eine erste Klemme eines dritten T-förmigen Eingangsanschlusses 84 gelegt. Eine zweite Klemme des dritten T-förmigen Anschlusses 84 wird mit einer zweiten DC-Vorspannungsschaltung 60 verbunden. Eine dritte Klemme des dritten T-förmigen Anschlusses 84 wird mit einer Phasenänderungsschaltung 62 an einem Knoten A verbunden.
Die zweite Gleichstromvorspannungsschaltung 60 sorgt für einen Teil der Gleichstromvorspannung für eine Transistoranordnung 56, die beschrieben wird. Die Vorspannung, die von der zweiten Gleichstromvorspannungsschaltung 60 bereitgestellt wird, ist derart beschaffen, dass die Transistoranordnung 56 mit erhöhter Verstärkungserweiterung arbeitet.
Die zweite Gleichstromvorspannungsschaltung 60 umfasst eine zweite Gleichspannungsquelle 86 und einen zweiten Vorspannungsentkopplungskondensator 87. Die zweite Gleichspannungsquelle 86 hat einen ersten Ausgang, der mit dem zweiten Vorspannungsentkopplungskondensator 87 verbunden ist, und einen zweiten Ausgang, der mit Erde verbunden ist. Die zweite Gleichspannungsquelle 86 erzeugt eine Gleichspannung, die zwischen einem oberen und unteren Grenzwert verändert werden kann. Der zweite Vorspannungsentkopplungskondensator 87 liegt zwischen dem ersten Ausgang der zweiten Gleichspannungsquelle 86 und Erde. Der zweite Vorspannungsentkopplungskondensator 87 leitet die meisten zeitveränderlichen Signale zur Erde ab. Das bedeutet, dass die Spannung, die an die Ausgangsanpassschaltung 58 angelegt wird, im Wesentlichen Gleichspannung ist.
Die zweite DC-Vorspannungsschaltung 60 erzeugt und steuert die Spannung zwischen der Senkenelektrode und der Quellenelektrode (Source) des MESFET 77. Die Gleichspannung, die von der zweiten DC-Vorspannungsschaltung 60 erzeugt wird, wird hierin anschließend als Drain-Source-Spannung bezeichnet.
Die Phasenänderungsschaltung 62 umfasst erstens eine Serienverknüpfung einer ersten Phasendrossel 88 und eines ersten Phasenwiderstandes 90. Die Serienverknüpfung der ersten Phasendrossel 88 und des ersten Phasenwiderstandes 90 liegt parallel zu einer Serienverknüpfung einer zweiten Phasendrossel 89 und eines zweiten Phasenwiderstandes 91, die so eine erste Parallelverknüpfung 93 bilden. Die erste Klemme der ersten Parallelverknüpfung 93 wird an die dritte Klemme des dritten T-förmigen Anschlusses 84 an Knoten A angeschlossen. Eine zweite Klemme der ersten Parallelverknüpfung 93 wird in Reihe mit einem dritten Phasenwiderstand 92 verbunden. Der dritte Phasenwiderstand 92 wird auch in Reihe mit einer dritten Phasendrossel 94 verbunden. Die dritte Phasendrossel 94 wird in Reihe mit einer ersten Klemme einer zweiten Parallelverknüpfung 97 verbunden. Die zweite Parallelverknüpfung 97 umfasst eine Phasen- Gleichspannungsversorgung (V_c), die parallel zu einem Varaktor 98 liegt. Die Phasen-Gleichspannungsversorgung V_c und der Varaktor 98 liegen parallel zwischen der dritten Phasendrossel 94 und Erde. Der Varaktor 98 ist so ausgelegt, dass der kapazitive Widerstand des Varaktors 98 auf die Spannung bezogen ist, die über ihm anliegt und von der Phasen-Gleichspannungsversorgung V_c geliefert wird.
Die Phasenänderungsschaltung 62 besteht daher aus einer Kombination von Widerständen, Drosselspulen und Kondensatoren, die eine abgestimmte Schaltung bilden. Die abgestimmte Schaltung hat einen Frequenzkennwert, der von den Werten und der Anordnung der zusammengesetzten Drosselspulen, Widerstände und Kondensatoren abhängt. Da der kapazitive Widerstand des Varaktors 98 von der Spannung abhängt, die über ihm an liegt und von der Phasenspannungsversorgung V_c geliefert wird, ist ersichtlich, dass die Frequenzcharakteristik der Phasenänderungsschaltung 62 ebenfalls von der Spannung abhängt, die von der Phasenspannungsversorgung V_c geliefert wird. Durch Steuern der Phasenversorgungsspannung V_c und dementsprechend der Frequenzcharakteristik der Phasenänderungsschaltung 62 kann die Phase eines Signals an Knoten A gesteuert werden. Das Signal vor Knoten A hat eine Phase, die im Wesentlichen der ähnlich ist, die vom EDGE-Modulator bestimmt wird. Die Phase dieses Signals an Knoten A wird dann durch die Phasenänderungsschaltung 62 geändert, wobei der Grad der Änderung der Phase von der Phasenänderungsschaltung V_c bestimmt wird. Dieser Phasenabgleich ist vorzugsweise eine unabhängige Funktion. Die Phase des Signals beim Knoten A wird so geändert, dass beim nachfolgenden Weiterleiten des Signals an das externe Verstärkungsmittel die unerwünschten Phasenänderungen, die vom externen Verstärkungsmittel erzeugt werden, ausgeglichen werden können.
Der HF-Entkopplungskondensator 83 kann auch zwischen dem Anschluss 84 und dem Knoten A liegen, um für eine Isolation zwischen diesen beiden Punkten zu sorgen. Dies ermöglicht der Schaltung 62, mit einem unabhängigen Phasenabgleich zu arbeiten. Wenn der Kondensator 83 weggelassen wird, kann die Spannung aus Schaltung 60 den Betrieb von Schaltung 62 stören.
An Knoten A ist zusätzlich ein Ausgangsentkopplungskondensator 64 angeschlossen. Der Eingang von Ausgangsentkopplungskondensator 64 wird an die dritte Klemme des dritten T-förmigen Anschlusses 84 angeschlossen. Das Ausgangssignal des Ausgangsentkopplungskondensators 64 wird anschließend in das Verstärkungsmittel eingespeist, das nicht dargestellt ist. Der Ausgangsentkopplungskondensator 64 entfernt im Wesentlichen die Gleichstromkomponente des Ausgangssignals, so dass nur die zeitveränderliche Komponente des Signals, das verstärkt werden soll, in das externe Verstärkungsmittel eingespeist wird. Der zweite Entkopplungskondensator kann dazu verwendet werden, jede Gleichstromkomponente aus dem externen Verstärkungsmittel an der Weiterleitung an den Linearisierer zu hindern.
Der Betrieb der vorliegenden Erfindung wird unter Verweis auf die 6–8b beschrieben.
Ein Signal, das von einem externen Modulator erzeugt wurde, welches verstärkt werden soll, kann in die Anordnung von 5 eingegeben werden. Das Signal kann eine Gleichstromkomponente und eine zeitveränderliche Komponente umfassen und kann ein analoges oder digitales Signal sein. Das Eingangssignal wird dem Eingangsentkopplungskondensator 48 angeboten. Der Eingangsentkopplungskondensator 48 entfernt im Wesentlichen die Gleichstromkomponente, die im Eingangssignal vorhanden ist. Die Signalausgabe vom Eingangsentkopplungskondensator 48 umfasst daher im Wesentlichen ein zeitveränderliches Signal.
An die zweite Klemme von Anschluss 68 ist die erste Gleichstromvorspannungsschaltung 50 angeschlossen. Die erste Gleichstromvorspannungsschaltung 50 erzeugt eine im Wesentlichen konstante Torelektrodenvorspannung. Die Torelektrodenvorspannung ist derart ausgelegt, dass der MESFET 77 im quasi eingeschalteten Bereich arbeitet, wie vorher definiert.
Die Senkenelektrode des MESFET 77 ist mit der zweiten Gleichstromvorspannungsschaltung 60 verbunden. Die zweite Gleichstromvorspannungsschaltung 60 erzeugt eine im Wesentlichen konstante Drain-Source-Vorspannung über dem MESFET 77. Die Drain-Source-Vorspannung bestimmt die Leistungsverstärkungscharakteristik, die der MESFET 77 aufweist. Dies wird detailliert unter Verweis auf 6 beschrieben.
6 zeigt eine Schar von Kurven für die Leistungsverstärkung als Funktion der Eingangssignalleistung für den Linearisierer bei einer steigenden Drain-Source-Spannung 102 über dem MESFET 77. Wenn sich die Drain-Source-Spannung über dem MESFET 77 erhöht, wird eine Schar von Verstärkungskurven 100 erzeugt. Wenn die Eingangssignalleistung im Bereich 106 liegt, ist die Leistungsverstärkung des Linearisierers im Wesentlichen konstant. Das bedeutet, dass das Ausgangssignal in einer linearen Beziehung zur Eingangssignalleistung steht, wenn die Eingangssignalleistung sich im Bereich 106 befindet. Die Größe der Verstärkung ist in diesem Bereich konstant und wird durch den Leistungsgewinn bestimmt. Wenn die Eingangssignalleistung im Bereich 106 liegt, erhöht die wachsende Drain-Source-Spannung 102 den konstanten Leistungsgewinn, mit dem der Linearisierer arbeitet.
Wenn sich die Eingangssignalleistung in den Bereich 108 bewegt, ist der Leistungsgewinn des Linearisierers nicht mehr im Wesentlichen konstant und beginnt, sich nichtlinear mit wachsender Eingangssignalleistung zu erhöhen. Der Bereich 108 wird hierin nachfolgend als Knie der Leistungsgewinnkennlinie beschrieben. Der Punkt, an dem das Knie der Leistungsgewinnkennlinie 108 auftritt, hängt von der Drain-Source-Spannung über dem MESFET 77 ab. Wenn sich die Drain-Source-Spannung über dem MESFET 77 erhöht, wird die Eingangssignalleistung, die dem Knie der Leistungsgewinnkennlinie 108 entspricht, verringert. Wenn die Eingangssignalleistung das Knie der Leistungsgewinnkennlinie 108 übersteigt, steigt der Leistungsgewinn des Linearisierers weiter nichtlinear 110 mit der Eingangssignalleistung an. Wenn sich die Eingangssignalleistung weiter über den nichtlinearen Bereich 110 hinaus und in den zweiten konstanten Bereich 112 erhöht, fängt der Gewinn an, im Wesentlichen konstant zu werden 113. Der Punkt, an dem der zweite konstante Bereich 112 auftritt, hängt von der Drain-Source-Spannung über dem MESFET 77 ab. Wenn sich die Drain-Source-Spannung über dem MESFET 77 erhöht 102, wird die Eingangssignalleistung, die dem zweiten konstanten Bereich 112 entspricht, verringert.
Der zweite konstante Bereich 112 mit im Wesentlichen konstantem Leistungsgewinn bestimmt die Größe der Verstärkungserweiterung 104, die vom Linearisierer erzeugt wird. Die Verstärkungserweiterung 104 ist, spezieller betrachtet, die Größe des Leistungsgewinnzuwachses zwischen dem ersten Bereich mit konstantem Leistungsgewinn 106 und dem zweiten Bereich von konstantem Leistungsgewinn 112. Um die bekannten Nichtlinearitätsprobleme von Verstärkern, wie hierin vorher beschrieben, abzuschwächen, ist eine Verstärkungserweiterung von etwa 5 dB oder mehr erforderlich. Tatsächlich kann in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Verstärkungserweiterung von mehr als 7 dB bereitgestellt werden.
Die Leistungsgewinnkennlinie eines bestimmten Verstärkers kann potenziell nur bei diesem Verstärker auftreten. Das bedeutet, dass es vorteilhaft sein kann, die Leistungsgewinnkennlinie des Linearisierers so zu ändern, dass die Einschränkungen durch die Leistungsgewinn-Nichtlinearität, die mit einem bestimmten Verstärker verbunden sind, an den die vorliegende Erfindung angeschlossen sein kann, abgeschwächt werden.
Die Drain-Source-Spannung über dem MESFET 77 hilft dabei, den Leistungsgewinn des ersten konstanten Verstärkungsbereichs 106, den Kniebereich der Leistungsgewinnkennlinie 108 und den Leistungsgewinn des zweiten konstanten Verstärkungsbereichs 112 zu bestimmen. Das bedeutet, dass durch Ändern der Drain-Source-Spannung über dem MESFET 77 die Leistungsgewinnkennlinie des Linearisierers über einen Bereich von Eingangssignalleistungen variiert werden kann, so dass sie zu einem bestimmten Verstärker passen. Eine Änderung der Drain-Source-Spannung über dem MESFET 77 wird durch Steuern der Spannung erreicht, die von der zweiten Gleichstromvorspannungsschaltung 60 erzeugt wird.
Das im Wesentlichen zeitveränderliche Eingangssignal, das vom Entkopplungskondensatormittel 48 ausgegeben wird, wird in die Torelektrode des MESFET 77 eingespeist. Der MESFET 77 arbeitet mit einer Leistungsgewinnkennlinie, wie in 6 gezeigt. Die Leistungsgewinnkennlinie wird durch die Drain-Source-Spannung über dem MESFET 77 bestimmt, wie vorher beschrieben, und arbeitet mit Kennlinien, die für den bestimmten Verstärker geeignet sind, an den die vorliegende Erfindung angeschlossen sein kann.
Die zeitveränderliche Signalausgabe aus dem MESFET 77 besitzt ein zugehöriges Leistungsniveau. Dieses Leistungsniveau kann dem Leistungsniveau der Signaleingabe in den MESFET 77 ähnlich oder nicht ähnlich sein. Das Leistungsniveau der zeitveränderlichen Signalausgabe aus dem MESFET 77 wird gemäß der Leistungsgewinnkennlinie, wie in 6 gezeigt, kompensiert. Das kompensierte zeitveränderliche Signal wird aus dem Ausgang des MESFET 77 in die erste Klemme des zweiten T-förmigen Anschlusses 82 eingespeist. Ein Bruchteil des kompensierten zeitveränderlichen Signals wird über die Rückkopplungsschaltung 54 zurück in die zweite Klemme des ersten T-förmigen Anschlusses 74 eingespeist. Die Rückkopplungsschaltung entnimmt der Leitung hinter dem MESFET 77 einen Teil der Energie und speist sie vor dem MESFET 77 wieder ein, wodurch der Gesamtgewinn leicht reduziert wird, aber die Bandbreite vergrößert und der Betrieb der Schaltung stabilisiert wird.
Das zeitkompensierte zeitveränderliche Signal wird dann über die Ausgangsanpassschaltung 58 an Knoten A weitergeleitet. An Knoten A ist die Phasenänderungsschaltung 62 angeschlossen. Die Phasenänderungsvorrichtung 62 kompensiert die Phasenabweichung, d.h. gleicht den Knoten A ab. Die Abweichung kann von einem Verstärker verursacht werden, an den die Schaltung von 5 angeschlossen sein kann. Die relative Phasencharakteristik der Phasenänderungsvorrichtung 62 wird in 7 beschrieben.
Nun wird auf 7 verwiesen, die eine typische Kurvenschar für die relative Phasencharakteristik einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung als Funktion der Eingangssignalleistung (P_in) zeigt. Dabei wird die Kurvenschar 114 für eine wachsende Spannung 120 über dem Varaktor 98 gezeigt. Wenn die Eingangssignalleistung im Bereich 122 liegt, ist die relative Phase des Linearisierers im Wesentlichen konstant. Das bedeutet, dass die Phase des Eingangssignals am Linearisierer im Wesentlichen dieselbe wie die Phase des Signalausgangs aus dem Linearisierer ist. Ein Anstieg der Spannung über der Varaktordiode erzeugt eine vergrößerte relative Phase, wenn sich die Eingangsleistung im Bereich 122 befindet, wie in 7 beschrieben. Die verschiedenen Kurven illustrieren das Verhalten verschiedener Spannungen.
Wenn sich die Eingangssignalleistung beim Vergrößern in den Bereich 118 bewegt, ist die relative Phase nicht mehr im Wesentlichen konstant und beginnt, sich nichtlinear mit wachsender Eingangssignalleistung zu erhöhen. Der Punkt, an dem der Bereich 118 auftritt, hängt von der Spannung über dem Varaktor 98 ab. Wenn sich die Spannung über dem Varaktor 98 erhöht 120, wird die Eingangssignalleistung, die dem Bereich 118 entspricht, verringert. Wenn sich die Eingangssignalleistung weiter über den Bereich 118 hinaus und bis in den Bereich 116 erhöht, wächst die relative Phase nichtlinear mit der Eingangssignalleistung bis zu einem Punkt der maximalen relativen Phase (nicht dargestellt).
An Knoten A ist zusätzlich ein Ausgangsentkopplungskondensator 64 angeschlossen. Das kompensierte Signal wird über den Ausgangsentkopplungskondensator 64 zu einem extern angeschlossenen Verstärker (nicht dargestellt) weitergeleitet. Das kompensierte Signal, das an den Entkopplungskondensator 64 ausgegeben wird, kann eine Gleichstromkomponente und eine zeitveränderliche Komponente umfassen. Dies ist so, weil die erste und zweite Gleichstromvorspannungsschaltung 50 bzw. 60 eine Gleichstromkomponente zum kompensierten Signal hinzufügen kann. Diese kompensierte Gleichstromkomponente ist am extern angeschlossenen Verstärker nicht erwünscht und kann daher durch den Ausgangsentkopplungskondensator 64 entfernt werden.
Nun wird auf 8a verwiesen, die eine typische Ausgangsleistungscharakteristik 124 der Kombination aus einem typischen Leistungsverstärker und einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie vorher diskutiert, besitzt ein Leistungsverstärker seinen höchsten Wirkungsgrad am P1-Punkt 24. Der Wirkungsgrad ist ein Charakteristikum des Leistungsverstärkers selbst, mit anderen Worten, hängt er nicht von äußeren Schaltungen ab, die als Quelle für den Verstärker dienen oder von diesem als Quelle versorgt werden.
Es versteht sich, dass der alte P1-Punkt 24 hierin nachstehend als der Punkt des höchsten Wirkungsgrades für einen typischen Leistungsverstärker definiert ist und dass der neue P1-Punkt 126 hierin nachstehend als der Punkt definiert ist, an dem eine Kompression 128 von 1 dB für die Kombination aus einem typischen Leistungsverstärker und einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung auftritt.
Wie zu erkennen ist, wenn man mit 3a vergleicht, ist der neue P1-Punkt 126 um 3 dB verschoben; er tritt also auf, wenn im Vergleich zum alten P1-Punkt 24 eine um 3 dB höhere Eingangssignalleistung vorhanden ist. Dies ist vorteilhaft, weil der Punkt des höchsten Wirkungsgrades für einen Verstärker immer noch der alte P1-Punkt 24 ist, der jetzt im linearen Teil der Ausgangsleistungscharakteristik liegt. Der Verstärker kann nun im linearen Bereich des Leistungsverstärkers betrieben werden. Durch Betreiben des Verstärkers im linearen Bereich wird die Intermodulationsverzerrung verringert. Außerdem wird durch Betreiben des Verstärkers am Punkt des höchsten Wirkungsgrades die Wärmemenge reduziert, die vom Verstärker abgegeben wird. Ferner können weitere 3 dB Eingangssignalleistung an den Eingang des Leistungsverstärkers gelegt werden, bevor Sättigung erreicht wird, was bedeutet, dass ein überdimensionierter Verstärker nicht mehr erforderlich ist.
8b zeigt eine typische relative Phasencharakteristik einer Serienverknüpfung eines Leistungsverstärkers und einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie vorher diskutiert, ist die relative Phasencharakteristik 130 eines Leistungsverstärkers am P1-Punkt nicht konstant. Das bedeutet, dass die Phase des Eingangssignals für einen Leistungsverstärker, der am P1-Punkt arbeitet, nicht dieselbe ist wie für das Ausgangssignal. Die relative Phasencharakteristik ist ein Charakteristikum des Leistungsverstärkers selbst, mit anderen Worten, hängt sie nicht von äußeren Schaltungen ab, die als Quelle für den Verstärker dienen oder von diesem als Quelle versorgt werden. Wie zu erkennen ist, wenn man mit 3a vergleicht, ist der neue P1-Punkt 126 um 3 dB verschoben; er tritt also auf, wenn im Vergleich zum alten P1-Punkt 24 eine um 3 dB höhere Eingangssignalleistung vorhanden ist. Dies ist vorteilhaft, weil die relative Phasencharakteristik des Leistungsverstärkers jetzt am alten P1-Punkt 24 konstant ist. Wie vorher erwähnt, ist der alte P1-Punkt 24 der Punkt, um den herum der Verstärker für einen hohen Wirkungsgrad betrieben wird. Das bedeutet, dass die relative Phasencharakteristik 134 des Leistungsverstärkers um den Arbeitspunkt des Verstärkers herum im Wesentlichen konstant ist und so die Phasenprobleme abschwächt, wie vorher hierin beschrieben.
Obwohl die vorliegende Erfindung in Bezug auf einen einzelnen Linearisierer beschrieben wurde, der in Verbindung mit einem einzelnen Verstärker verwendet wird, ist zu erkennen, dass eine beliebige Zahl oder Kombination von Verstärkern und Linearisierern verwendet werden kann. Ein Beispiel für eine Anordnung, die mehrere Linearisierer umfasst, wird in 9 gezeigt. Genauer gesagt, zeigt 9 eine ausgeglichene Anordnung 90 von Linearisierern für einen Verstärker, der zwei Linearisierblöcke 46 umfasst. Die Linearisierblöcke 46 sind so ausgelegt, dass sie gemäß den oben beschriebenen Prinzipien arbeiten. Die Linearisieranordnung 90 ist vor einem HF-Leistungsverstärker 12 angeschlossen. Die Linearisieranordnung 12 wird unter Verwendung einer Kopplung ausgeglichen, die von zwei Kopplern 91 und 92 bereitgestellt wird. Die zwei Linearisierer auf den Wegen 93 und 94 sind in der Weise, wie sie von 9 illustriert wird, kreuzgekoppelt. Es ist jedoch zu erkennen, dass dies nur eine bevorzugte Ausführungsform der möglichen Linearisieranordnungen ist und dass andere Anordnungen ebenfalls möglich sind.
Obwohl die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung im Zusammenhang mit einem GSM-System, das die EDGE-Modulation verwendet, beschrieben wurde, ist zu erkennen, dass Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung in jedem anderen digitalen System oder analogen System verwendet werden können. Ausführungsformen der Erfindung kann in verdrahteten oder drahtlosen Kommunikationssystemen verwendet werden. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können auch außerhalb des Gebiets der Kommunikation verwendet werden, wenn ein Linearisierer für einen Hochfrequenz-(HF)-Signalverstärker eingesetzt wird.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können in Systemen verwendet werden, die FDMA, TDMA oder Mischungen der vorgenannten Systeme nutzen. Also zusätzlich zu dem oben beschriebenen Kontext eines GSM-Systems unter Verwendung der EDGE-Modulation. Es ist jedoch zu erkennen, dass Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit jedem anderen System verwendet werden können, wo ein moduliertes Signal zusammen mit einem Verstärkungsmittel eingesetzt werden kann. Zu diesen Systemen gehören, ohne Einschränkung darauf, zellulare Normen, wie zum Beispiel Systeme auf GSM-Basis (wie zum Beispiel GPRS) oder Kommunikationssysteme der 3. Generation auf der Basis von CDMA oder WCDMA, wie zum Beispiel UMTS, iPhone, IS-95 und IMT 2000 usw.
Die beschriebene Ausführungsform wird unter Verwendung einer Transistoranordnung beschrieben, die einen MESFET-Transistor umfasst. Es muss bemerkt werden, dass Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Metalloxid-Feldeffekttransistoren (MOSFETs), bipolaren Sperrschichttransistoren (BJTs), zum Beispiel Bipolartransistoren mit Heteroübergang (HBT), Transistoren mit hoher Elektronenbeweglichkeit (HEMT) oder LD-Metalloxid-Halbleiter (LDMOS) oder einer anderen Form oder Art von Transistorvorrichtung verwendet werden können.

Claims

Linearisierer, der dafür ausgelegt ist, einen Anstieg der Verstärkung für einen erhöhten Signalpegel bereitzustellen, umfassend: Eingangsanpassmittel (52), die zum Empfangen eines Eingangssignals ausgelegt sind; einen Transistor (56), der zum Betrieb im Wesentlichen in der Nähe eines Einschaltzustandes ausgelegt ist, wobei der Transistor zum Anwenden einer nichtlinearen Verstärkung auf das Eingangssignal ausgelegt ist; und einen Ausgang zum Ausgeben des Signals mit nichtlinearer Verstärkung; und Rückkopplungsmittel (54), die über den Transistor bereitgestellt werden, die ohmsche Schaltungen (80) umfassen.
Linearisierer nach Anspruch 1, wobei der Transistor dafür ausgelegt ist, in einem kontrollierten Spannungs- oder Strombereich betrieben zu werden.
Linearisierer nach Anspruch 1 oder 2, wobei Vorspannungsmittel zum Vorspannen des Transistors bereitgestellt sind.
Linearisierer nach Anspruch 3, wobei die Vorspannungsmittel dafür ausgelegt sind, die Leistungsverstärkungskennwerte des Transistors zu steuern.
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Eingangsanpassmittel dafür ausgelegt sind, eine Gleichspannungskomponente des Eingangssignals zu entfernen.
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Eingangsanpassmittel dafür ausgelegt sind, zu reduzieren oder zu verhindern, dass das Eingangssignal zum Eingang reflektiert wird.
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei das Ausgabemittel eine Ausgangsanpassungsschaltung umfasst.
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Transistor ein MESFET ist.
Linearisierer nach Anspruch 8, wobei der MESFET in einem quasi eingeschalteten Bereich betrieben wird.
Linearisierer nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Transistor einer aus der folgenden Liste ist: Metalloxid-Feldeffekt-Transistor (MOSFET); bipolarer Sperrschichttransistor (BJT); Hetero-Bipolar-Transistor (HBT); Transistor mit hoher Elektronenbeweglichkeit (HEMT); LD-Metalloxid-Halbleiter (LDMOS).
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Feldeffekttransistor so ausgelegt ist, dass er dicht beim Abschnürbereich betrieben wird.
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Ausgangsanpassungsschaltung dazu dient, die Rückflussdämpfung zu reduzieren und das Bandbreite-Frequenz-Verhältnis des Linearisierers zu erhöhen.
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Eingangsanpassungsschaltung dazu dient, die Rückflussdämpfung zu reduzieren und das Bandbreite-Frequenz-Verhältnis des Linearisierers zu erhöhen.
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Phasenänderungsschaltung zum Kompensieren von Änderungen im Signal bereitgestellt ist, während es vom Eingang zum Ausgang läuft.
Linearisierer nach Anspruch 14, wobei die Phasenänderungsschaltung einen Varaktor umfasst.
Linearisierer nach Anspruch 15, wobei der Varaktor durch abgestimmte Schaltungen gesteuert ist.
Linearisierer nach einem der Ansprüche 15 oder 16, wobei der Varaktor durch eine äußere Spannung gesteuert ist.
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei das Eingangssignal ein Hochfrequenzsignal ist.
Linearisierer nach Anspruch 18, wobei das Hochfrequenzsignal ein Signal ist, das in einem zellularen Mobilfunksystem übertragen werden soll.
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei das Eingangssignal ein moduliertes Signal ist.
Linearisierer nach Anspruch 20, wobei das Eingangssignal ein EDGE-moduliertes Signal ist.
Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche in Kombination mit einem Verstärker.
Linearisieranordnung, die mindestens zwei Linearisierer nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 21 umfasst.
Linearisieranordnung nach Anspruch 23, wobei mindestens zwei Linearisierer in einer kreuzgekoppelten Anordnung sind.
Linearisieranordnung nach Anspruch 23 oder 24 in Kombination mit einem Verstärker.
Kommunikationsvorrichtung, die einen Linearisierer nach einem der Ansprüche 1 bis 22 oder eine Linearisieranordnung nach einem der Ansprüche 23 bis 25 umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 25, wobei die Kommunikationsvorrichtung in einem drahtlosen zellularen Mobilfunknetz verwendet ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 27, wobei die Vorrichtung eine Mobilstation ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 27, wobei die Vorrichtung eine Basisstation ist.
Integrierte Schaltung, die einen Linearisierer oder eine Linearisieranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 25 umfasst.
Integrierte Schaltung nach Anspruch 30, wobei die integrierte Schaltung eine monolithische integrierte Mikrowellenschaltung ist.