DE10302630A1

DE10302630A1 - Leistungsverstärker mit schaltbarem Verstärkungsfaktor bei gleichzeitiger Unterdrückung der Rauschleistung im Empfangsband

Info

Publication number: DE10302630A1
Application number: DE10302630A
Authority: DE
Inventors: Kazuya Yamamoto; Teruyuki Shimura; Tomoyuki Asada; Satoshi Suzuki
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-05-22
Filing date: 2003-01-23
Publication date: 2003-12-18
Also published as: US20030218500A1; CN1459926A; CN1268055C; FR2840129B1; JP2003347870A; FR2840129A1

Abstract

Ein Verstärkungs-Abschnitt (28) eines Leistungsverstärkers beinhaltet erste bis dritte Verstärkerstufen (422, 423 und 425) und einen Signalübertragungs-Abschnitt (58), der parallel zu der ersten Verstärkerstufe (422) vorgesehen ist. Wenn ein Betriebsart-Auswahlsignal Vmod2 auf den L-Pegel eingestellt ist, wird ein Eingangssignal (IN1800) durch die erste bis dritte Verstärkerstufe verstärkt (422, 423 und 425). Zu dieser Zeit überträgt der Signalübertragungs-Abschnitt (58) keine Signale. Auf der anderen Seite überträgt der Signalübertragungs-Abschnitt (58) das Eingangssignal (IN1800) über eine Diode (D1) an einen Transistor (Tr2), wenn die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 auf dem H-Pegel ist. Zu dieser Zeit wird eine Steuerspannung Vmod1800 auf den L-Pegel gesetzt, und die erste Verstärkerstufe (422) wird ausgeschaltet, sodass die Leistungsaufnahme verringert wird. Somit kann ein Leistungsverstärker bereitgestellt werden, der fähig ist, die Verstärkung gemäß den Betriebsarten GSM und EDGE umzuschalten, während die Rauschleistung in einem Empfangsband unterdrückt wird.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Bipolar- Transistor-Leistungsverstärker, der durch einen GaAs-Hetero- Bipolar-Transistor (im folgenden als HBT bezeichnet) und einen SiGe-HBT charakterisiert ist, und insbesondere auf einen Leistungsverstärker mit schaltbarem, linearem Verstärkungsfaktor.

Für Leistungsverstärker für die Mobilkommunikation werden gegenwärtig üblicherweise ein MMIC (engl. Monolithic Microwave IC = monolithische, integrierte Mikrowellen-Schaltung) oder ein Modul (Hybridschaltung oder Multichip-Modul) verwendet, die einen GaAs MESFET (Metall-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor), einen GaAs-HEMT (engl.: High Electrone Mobility Transistor) oder einen GaAs-HBT (Hetero-Bipolar-Transistor) verwenden.

Unter den Transistoren hat ein GaAs-HBT, der einen Heteroübergang von GaAs verwendet, und ein SiGe-HBT, der einen Heteroübergang von Silizium-Germanium (SiGe) verwendet, im Vergleich zu einem herkömmlichen FET (Feldeffekt-Transistor) die folgenden Vorteile, sodass sie gegenwärtig die meist bevorzugten Leistungsbauelemente für die Mobilkommunikation sind:

1. der Betrieb mit einer einzelnen Spannungsversorgungsquelle kann realisiert werden, ohne dass eine negative Gatevorspannung benötigt wird;
2. ein Ein/Aus-Betrieb kann durchgeführt werden ohne Bereitstellung eines analogen Schalters auf der Drain(Kollektor)-Seite, ähnlich wie bei einem MOSFET (Isolierschicht-Feldeffekttransistor);
3. eine hohe Leistungsdichte und eine bestimmte Leistungsabgabe kann durch die Verwendung eines Leistungsverstärkers erreicht werden, der kleiner ist, als ein FET- Leistungsverstärker.

Eine typische Anwendung der Mobilkommunikation ist ein Mobiltelefonsystem. Die Mobiltelefonsysteme umfassen das Europäische GSM (engl. Global System for Mobile Communications) als ein Mobiltelefonsystem, das ein 900-MHz-Band verwendet, das gegenwärtig am verbreitetsten ist, und ein DCS (engl. Digital Cordless Systems) als ein Mobiltelefonsystem, das das 1800-MHz-Band verwendet, das in Europa weit verbreitet ist. Bei den Kommunikationssystemen, wie z. B. GSM und DCS, wird ein Mobiltelefon mit einer hohen Ausgangsleistung von 1 W bis 4 W verwendet, und anstelle des üblichen Si-MOSFET-Leistungsverstärkers wird jetzt ein Leistungsverstärker verwendet, der sich die Eigenschaften eines HBTs (HBT-Leistungsverstärkers) zu Nutze macht.

In Zukunft wird der Dienst eines EDGE(engl. Enhanced Data Rate for GSM Evolution = erhöhte Datenrate für die Entwicklung von GSM)-Systems bereitgestellt werden, der das Erreichen einer höheren Datentransfergeschwindigkeit als die des GSM-Systems ermöglicht. Für den Beginn dieses Dienstes wird die Realisierung eines Leistungsverstärkers, der an zwei Bänder/zwei Betriebsarten einschließlich einer GSM/EDGE-Umschaltfunktion angepasst ist, und eines Leistungsverstärkers, der an drei Bänder/zwei Betriebsarten angepasst ist, stark gefordert. Der Leistungsverstärker für zwei Bänder kann zwischen dem 900-MHz-Band und dem 1800-MHz-Band umschalten. Der Leistungsverstärker für drei Bänder kann zwischen dem 900-MHz-Band und dem 1800/1900-MHz-Band umschalten. Das 1900-MHz-Band ist ein Band, das für PCS (engl. Personal Cellular Systems) in USA verwendet wird. Der Leistungsverstärker für zwei Betriebsarten ermöglicht es, zwischen dem GSM- und dem EDGE-System zu wechseln.

Fig. 12 ist ein Schaltplan, der einen Teil des Aufbaus einer Schaltung eines herkömmlichen HBT-Leistungsverstärkers für den GSM/DCS-Zweibandbetrieb darstellt.

Ein Leistungsverstärker für Zweibandbetrieb, der aus zwei Schaltungen nach Fig. 12 und einem Bandauswahlschalter aufgebaut ist, ist offenbart von Yamamoto er al. in "A 3.2 V- Operation Single-Chip Dual-Band AlGaAs/GaAs HBT MMIC Power Amplifier With Active Feedback Circuit Technique", Fig. 1, IEEE JOURNAL OF SOLID STATE CIRCUITS, VOL. 35, NO. 8, AUGUST, 2000.

Nach Fig. 12 sind auf einem Halbleiterchip 528 eines GaAs- Substrats eine Vorspannungsschaltung 540 und eine Leistungsverstärkungsschaltung 520 vorgesehen.

Die Leistungsverstärkungsschaltung 520 beinhaltet: eine Eingangsanpassungsschaltung 521, zu der ein Eingangssignal IN von einem Eingangsanschluss über eine Leitung 504 geliefert wird; eine erste Verstärkerstufe 522 zum Empfangen und Verstärken einer Ausgabe der Eingangsanpassungsschaltung 521; eine zweite Verstärkerstufe 523; eine dritte Verstärkerstufe 525; einen Kondensator C1 zum Anpassen der Verstärkerstufen 522 und 523; und eine Zwischenstufenanpassungsschaltung 524 zum Anpassen der Verstärkerstufen 523 und 525.

Die Eingangsanpassungsschaltung 521 beinhaltet Widerstände Ra1, Ra2 und Ra3, die ein Dämpfungsglied zum Empfangen eines über die Leitung 504 gelieferten Eingangssignals bilden, und einen Kondensator Cin1, der zwischen die Knoten N53 und N54 geschaltet ist.

Die Verstärkerstufe 522 beinhaltet: einen Widerstand Rb1, an dessen eines Ende eine Vorspannung Vb1 angelegt ist und dessen anderes Ende mit dem Knoten N54 verbunden ist; einen Widerstand R1, dessen eines Ende mit dem Knoten N54 verbunden ist; und einen Transistor Tr1, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands R1 und dessen Emitter mit einem Masseknoten verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Tr1 ist mit einem Anschluss 562 verbunden. Ein Kollektorversorgungspotential Vc1 wird über eine Leitung L1 an den Anschluss 562 angelegt. Ein Kondensator Cdc1 ist zwischen einem Anschluss, an den das Kollektorversorgungspotential Vc1 angelegt ist, und dem Masseknoten vorgesehen.

Der Kondensator C1 zum Anpassen der Verstärkerstufen 522 und 523 ist zwischen den Kollektor des Transistors Tr1 und einen Knoten N55 geschaltet.

Die Verstärkerstufe 523 beinhaltet einen Widerstand Rb2, an dessen eines Ende eine Vorspannung Vb2 angelegt ist, und dessen anderes Ende mit dem Knoten N55 verbunden ist; einen Widerstand R2, dessen eines Ende mit dem Knoten N55 verbunden ist; einen Transistor Tr2, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands R2, und dessen Emitter mit dem Masseknoten verbunden ist; einen Kondensator Cf2, der zwischen den Kollektor des Transistors Tr2 und einen Knoten N57 geschaltet ist; und einen Widerstand Rf2, der zwischen Knoten N57 und N55 geschaltet ist. Ein Ausgang des Transistors Tr2 ist über den Kondensator Cf2 und den Widerstand Rf2 an den Knoten N55 rückgekoppelt. Der Kollektor des Transistors Tr2 ist mit einem Anschluss 564 verbunden. Ein Kollektorversorgungspotential Vc2 ist an den Anschluss 564 über eine Leitung L2 angelegt. Ein Kondensator Cdc2 ist zwischen den Anschluss, an den das Kollektorversorgungspotential Vc2 angelegt ist, und den Masseknoten geschaltet.

Die Verstärkerstufe 525 beinhaltet: einen Widerstand Rb3, an dessen eines Ende eine Vorspannung Vb3 angelegt ist, und dessen anderes Ende mit einem Knoten N56 verbunden ist; einen Widerstand Rb3, dessen eines Ende mit dem Knoten N56 verbunden ist; einen Transistor Tr3, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands R3 verbunden ist, und dessen Emitter mit dem Masseknoten verbunden ist; einen Kondensator Cf3, der zwischen den Kollektor des Transistors Tr3 und einen Knoten N58 geschaltet ist; und einen Widerstand Rf3, der zwischen die Knoten N58 und N56 geschaltet ist. Ein Ausgang des Transistors Tr3 ist über den Kondensator Cf3 und den Widerstand Rf3 an den Knoten N56 rückgekoppelt. Der Kollektor des Transistors Tr3 ist mit einem Anschluss 532 verbunden.

Eine Anpassungsschaltung 536 ist mit dem Anschluss 532 verbunden. Ein Kollektorversorgungspotential Vc3 ist an die Anpassungsschaltung 536 angelegt, und ein Signal OUT wird von einem Ausgangsanschluss ausgegeben.

Eine Vorspannungsschaltung 540 beinhaltet Vorspannungssteuerschaltungen 541 bis 543, die jeweilige Vorspannungen Vb1 bis Vb3 ausgeben.

Vorspannungssteuerschaltung 541 beinhaltet: einen Widerstand Rbb12, an dessen eines Ende eine Bandauswahlspannung Vmod angelegt wird; einen Transistor TrB_1, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands Rbb12 verbunden ist, und dessen Emitter mit dem Masseknoten verbunden ist; einen Widerstand Rcc1, der zwischen den Kollektor des Transistors TrB_1 und einen Knoten N59 geschaltet ist, und einen Widerstand Rbb11, der zwischen den Knoten N59 und den Knoten N63 geschaltet ist.

Eine Steuerspannung Vpc wird über eine Leitung 508 an den Knoten N63 angelegt. Ein Kondensator 506 ist zwischen den Anschluss, an den die Steuerspannung Vpc angelegt wird, und den Masseknoten geschaltet. Die Vorspannung Vb1 wird von dem Knoten N59 ausgegeben.

Vorspannungssteuerschaltung 542 beinhaltet: einen Widerstand Rbb2, dessen eines Ende mit dem Knoten N63 verbunden ist; einen Transistor TrB_2, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands Rbb2 verbunden ist, und dessen Emitter mit einem Knoten N61 verbunden ist; einen Widerstand Ree2, der zwischen den Knoten N61 und den Masseknoten geschaltet ist; und einen Widerstand Rcc2, der zwischen einen Knoten N64 und den Kollektor des Transistors TrB_2 geschaltet ist. Ein Versorgungspotential Vcc wird über eine Leitung 556 an einen Knoten N64 angelegt. Ein Kondensator 552 ist zwischen den Anschluss, der das Versorgungspotential empfängt, und den Masseknoten geschaltet. Die Vorspannung Vb2 wird vom Knoten N61 ausgegeben.

Die Vorspannungssteuerschaltung 543 beinhaltet: einen Widerstand Rbb3, dessen eines Ende mit dem Knoten N63 verbunden ist; einen Transistor TrB_3, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands Rbb3 verbunden ist, und dessen Emitter mit einem Knoten N62 verbunden ist; einen Widerstand Ree3, der zwischen den Knoten N62 und den Masseknoten geschaltet ist; und einen Widerstand Rcc3, der zwischen einen Knoten N65 und den Kollektor des Transistors TrB_3 geschaltet ist. Das Versorgungspotential Vcc wird über eine Leitung 554 an den Knoten N65 angelegt. Die Vorspannung Vb3 wird von dem Knoten N62 ausgegeben.

Als Transistoren Tr1 bis Tr3 werden z. B. GaAs-HBTs zum Verstärken eines RF (Radiofrequenz)-Signals verwendet. Transistor TrB_1 ist ein Transistor zum Festlegen des Transistors Tr1 der ersten Leistungsverstärkerstufe auf einen ausgeschalteten Zustand, wenn die Bandauswahlspannung Vmod auf dem H-Pegel ist.

Die Transistoren TrB_2 und TrB_3 werden leitend gemacht, wenn die Steuerspannung Vpc auf dem H-Pegel sind, und geben die Vorspannung Vb2 bzw. Vb3 von ihrem jeweiligen Emitter aus.

In einem bekannten Leistungsverstärker für zwei Bänder sind ein Leistungsverstärker für GSM, ein Leistungsverstärker für DCS und ein Bandauswahlschalter ausgebildet. Sowohl der Leistungsverstärker für GSM, als auch der Leistungsverstärker für DCS haben einen Aufbau wie in Fig. 12 gezeigt. Wahlweise wird einer der Leistungsverstärker durch einen nicht dargestellten Bandauswahlschalter betrieben.

Wenn die Steuerspannung Vpc auf den L-Pegel (z. B. 0 V) eingestellt wird, werden die Vorspannungen Vb1 bis Vb3 inaktiviert, sodass die in Fig. 12 gezeigte Schaltung ausgeschaltet wird.

Wenn z. B. die Bandauswahlspannung Vmod auf den L-Pegel eingestellt wird (z. B. 0 V), wird die Steuerspannung Vpc auf der Seite des Leistungsverstärkers für GSM durch den nicht dargestellten Bandauswahlschalter auf einen aktiven Zustand eingestellt, um den Betrieb des Leistungsverstärkers für GSM zu aktivieren. Zugleich wird Steuerspannung Vpc des Leistungsverstärkers für DCS durch den Bandauswahlschalter auf einen inaktiven Zustand des L-Pegels eingestellt, um den Betrieb des Leistungsverstärkers für DCS zu inaktivieren.

Auf der anderen Seite wird die Steuerspannung Vpc des Leistungsverstärkers für GSM durch den Bandauswahlschalter auf den inaktiven Zustand des L-Pegels eingestellt, wenn die Bandauswahlspannung Vmod auf den H-Pegel eingestellt wird, um den Betrieb des Leistungsverstärkers für GSM zu inaktivieren. Durch Aktivieren der Steuerspannung Vpc des Leistungsverstärkers für DCS wird der Leistungsverstärker für DCS aktiviert.

Ein Fall des Realisierens eines Leistungsverstärkers für zwei Bänder, der sowohl für das GSM- als auch das EDGE-System verwendet wird, wird betrachtet werden.

In der GSM-Betriebsart wird konstante Hüllkurvenmodulation durchgeführt. Bei der konstanten Hüllkurvenmodulation wird ein sättigender Leistungsverstärker mit einer hohen Ausgangsleistung verwendet, der einen hocheffizienten Betrieb realisiert. Folglich wird üblicherweise die Verstärkung eines Leistungsverstärkers mit einer linearen Verstärkung von zumindest 40 dB verringert, und der Leistungsverstärker wird in einem Zustand verwendet, in dem die Leistungsverstärkung etwa 30 dB ist. Auf diese Weise wird der Betrieb mit hoher Ausgangsleistung von etwa 35 dBm und ein hocheffizienter Betrieb von 50% oder mehr durchgeführt.

Auf der anderen Seite wird als EDGE-Betriebsart PSK (Phasenumtastung)-Modulation angewendet. Da die PSK-Modulation höhere Linearität benötigt, kann ein Verstärker, dessen Verstärkungsverringerung groß ist, nicht angewendet werden, da er Amplituden- und Phasenverzerrung verursacht. Ein Verstärker, der durch einen Betrieb der Verringerung der Verstärkung um 1 bis 2 dB eine gewünschte Leistung von 30 dBm und einen Betrieb mit einer Effizienz von 20% bis 30% realisiert, wird verwendet.

Das Problem in diesem Fall ist die Rauschleistung in einem Empfangsband.

Fig. 13 ist ein Diagramm, das schematisch die Beziehung zwischen Empfangsband und Hauptsignalen darstellt.

Nach Fig. 13 ist das Problem bei der Übertragung in der GSM- Betriebsart Rauschleistung, die in einem Empfangsband (935 MHz) um 20 MHz höher als der höchste Kanal (915 MHz) in dem GSM- Übertragungsband auftritt, wenn das GSM-Übertragungsband verwendet wird. Der Rauschpegel muss nach dem Funkstandard auf etwa -80 dBm oder weniger unterdrückt werden. Jedoch ist es für den Leistungsverstärker mit einer hohen linearen Verstärkung, wie weiter unten beschrieben wird, schwierig, den Funkstandard zu realisieren.

Allgemein wird die Rauschleistung in einem Empfangsband durch die folgende Gleichung ausgedrückt.

N[dBm/100 kHz] = -174 dBm/Hz.100 kHz + F[dB] + G[dB] = -124 dBm + F[dB] + G[dB] . . . (1),

wobei N die Empfangsrauschleistung pro 100 kHz bezeichnet, -174 dBm/Hz gibt das natürliche Rauschen, F ist eine Rauschzahl NF im Empfangsband des Leistungsverstärkers, die üblicherweise 6 bis 10 dB ist, und G steht für die Verstärkung des Leistungsverstärkers in dem Empfangsband.

Nach Gleichung (1) muss die Summe aus Rauschzahl F und Verstärkung G auf 44 dB oder weniger unterdrückt wenn N auf -80 dBm oder weniger unterdrückt wird.

Das bedeutet, dass wenn angenommen wird, dass die Rauschzahl F 6 bis 10 dB, die Verstärkung G so niedrig wie 34 bis 38 dB sein muss.

Daher muss die Verstärkung des Leistungsverstärkers zwischen der GSM- und der EDGE-Betriebsart geschaltet werden. Dabei ist es notwendig, die Rauschzahl des Verstärkers nicht zu stark zu verschlechtern.

Fig. 14 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine Schaltung eines Breitbandverstärkers darstellt.

Nach Fig. 14 ist zwischen einen Eingang und einen Ausgang eines Verstärkers 600 eine Diode 602 geschaltet. Die Anode der Diode 602 ist mit dem Eingang des Verstärkers 600 verbunden, und die Kathode der Diode 602 ist mit dem Ausgang des Verstärkers 600 verbunden.

Wenn ein übermäßiges Eingangssignal an der Schaltung nach Fig. 14 ankommt, geht das Signal durch die Diode 602 hindurch. Als Folge davon fällt die Verstärkung des Verstärkers 600 ab. Bei der Schaltung ist die Diode in dem ausgeschalteten Zustand, wenn die Amplitude des Eingangssignals klein ist. Die Diode 602 geht automatisch in den eingeschalteten Zustand, wenn die Amplitude des Eingangssignals groß wird. Da die Verstärkung des Eingangssignals sich gemäß der Größe des Eingangssignals ändert, kann ein solcher bekannter Aufbau nicht in dem Fall verwendet werden, bei dem die Verstärkung zwischen der GSM- Betriebsart und der EDGE-Betriebsart umgeschaltet wird.

Wie oben beschrieben, muss die Verstärkung des Leistungsverstärkers bei dem HBT-Leistungsverstärker zwischen der GSM- Betriebsart und der EDGE-Betriebsart umgeschaltet werden. In diesem Fall ist es notwendig, den Rauschfaktor NF des Verstärkers nicht stark zu verschlechtern. Jedoch wurde in dem Fall, in dem kein FET-Schalter zum Übertragen/Unterbrechen von Signalen leicht verwendet werden kann, wie z. B. bei einem monolithischen HBT-Leistungsverstärker, wie er bei der vorliegenden Erfindung behandelt wird, und insbesondere bei einer integrierten Verbindungshalbleiter-Schaltung, die ein RF-Signal verwendet, keine geeignete Schaltung zum Schalten der Verstärkung ausgedacht.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen HBT-Leistungsverstärker mit schaltbarer Verstärkung bereitzustellen, der auf einem einzelnen Chip integriert ist.

Die Aufgabe wird erfüllt durch einen Leistungsverstärker gemäß Anspruch 1. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Nach der vorliegenden Erfindung beinhaltet ein Leistungsverstärker mit einer ersten und einer zweiten Betriebsart ein erstes und ein zweites Verstärkungselement sowie eine Übertragungsschaltung.

Das erste Verstärkungselement verstärkt ein Eingangssignal in der ersten Betriebsart und wird in der zweiten Betriebsart in einen inaktiven Zustand gesetzt. Das zweite, verstärkende Element verstärkt einen Ausgang des ersten, verstärkenden Elements in der ersten Betriebsart weiter und verstärkt ein Eingangssignal in der zweiten Betriebsart. Die Übertragungsschaltung führt einen ersten Betrieb des Blockierens der Übertragung des Eingangssignals an das zweite, verstärkende Element in der ersten Betriebsart und einen zweiten Betrieb zum Übertragen des Eingangssignals zum zweiten, verstärkenden Element in der zweiten Betriebsart aus und schaltet die erste und zweite Betriebsart gemäß einem Betriebsart-Einstellungssignal.

Daher ist ein Hauptvorteil der vorliegenden Erfindung, dass die Verstärkung ohne Erhöhung der Rauschleistung in einem Empfangsband umgeschaltet werden kann.

Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen.
Von den Figuren zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild, das den Aufbau eines Leistungsverstärkers 1 einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 2 einen Schaltplan, der den Aufbau eines Verstärkungs-Abschnittes 28 in Fig. 1 darstellt;
Fig. 3 die Kennlinie einer Diode D1 eines Signalübertragungs-Abschnittes 58 in Fig. 2;
Fig. 4 eine Abbildung zum Beschreiben eines Transistors als Diode D1;
Fig. 5 einen Schaltplan, der den Aufbau eines Verstärkungs-Abschnittes 28A darstellt, der anstelle des Verstärkungs-Abschnittes 28 in einem Leistungsverstärker der zweiten Ausführungsform verwendet wird;
Fig. 6 einen Schaltplan, der den Aufbau eines Verstärkungs-Abschnittes 28B darstellt, der anstelle des in Fig. 2 gezeigten Verstärkungs-Abschnittes 28 bei einer dritten Ausführungsform verwendet wird;
Fig. 7 einen Schaltplan, der den Aufbau eines Verstärkungs-Abschnittes 28C darstellt, der bei einem Leistungsverstärker einer vierten Ausführungsform verwendet wird;
Fig. 8 einen Schaltplan, der den Aufbau eines Verstärkungs-Abschnittes 28D darstellt, der bei einer fünften Ausführungsform verwendet wird;
Fig. 9 einen Schaltplan, der den Aufbau eines Verstärkungs-Abschnittes 28E darstellt, der bei einer sechsten Ausführungsform verwendet wird;
Fig. 10 einen Schaltplan, der den Aufbau eines Verstärkungs-Abschnittes 28F darstellt, der bei einer siebten Ausführungsform verwendet wird;
Fig. 11 einen Schaltplan, der den Aufbau eines Schaltgliedes 100G darstellt;
Fig. 12 einen Schaltplan, der einen Teil des Schaltungsaufbaus eines bekannten HBT- Leistungsverstärkers für zwei Bänder GSM/DCS darstellt;
Fig. 13 eine Abbildung, die schematisch die Beziehung zwischen dem Empfangsbandrauschen und einem Hauptsignal darstellt, und
Fig. 14 einen Schaltplan, der ein Beispiel für eine Schaltung eines Breitbandverstärkers darstellt.

Erste Ausführungsform

Fig. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild, das den Aufbau eines Leistungsverstärkers 1 einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
Nach Fig. 1 beinhaltet ein Leistungsverstärker 1 eine Halbleitervorrichtung 2, die auf einem Verbindungshalbleitersubstrat aus Galliumarsenid oder dergleichen integriert ist, Leitungen 4, 8 und 10, Induktivitäten Ld1 und Ld1A zum Sperren von RF- Signalen, einen Kondensator 6 und Ausgangsanpassungsschaltungen 36 und 38.
Die Halbleitervorrichtung 2 beinhaltet Eingangsanschlüsse 12 bis 24 und Ausgangsanschlüsse 32 und 34.
Ein Eingangssignal IN1800 in dem 1800-MHz-Band wird über die Leitung 4 an den Eingangsanschluß 12 angelegt. An den Eingangsanschluß 14 wird über die Induktivität Ld1 eine Betriebsartauswahlspannung Vmod2 angelegt. An den Eingangsanschluß 18 wird über die Induktivität Ld1A eine Betriebsartauswahlspannung Vmod2 angelegt. Der Eingangsanschluß 16 ist direkt mit einem Anschluß verbunden, der die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 empfängt. An den Eingangsanschluß 20 ist über eine Leitung 8 eine Steuerspannung Vpc angelegt.
Der Kondensator 6 ist zwischen ein Ende der Leitung 8, an das die Steuerspannung Vpc angelegt ist, und den Masseknoten geschaltet. An den Eingangsanschluß 22 ist eine Bandauswahlspannung Vmod angelegt zum Schalten zwischen dem 1800-MHz-Band und dem 900-MHz-Band. Ein Eingangssignal IN900 des 900-MHz-Bandes wird über die Leitung 10 an den Eingangsanschluß 24 angelegt.
Die Halbleitervorrichtung 2 beinhaltet weiter: ein Vorspannungs-Schaltglied 26 zum Empfangen der Steuerspannung Vpc und der Bandauswahlspannung Vmod vom Eingangsanschluss 20 bzw. 22, und zum Ausgeben einer Steuerspannung Vpc1800, Vmod1800, Vpc900 und Vmod900; einen gemäß den Steuerspannungen Vpc1800 und Vmod1800 aktivierten Verstärkungs-Abschnitt 28 zum Verstärken des Signals IN1800 des 1800-MHz-Bandes in einer Betriebsart gemäß der Betriebsartauswahlspannung Vmod2; und einem gemäß den Steuerspannungen Vpc900 und Vmod900 aktivierten Verstärkungs- Abschnitt 30 zum Verstärken des Signals IN900 des 900-MHz- Bandes in einer Betriebsart gemäß der Betriebsartauswahlspannung Vmod2.
Das Vorspannungs-Schaltglied 26 erzeugt interne Steuerspannungen gemäß der Steuerspannung Vpc und der Bandauswahlspannung, wie in der folgenden Tabelle 1 gezeigt. Für die Zweckmäßigkeit der Beschreibung wird die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 zum Umschalten der Betriebsart auch in Tabelle 1 mit aufgenommen. Tabelle 1
Nach Tabelle 1 sind die Verstärkungs-Abschnitte 28 und 30 ausgeschaltet, wenn die Steuerspannung Vpc auf 0 V eingestellt wird.
Wenn die Steuerspannung Vpc in einem aktiven Zustand ist, wird die Steuerspannung Vpc zu einem der beiden Verstärkungs- Abschnitte 28 und 30 übertragen, der durch die Bandauswahlspannung Vmod bestimmt ist. Wenn die Bandauswahlspannung Vmod auf dem L-Pegel ist, wird der Verstärkungs-Abschnitt 30 für das 900-MHz- Band ausgewählt und der Vorspannungs-Schalter 26 gibt die Steuerspannung Vpc als interne Steuerspannung Vpc900 aus. Die interne Steuerspannung Vpc1800 wird auf den L-Pegel eingestellt, der für einen inaktiven Zustand steht.
Wenn auf der anderen Seite die Bandauswahlspannung Vmod auf dem H-Pegel ist, wird der Verstärkungs-Abschnitt 28 für das 1800-MHz- Band ausgewählt, und das Vorspannungs-Schaltglied 26 gibt die Steuerspannung Vpc als interne Steuerspannung Vpc1800 aus. Die interne Steuerspannung Vpc900 wird auf den L-Pegel eingestellt, der auf einen inaktiven Zustand hindeutet.
Das Vorspannungsschaltglied 26 gibt auch interne Steuerspannungen Vmod900 und Vmod1800 gemäß der Bandauswahlspannung Vmod aus. Wenn die Bandauswahlspannung Vmod auf dem H-Pegel ist, aktiviert das Vorspannungs-Schaltglied 26 die interne Steuerspannung Vmod1800 auf den L-Pegel und inaktiviert die interne Steuerspannung Vmod900 auf den H-Pegel.
Wenn auf der anderen Seite die Bandauswahlspannung Vmod auf dem L-Pegel ist, aktiviert das Vorspannungs-Schaltglied 26 die interne Steuerspannung Vmod900 auf den L-Pegel und inaktiviert die interne Steuerspannung Vmod1800 auf den H-Pegel.
Die internen Steuerspannungen Vpc900, Vpc1800, Vmod900 und Vmod1800 werden wie oben beschrieben festgelegt, und einer der Verstärkungs-Abschnitte 28 und 30 wird ausgewählt. Wenn die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 auf den L-Pegel eingestellt ist, arbeitet der ausgewählte Verstärkungs-Abschnitt in der GSM- Betriebsart. Wenn die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 auf den H-Pegel eingestellt ist, arbeitet der ausgewählte Verstärkungs- Abschnitt in der EDGE-Betriebsart.
Der Verstärkungs-Abschnitt 28 beinhaltet eine Vorspannungsschaltung 40 zum Ausgeben von Vorspannungen Vb1, Vb2 und Vb3 gemäß der Betriebsartauswahlspannung Vmod2 und den Steuerspannungen Vpc1800 und Vmod1800 sowie eine Leistungsverstärkungsschaltung 42 zum Empfangen von Vorspannungen Vb1, Vb2 und Vb3, die das Signal IN1800 mit der Verstärkung gemäß der Betriebsartauswahlspannung Vmod2 verstärkt und das verstärkte Signal an den Anschluß 32 ausgibt.
Der Verstärkungs-Abschnitt 30 beinhaltet eine Vorspannungsschaltung 44 zum Ausgeben der Vorspannungen Vb1A, Vb2A und Vb3A gemäß der Betriebsartauswahlspannung Vmod2 und den Steuerspannungen Vpc900 und Vmod900 sowie eine Leistungsverstärkungsschaltung 46 zum Empfangen der Vorspannungen Vb1A, Vb2A und Vb3A, die das Signal IN900 mit der Verstärkung gemäß der Betriebsartauswahlspannung Vmod2 verstärkt und das verstärkte Signal an den Anschluß 34 ausgibt.
Ein Signal wird von dem Anschluß 32 an die Ausgangsanpassungsschaltung 36 ausgegeben und geht durch die Ausgangsanpassungsschaltung 36 hindurch, und ein Signal OUT1800 wird von dem Ausgangsanschluß ausgegeben. Ein Signal wird von dem Anschluß 34 an die Ausgangsanpassungsschaltung 38 ausgegeben und geht durch die Ausgangsanpassungsschaltung 38 hindurch, und ein Ausgangssignal OUT900 wird von dem Ausgangsanschluß ausgegeben.
Obwohl für die Versorgung der Verstärkungs-Abschnitte 28 und 30 mit einem Versorgungspotential kein Pfad in Fig. 1 beschrieben ist, wird im folgenden eine detailliertere Beschreibung einschließlich des Versorgungspotentialpfades gegeben. Nach Fig. 1 sind, da das Band eines im Verstärkungs-Abschnitt 30 zu verarbeitenden Signals von dem eines im Verstärkungs-Abschnitt 28 zu verarbeitenden Signals verschieden ist, die Parameter eines Transistors, eines Widerstands und eines Kondensators darin unterschiedlich. Jedoch ist der Schaltungsaufbau ähnlich. Folglich wird der Aufbau des Verstärkungs-Abschnittes 28 repräsentativ beschrieben werden.
Fig. 2 ist ein Schaltplan, der den Aufbau des Verstärkungs- Abschnittes 28 in Fig. 1 darstellt. Den Schaltungselementen, wie z. B. Widerständen, Transistoren und Kondensatoren, sind die gleichen Bezugszeichen zugeordnet, wie die bei der bekannten Schaltung nach Fig. 12.
Nach Fig. 2 wird zusätzlich zu den in Fig. 1 beschriebenen Eingangssignalen das Versorgungspotential an den Verstärkungs- Abschnitt 28 über Anschlüsse 55, 57, 62 und 64 angelegt, die für die Halbleitervorrichtung 2 vorgesehen sind. Das Versorgungspotential Vcc wird über eine Leitung 54 für die Spannungsversorgung an den Anschluß 55 angelegt. Das Versorgungspotential Vcc wird über eine Leitung 56 für die Spannungsversorgung an den Anschluß 57 angelegt. Ein Kondensator 52 wird zwischen den Masseknoten und einen Anschluß geschaltet, der üblicherweise mit den Leitungen 54 und 56 verbunden ist und an den das Versorgungspotential Vcc angelegt wird.
Das Kollektorversorgungspotential Vc1 wird über eine Leitung L1 für die Spannungsversorgung an den Anschluß 62 angelegt. Der Kondensator Cdc1 ist zwischen dem Masseknoten und ein Ende der Leitung L1 geschaltet, an das das Kollektorversorgungspotential Vc1 angelegt wird. Das Kollektorversorgungspotential Vc2 wird über eine Leitung L2 für die Spannungsversorgung an den Anschluß 64 angelegt. Der Kondensator Cdc2 ist zwischen den Masseknoten und ein Ende der Leitung L1 geschaltet, an das das Kollektorversorgungspotential Vc2 angelegt wird.
Die Vorspannungsschaltung 40 beinhaltet Vorspannungssteuerschaltungen 401, 402 und 403 zum Ausgeben jeweiliger Vorspannungen Vb1, Vb2 bzw. Vb3.
Die Vorspannungssteuerschaltung 401 beinhaltet: einen Widerstand Rbb11, an dessen eines Ende die Steuerspannung Vpc1800 angelegt wird und dessen anderes Ende mit einem Knoten N9 verbunden ist; einen Widerstand Rbb12, an dessen eines Ende die Steuerspannung Vmod1800 angelegt wird; einen Transistor TrB_1, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands Rbb12 verbunden ist und dessen Emitter mit dem Masseknoten verbunden ist; und einen Widerstand Rcc1, der zwischen den Kollektor des Transistors TrB_1 und den Knoten N9 geschaltet ist. Die Vorspannung Vp1 wird von dem Knoten N9 ausgegeben.
Die Vorspannungssteuerschaltung 402 beinhaltet einen Widerstand Rbb2 mit einem Ende, an das die Steuerspannung Vpc1800 angelegt wird; einen Transistor TrB_2, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands Rbb2 verbunden ist und dessen Emitter mit einem Knoten N11 verbunden ist; einen Widerstand Ree2, der zwischen den Knoten N11 und den Masseknoten geschaltet ist; und einen Widerstand Rcc2, der zwischen den Anschluß 57 und den Kollektor des Transistors TrB_2 geschaltet ist. Das Versorgungspotential Vcc wird über die Leitung 56 an den Anschluß 57 angelegt. Der Kondensator 52 ist zwischen den Masseknoten und den Anschluß geschaltet, der das Versorgungspotential Vcc empfängt. Die Vorspannung Vb2 wird von dem Knoten N11 ausgegeben.
Die Vorspannungssteuerschaltung 403 beinhaltet: einen Widerstand Rbb3 mit einem Ende, an das die Steuerspannung Vpc1800 angelegt wird; einen Transistor TrB_3, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands Rbb3 verbunden ist und dessen Emitter mit einem Knoten N12 verbunden ist; einen Widerstand Ree3, der zwischen den Knoten N12 und den Masseknoten geschaltet ist; und einen Widerstand Rcc3, der zwischen den Anschluß 55 und den Kollektor des Transistors TrB_3 geschaltet ist. Das Versorgungspotential Vcc wird an den Anschluß 55 über eine Leitung 54 angelegt. Die Vorspannung Vb3 wird von dem Knoten N12 ausgegeben.
Die Leistungsverstärkungsschaltung 42 beinhaltet: eine Eingangsanpassungsschaltung 421, an die das Eingangssignal IN1800 von einem Eingangsanschluß über die Leitung 4 und den Anschluß 12 angelegt wird; eine erste Verstärkerstufe 422 zum Empfangen und Verstärken eines Ausgangs der Eingangsanpassungsschaltung 421; eine zweite Verstärkerstufe 423; eine dritte Verstärkerstufe 425; einen Kondensator C1 zum Anpassen der Verstärkerstufen 422 und 423; und eine Zwischenanpassungsschaltung 424 zum Anpassen der Verstärkerstufen 423 und 425.
Die Eingangsanpassungsschaltung 421 beinhaltet Widerstände Ra1, Ra2 und Ra3, die ein Dämpfungsglied zum Empfangen des Eingangssignals IN1800 bilden, das über eine Leitung 4 eingespeist wird, und einem Kondensator Cin1, der zwischen die Knoten N3 und N4 geschaltet ist.
Die Verstärkerstufe 422 beinhaltet: einen Widerstand Rb1, an dessen eines Ende die Vorspannung Vb1 angelegt wird und dessen anderes Ende mit dem Knoten N4 verbunden ist; einen Widerstand R1 mit einem Ende, das mit dem Knoten N4 verbunden ist; und einen Transistor Tr1, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands R1 verbunden ist und dessen Emitter mit einem Masseknoten verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Tr1 ist mit dem Anschluß 62 verbunden. Das Kollektorversorgungspotential Vc1 wird über die Leitung L1 an den Anschluß 62 angelegt. Der Kondensator Cdc1 ist zwischen dem Masseknoten und einem Anschluß vorgesehen, an den das Kollektorversorgungspotential Vc1 angelegt wird.
Der Kondensator C1 zum Anpassen der Verstärkerstufen 422 und 423 wird zwischen dem Kollektor des Transistors Tr1 und einem Knoten N5 geschaltet.
Die Verstärkerstufe 423 beinhaltet: einen Widerstand Rb2, an dessen eines Ende die Vorspannung Vb2 angelegt wird und dessen anderes Ende mit dem Knoten N5 verbunden ist; einen Widerstand R2 mit einem Ende, das mit dem Knoten N5 verbunden ist; einen Transistor Tr2, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstandes R2 verbunden ist und dessen Emitter mit dem Masseknoten verbunden ist; einen Kondensator Cf2, der zwischen den Kollektor des Transistors Tr2 und einen Knoten N7 geschaltet ist; und einen Widerstand Rf2, der zwischen die Knoten N7 und N5 geschaltet ist. Ein Ausgang des Transistors Tr2 ist an den Knoten N5 über den Kondensator Cf2 und den Widerstand Rf2 rückgekoppelt. Der Kollektor des Transistors Tr2 ist mit dem Anschluß 64 verbunden. Das Kollektorversorgungspotential Vc2 wird über die Leitung L2 an den Anschluß 64 angelegt. Der Kondensator Cdc2 ist zwischen den Masseknoten und den Anschluß geschaltet, an den das Kollektorversorgungspotential Vc2 angelegt wird.
Die Verstärkerstufe 425 beinhaltet: einen Widerstand Rb3, an dessen eines Ende eine Vorspannung Vb3 angelegt wird und dessen anderes Ende mit einem Knoten N6 verbunden ist; einen Widerstand R3 mit einem Ende, das mit dem Knoten N6 verbunden ist; einen Transistor Tr3, dessen Basis mit dem anderen Ende des Widerstands R3 verbunden ist und dessen Emitter mit dem Masseknoten verbunden ist; einen Kondensator Cf3, der zwischen den Kollektor des Transistors Tr3 und einen Knoten N8 geschaltet ist; und einen Widerstand Rf3, der zwischen die Knoten N8 und N6 geschaltet ist. Ein Ausgang des Transistors Tr3 wird über den Kondensator Cf3 und den Widerstand Rf3 an den Knoten N6 rückgekoppelt. Der Kollektor des Transistors Tr3 ist mit dem Anschluß 32 verbunden.
Die Ausgangsanpassungsschaltung 36 ist mit dem Anschluß 32 verbunden. Das Kollektorversorgungspotential Vc3 wird an die Ausgangsanpassungsschaltung 36 angelegt, und das Signal OUT1800 wird von einem Ausgangsanschluß ausgegeben.
Die Ausgangsanpassungsschaltung 36 beinhaltet: eine Leitung Lo1, die zwischen den Anschluß 32 und den Knoten N13 geschaltet ist; eine kurze (Anpassungs-)Leitung Lo5, die zwischen den Knoten N13 und einen Knoten geschaltet ist, an den das Kollektorversorgungspotential Vc3 angelegt wird; einen Kondensator Cdc3, an dessen eines Ende das Kollektorversorgungspotential Vc3 angelegt wird und dessen anderes Ende mit dem Masseknoten verbunden ist; eine Leitung Lo2, die zwischen den Knoten N13 und einen Knoten N14 geschaltet ist; einen Kondensator Co1, der zwischen den Knoten N14 und den Masseknoten geschaltet ist; eine Leitung Lo3, die zwischen den Knoten N14 und den Knoten N15 geschaltet ist; einen Kondensator Co2, der zwischen den Knoten N15 und den Masseknoten geschaltet ist; einen Kondensator Co3, der zwischen den Knoten N15 und einen Ausgangsanschluß zum Ausgeben des Ausgangssignals OUT1800 geschaltet ist; und eine offene Stichleitung Lo4 mit einem mit dem Knoten N13 verbundenen Ende und dem anderen Ende als einem offenen Ende.
Die Leistungsverstärkungsschaltung 42 beinhaltet weiter einen Signalübertragungsabschnitt 58, der zwischen den Anschluß 12 und den Knoten N5 geschaltet ist, zum Übertragen der Signale gemäß der Betriebsartauswahlspannung Vmod2. Der Punkt, daß die Leistungsverstärkungsschaltung 42 den Signalübertragungsabschnitt 58 enthält, ist grundlegend verschieden von dem in Bezug auf Fig. 12 beschriebenen, bekannten Aufbau.
Der Signalübertragungsabschnitt 58 beinhaltet einen Kondensator Cd1, der zwischen den Anschluß 12 und den Knoten N1 geschaltet ist; eine Diode D1, die zwischen die Knoten N1 und N2 geschaltet ist; einen Widerstand Rd1, der zwischen den Knoten N2 und den Masseknoten geschaltet ist; und einen Kondensator Cd2, der zwischen die Knoten N2 und N5 geschaltet ist. Die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 wird an den Knoten N1 zum Sperren des RF-Signals über den Anschluss 14 und die Induktivität Lb1 angelegt. Die Richtung von dem Knoten N1 zum Knoten N2 ist die Durchlaßrichtung der Diode D1.
Nun wird das Schalten der Verstärkung des Verstärkungs- Abschnittes 28 gemäß der Betriebsartauswahlspannung Vmod2 beschrieben werden.
Die Verstärkung wird durch das Umschalten der Betriebsartauswahlspannung Vmod2 zwischen dem H-Pegel (z. B. etwa 2,8 V) und dem L-Pegel (z. B. etwa 0 V) umgeschaltet. Wenn die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 auf den H-Pegel eingestellt wird, wird der Transistor TrB_1 leitend gemacht, der Knoten N9 wird mit dem Massepotential verbunden und die Vorspannung Vb1 wird etwa 0 V. Folglich wird der in der ersten Verstärkerstufe 422 enthaltene Transistor Tr1 ausgeschaltet. Auf der anderen Seite wird in dem Signalübertragungsabschnitt 58 das Potential des Knotens N1 auf den H-Pegel eingestellt.
Fig. 3 ist eine Abbildung, die die Kennlinie der Diode D1 des Signalübertragungsabschnittes 58 in Fig. 2 darstellt.
Nach Fig. 2 und 3 ist die Kathode der Diode D1 über den Widerstand Rd1 mit dem Masseknoten verbunden. Daher fließt kein Strom durch die Diode D1, wenn das Potential des Knotens N1 etwa 0 V ist. Selbst wenn das Eingangssignal IN1800 über den Kondensator Cd1 zum Knoten N1 übertragen wird, übersteigt in diesem Fall die Amplitude des Signals nicht die Spannung des eingeschalteten Zustands in Vorwärtsrichtung der Diode D1, so daß kein Signal zum Knoten N2 übertragen wird.
Auf der anderen Seite übersteigt der Knoten N1 die Spannung des eingeschalteten Zustands der Diode D1 in Hinblick auf den Knoten N2, wenn die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 auf dem H- Pegel ist, so daß die Knoten N1 und N2 leitend gemacht werden. Wenn das Eingangssignal IN1800 über den Kondensator Cd1 übertragen wird, geht daher das Signal durch die Diode D1 hindurch und wird zum Knoten N2 übertragen, und wird weiter zum Knoten N5 über den Kondensator Cd2 übertragen.
Wie oben beschrieben, wird das Eingangssignal IN1800 über den Signalübertragungsabschnitt 58 direkt zur zweiten Verstärkerstufe 423 übertragen, wenn die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 auf dem H-Pegel ist. Das Signal wird dem Verstärkungsprozeß in jeder der zwei Verstärkerstufen 423 und 425 unterzogen, und das verstärkte Signal wird als Ausgangssignal OUT1800 ausgegeben.
In dem Fall des Einstellens der Betriebsartauswahlspannung Vmod2 auf den H-Pegel zum Einschalten der Diode D1 wird auch der Transistor TrB_12 eingeschaltet; die Vorspannung Vb1 wird 0 V, und die Leistungsaufnahme des Transistors im Betrieb niedriger Verstärkung wird verringert. Somit wird eine niedrigere Leistungsaufnahme erreicht.
Auf der anderen Seite ist die Diode D1, wie oben mit Bezug auf Fig. 3 beschrieben, in einem ausgeschalteten Zustand, wenn die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 auf dem L-Pegel ist. Daher wird kaum ein Einfluß auf den normalen Verstärkungsbetrieb ausgeübt. In diesem Fall wird bei der Vorspannungssteuerschaltung 401 die Vorspannung Vb1 auf ein passendes Potential gemäß der Steuerspannung Vpc1800 eingestellt, so daß das Signal IN1800 in der Verstärkerstufe 422 verstärkt wird. In diesem Fall wird daher das Signal IN1800 der Verstärkung in drei Verstärkerstufen 422, 423 und 425 unterzogen, und das verstärkte Signal wird als Signal OUT1800 ausgegeben.
Wie oben beschrieben, kann der Leistungsverstärker vom Typ mit Verstärkungsschalter gemäß der ersten Ausführungsform mit GSM/EDGE-Betriebsart-Umschaltfunktion bereitgestellt werden ohne Zunahme der Rauschleistung in dem Empfangsband.
Die Diode D1 wird üblicherweise durch Verwendung eines pn- Übergangs realisiert. Alternativ dazu kann ein Transistor als eine Diode verwendet werden.
Fig. 4 ist eine Abbildung zum Beschreiben des Falls, bei dem ein Transistor als Diode D1 verwendet wird.
Nach Fig. 4 ist es zum Verwenden eines Transistors 72 anstelle einer Diode 70 ausreichend, den Kollektor und die Basis des Transistors 72 miteinander zu verbinden, so daß der resultierende Anschluß als Anode verwendet wird, und den Emitter als Kathode zu verwenden.
Auf diese Art und Weise kann die Diode D1 durch Verwendung eines Transistors realisiert werden.

Zweite Ausführungsform

Fig. 5 ist ein Schaltplan der den Aufbau eines Verstärkungs- Abschnittes 28A darstellt, der bei einem Leistungsverstärker nach der zweiten Ausführungsform anstelle des Verstärkungs- Abschnittes 28 verwendet wird.
Nach Fig. 5 beinhaltet der Verstärkungsabschnitt 28A einen Signalübertragungsabschnitt 58A anstelle des Signalübertragungsabschnittes 58 in dem Aufbau des Verstärkers 28, der in Fig. 2 dargestellt ist.
Der Signalübertragungsabschnitt 58A beinhaltet einen Kondensator Cd1, der zwischen den Anschluß 12 und den Knoten N1 geschaltet ist, eine Diode D1, die zwischen die Knoten N1 und N2 geschaltet ist, und einen Kondensator Cd2, der zwischen die Knoten N2 und N5 geschaltet ist.
Der Signalübertragungsabschnitt 58A beinhaltet weiter eine Diode D2 mit einer mit dem Knoten N2 verbundenen Anode und einen Widerstand Rd1, der zwischen die Kathode der Diode D2 und den Masseknoten geschaltet ist. Die Diode D2 ist so geschaltet, daß ihre Durchlaßrichtung die Richtung von dem Knoten N2 zum Widerstand Rd1 ist.
Durch Hinzunahme der Diode D2 wird in dem Fall, daß der Transistor Tr1 in dem eingeschalteten Zustand ist und die Diode D1 in dem ausgeschalteten Zustand ist, ein Signalleck vom Knoten N5 zum Widerstand Rd1 unterdrückt, da in dem Fall, bei dem die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 auf dem L-Pegel ist, auf dem der Transistor Tr1 in dem eingeschalteten Zustand ist, nicht nur die Diode D1, sondern auch die Diode D2 in dem ausgeschalteten Zustand ist. Daher wird im normalen Betrieb verglichen mit dem Fall der ersten Ausführungsform die Übertragung eines RF- Signals zum Transistor Tr2 effizienter ausgeführt.
Wie oben beschrieben, kann auch bei der zweiten Ausführungsform ein Leistungsverstärker vom Verstärkungsumschalttyp mit einer GSM/EDGE-Betriebsartumschaltfunktion ohne Vergrößerung der Rauschleistung im Empfangsband bereitgestellt werden.

Dritte Ausführungsform

Bei der ersten und der zweiten Ausführungsform ist die Diode D1 eingeschaltet, und die Signalübertragungs-Abschnitte 58 und 58A übertragen das Eingangssignal IN1800 zum Knoten N5. Jedoch wird das zum Knoten N5 übertragene Eingangssignal nicht nur zum Transistor Tr2, sondern auch über den Kondensator C1 zum Transistor Tr1 übertragen. Da das Signal in einer solchen Art und Weise verteilt wird, wird ein Problem der Zwischenstufen- Fehlanpassung vorhergesagt, derart, daß ein RF-Signal nicht effizient in den Transistor Tr2 eingespeist werden kann, selbst wenn der Transistor Tr1 in dem ausgeschalteten Zustand ist.
Weiter beinhaltet ein Ausgang des Transistors Tr1 in dem Fall der ersten Ausführungsform eine vom Knoten N5 zur Seite des Transistors Tr2 übertragene Komponente und eine zum Widerstand Rd1 leckende Komponente, selbst in dem Fall, in dem die Diode D1 in Fig. 2 in dem ausgeschalteten Zustand ist und der Transistor Tr1 in dem eingeschalteten Zustand ist. Auch in diesem Fall wird ein Problem vorhergesagt, derart, daß die Signalübertragung nicht effizient ausgeführt wird.
In der dritten und den nachfolgenden Ausführungsformen wird ein Leistungsverstärker beschrieben, der fähig ist, solche Probleme zu lösen.
Fig. 6 ist ein Schaltplan, der den Aufbau eines Verstärkungs- Abschnittes 28B darstellt, der bei der dritten Ausführungsform anstelle des in Fig. 2 gezeigten Verstärkungs-Abschnittes 28 verwendet wird.
Nach Fig. 6 beinhaltet der Verstärkungs-Abschnitt 28B eine Zwischenstufenanpassungsschaltung 80 anstelle des Kondensators C1 in dem Aufbau des in Fig. 2 dargestellten Verstärkungs- Abschnittes 28. Die Zwischenstufenanpassungsschaltung 80 beinhaltet: einen Kondensator C1, der zwischen den Knoten N5 und den Anschluß 62 geschaltet ist, mit dem der Kollektor des Transistors Tr1 verbunden ist; einen Widerstand Rdc1 und einen Kondensator Cd3, die parallel zwischen einen Knoten N20 und den Anschluß 62 geschaltet sind; einen Transistor Trd1, dessen Kollektor mit dem Knoten N20 verbunden ist und dessen Emitter mit dem Masseknoten verbunden ist; und einen Widerstand Rdb1, der zwischen die Basis des Transistors Trd1 und den Anschluß 14 geschaltet ist.
Da der Aufbau des anderen Teils des Verstärkungs-Abschnittes 28B ähnlich dem des nach Fig. 2 beschriebenen Verstärkungs- Abschnittes 28 ist, wird dessen Beschreibung nicht wiederholt.
Ein Umschaltbetrieb wird nun beschrieben. Zuerst für den Fall, bei dem die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 0 V ist, sowie die Diode D1 und der Transistor Trd1 in dem ausgeschalteten Zustand sind. Daher üben der Signalübertragungsabschnitt 58, der Widerstand Rdc1 und der Kondensator Cd3 kaum einen Einfluß auf den Verstärkungsbetrieb des Transistors Tr1 aus.
Auf der anderen Seite ist die Diode D1 in dem eingeschalteten Zustand und der Transistor Trd1 ist durch die Verwendung des Widerstands Rdc1 als Last leitend gemacht, wenn das Betriebsartauswahlsignal Vmod2 auf dem H-Pegel ist. Für den Lastwiderstand Rdc1 wird verglichen mit der Impedanz des Kondensators Cd3 ein ausreichend großer Wert gewählt. Durch Verwendung eines ausreichend großen Widerstandswertes für den Widerstand Rdb1 kann das Signalleck von der Anode der Diode D1 ausreichend reduziert werden.
Zu dieser Zeit ist der Transistor Tr1 in dem ausgeschalteten Zustand, da der Transistor TrB_1 leitend ist. Der Kapazitätswert des Kondensators Cd3 wird derart gewählt, daß er mit der parasitären Kapazität in dem Fall, bei dem die Induktivität der Leitung L1 mit dem Anschluß 62 verbunden ist und der Transistor Tr1 ausgeschaltet ist, einen parallelen Schwingkreis bildet. Das macht die Impedanz gesehen vom Knoten N5 zum Transistor Tr1 bei der gewünschten Frequenz ausreichend hoch. Daher wird das Signalleck vom Knoten N5 zum Transistor Tr1 unterdrückt. Als Folge wird ein vom Knoten N5 über den Signalübertragungsabschnitt 58 übertragenes RF-Signal effizient zum Transistor Tr2 übertragen.
Auch bei der dritten Ausführungsform kann ein Leistungsverstärker vom Verstärkungsumschalttyp mit der Fähigkeit des Umschaltens der GSM/EDGE-Betriebsarten ohne Vergrößerung der Rauschleistung im Empfangsband bereitgestellt werden. Weiter kann die Signalübertragungseffizienz in der EDGE-Betriebsart, bei der die Verstärkung verringert wird, verbessert werden.

Vierte Ausführungsform

Fig. 7 ist ein Schaltplan, der den Aufbau eines Verstärkungs- Abschnittes 28C darstellt, der in einem Leistungsverstärker der vierten Ausführungsform verwendet wird.
Nach Fig. 7 beinhaltet der Verstärkungs-Abschnitt 28C einen Signalübertragungsabschnitt 58C anstelle des Signalübertragungsabschnittes 58 in dem Aufbau des in Fig. 6 gezeigten Verstärkungsabschnittes 28B.
Der Signalübertragungsabschnitt 58C beinhaltet einen Kondensator Cd1, der zwischen den Anschluß 12 und den Knoten N1 geschaltet ist, eine Diode D1, die zwischen die Knoten N1 und N2 geschaltet ist, und einen Kondensator Cd2, der zwischen die Knoten N2 und N5 geschaltet ist. Der Knoten N2 des Signalübertragungsabschnittes 58C ist mit einem Anschluß 82 verbunden. Zwischen den Anschluß 82 und den Masseknoten ist eine Induktivität Ld2 zum Sperren des RF-Signals geschaltet.
Durch Ersetzen des Widerstands Rd1 in Fig. 6 mit der Induktivität Ld2 kann das Signalleck vom Knoten N5 zum Widerstand Rd1 in dem Fall, bei dem der Transistor Tr1 eingeschaltet ist und die Diode D1 ausgeschaltet ist, unterdrückt werden. Daher wird die Übertragung eines RF-Signals zum Transistors Tr2 in der GSM- Betriebsart effizient ausgeführt.
In der EDGE-Betriebsart, bei der die Diode D1 im eingeschalteten Zustand ist, wird das Signalleck vom Knoten N5 zur Seite des Transistors Tr1 durch die Zwischenstufenanpassungsschaltung 80 unterdrückt. Als Folge davon wird ein RF-Signal auch in der EDGE-Betriebsart effizient zum Transistor Tr2 übertragen.
Auch in dem Fall der vierten Ausführungsform kann ein Leistungsverstärker vom Verstärkungsumschalttyp, der fähig ist, die GSM/EDGE-Betriebsarten umzuschalten, ohne Vergrößerung der Rauschleistung im Empfangsband bereitgestellt werden. In der EDGE- Betriebsart müssen im Fall nach Fig. 5 zwei Dioden D1 und D2 eingeschaltet werden, während es im Fall nach Fig. 7 ausreicht nur eine Diode D1 einzuschalten. Daher hat dieser Fall den Vorteil, daß der H-Pegel der Betriebsartauswahlspannung Vmod2 geringer gemacht werden kann, als der bei der Schaltung nach Fig. 5.
Auf der anderen Seite hat dieser Fall den Nachteil, daß die Montagefläche vergrößert wird, da die Induktivität Ld2 zum Sperren des RF-Signals außerhalb der Halbleitervorrichtung angebracht werden muß.

Fünfte Ausführungsform

Fig. 8 ist ein Schaltplan, der den Aufbau eines in einer fünften Ausführungsform verwendeten Verstärkungs-Abschnittes 28D darstellt.
Nach Fig. 8 beinhaltet der Verstärkungs-Abschnitt 28D einen Signalübertragungsabschnitt 58A anstelle des Signalübertragungsabschnittes 58 in dem in Fig. 6 dargestellten Aufbau des Verstärkungs-Abschnittes 28B. Da der Aufbau des Signalübertragungsabschnittes 58A mit Bezug auf Fig. 5 beschrieben wurde, wird dessen Beschreibung nicht wiederholt. Da der Aufbau des anderen Teils des Verstärkungs-Abschnittes 28D ähnlich dem des in Fig. 6 gezeigten Verstärkungs-Abschnittes 28B ist, wird dessen Beschreibung nicht wiederholt.
Auch bei der fünften Ausführungsform wird ein Leistungsverstärker vom Verstärkungsumschalttyp bereitgestellt, der fähig ist, die Betriebsart zwischen den GSM/EDGE-Betriebsarten umzuschalten ohne Vergrößerung des Rauschstroms im Empfangsband.
Weiter wird durch das in Serie schalten einer Last der Diode D2 zum Widerstand Rd1 ein Signalleck vom Knoten N5 zum Widerstand Rd1 in dem Fall unterdrückt, bei dem der Transistor Tr1 eingeschaltet ist und die Diode D1 ausgeschaltet ist, da die Diode D2 ausgeschaltet ist. Daher wird ein RF-Signal in der GSM- Betriebsart effizient zum Transistor Tr2 übertragen.
Da auf der anderen Seite der Kapazitätswert des Kondensators Cd3 derart gewählt ist, daß er ähnlich zur vierten Ausführungsform einen parallelen Schwingkreis bildet, wird das Signalleck vom Knoten N5 zum Transistor Tr1 in dem Zustand unterdrückt, bei dem die Diode D1 eingeschaltet ist. Als Folge wird ein RF- Signal in der EDGE-Betriebsart effizient zum Transistor Tr2 übertragen.
Auch ist es nach der fünften Ausführungsform unnötig, eine Induktivität Ld2 zum Sperren eines RF-Signals nach der vierten Ausführungsform bereitzustellen, und der Vorteil ist, daß die Schaltungsfläche reduziert werden kann. Auf der anderen Seite hat die Methode den Nachteil, daß das Potential des H-Pegels der Betriebsartauswahlspannung Vmod2 um eine Größe derart vergrößert werden muß, daß beide Dioden D1 und D2 in den eingeschaltenen Zustand gehen.

Sechste Ausführungsform

Fig. 9 ist ein Schaltplan, der den Aufbau eines bei der sechsten Ausführungsform verwendeten Verstärkungs-Abschnittes 28E darstellt.
Nach Fig. 9 beinhaltet der Verstärkungs-Abschnitt 28E einen Signalübertragungsabschnitt 58E anstelle des Signalübertragungsabschnittes 58C in dem mit Bezug auf Fig. 7 beschriebenen Aufbau des Verstärkungs-Abschnittes 28C.
Der Signalübertragungsabschnitt 58E beinhaltet einen Kondensator Cd1, der zwischen den Anschluß 12 und den Knoten N1 geschaltet ist, eine Diode D1, die zwischen die Knoten n1 und N2 geschaltet ist, einen Kondensator Cd2, der zwischen die Knoten N2 und N5 geschaltet ist, und eine Diode D2, die zwischen den Knoten N2 und einen Anschluß 82 geschaltet ist. Zwischen den Anschluß 82 und den Masseknoten ist eine Induktivität Ld2 zum Sperren des RF-Signals geschaltet. Der Signalübertragungsabschnitt 58E ist von dem Signalübertragungsabschnitt 58C nach Fig. 7 im Hinblick darauf unterschiedlich, daß die Diode D2 zwischen dem Knoten N2 und dem Anschluß 82 hinzugefügt ist.
Da der Aufbau des Verstärkungs-Abschnittes 28E ähnlich dem des Verstärkungs-Abschnittes 28C nach Fig. 7 ist, wird dessen Beschreibung nicht wiederholt.
Auch bei der sechsten Ausführungsform wird ein Leistungsverstärker vom Verstärkungsumschalttyp bereitgestellt, der fähig ist, die Betriebsart zwischen den GSM/EDGE-Betriebsarten umzuschalten ohne Vergrößerung der Rauschleistung im Empfangsband. Durch Verbinden der Diode D2 derart, daß die Richtung vom Knoten N2 zum Knoten N8 in Durchlaßrichtung festgelegt ist, wird ein Signalleck vom Knoten N5 nach der Induktivität Ld2 in der GSM-Betriebsart unterdrückt, bei der der Transistor Tr1 eingeschaltet ist und die Diode D1 ausgeschaltet ist.
Auf der anderen Seite wird in der EDGE-Betriebsart, bei der die Diode D1 eingeschaltet ist, das Signalleck vom Knoten N5 zum Transistor Tr1 durch die Zwischenstufenanpassungsschaltung 80 unterdrückt. Als Folge wird auch in der EDGE-Betriebsart ein RF-Signal effizient zum Transistor Tr2 übertragen. Weiter können durch geeignete Wahl des Wertes der Induktivität Ld2 und des Wertes des Kondensators Cd2 die Eingänge zum Transistor Tr2 in dem Zustand, bei dem Diode D1 eingeschaltet ist, leicht angepaßt werden.

Siebte Ausführungsform

Fig. 10 ist ein Schaltplan, der den Aufbau eines bei einer siebten Ausführungsform verwendeten Verstärkungs-Abschnittes 28F darstellt.
Nach Fig. 10 beinhaltet der Verstärkungs-Abschnitt 28F eine Zwischenstufenanpassungsschaltung 80F anstelle der Zwischenstufenanpassungsschaltung 80 bei dem Aufbau des mit Bezug auf Fig. 6 beschriebenen Verstärkungs-Abschnittes 28B.
Die Zwischenstufenanpassungsschaltung 80F beinhaltet einen Kondensator C1, der zwischen den Anschluß 62 und den Knoten N5 geschaltet ist, einen Transistor Trd1, dessen Kollektor mit dem Anschluß 62 verbunden ist und dessen Emitter mit einem Knoten N22 verbunden ist, einen Widerstand Rde1, der zwischen den Knoten N22 und dem Masseknoten geschaltet ist, einen Kondensator Cd3, der zwischen den Knoten N22 und den Masseknoten geschaltet ist, und einen Widerstand Rdb1, der zwischen den Knoten N1 und die Basis des Transistors Trd1 geschaltet ist.
Auch bei der Zwischenstufenanpassungsschaltung 80F werden der Widerstandswert des Widerstands Rde1 und der Kapazitätswert des Kondensators Cd3 so gewählt, daß ein paralleler Schwingkreis gebildet wird, wenn der Transistor Trd1 leitend gemacht wird, wobei damit ermöglicht wird, daß das Signalleck vom Knoten N5 zum Transistor Tr1 in der EDGE-Betriebsart unterdrückt wird, bei der der Transistor Tr1 in dem ausgeschalteten Zustand ist.

Abwandlung der siebten Ausführungsform

Bei dem Aufbau des in Fig. 10 dargestellten Verstärkungs- Abschnittes 28F werden durch das Vorsehen des Signalübertragungsabschnittes 58C, des Anschlusses 82 und der Induktivität Ld2, die in Fig. 7 dargestellt sind, anstelle des Signalübertragungsabschnittes 58 Effekte ähnlich denen der vierten Ausführungsform erreicht.
Durch Vorsehen des Signalübertragungsabschnittes 58A nach Fig. 8 anstelle des Signalübertragungsabschnittes 58 bei dem Aufbau des in Fig. 10 dargestellten Verstärkungs-Abschnittes 28F werden Effekte ähnlich denen der fünften Ausführungsform erreicht.
Bei dem in Fig. 10 dargestellten Aufbau des Verstärkungs- Abschnittes 28F werden durch Bereitstellung des Signalübertragungsabschnittes 58E, des Anschlusses 82 und der Induktivität Ld2 nach Fig. 9 anstelle des Signalübertragungsabschnittes 58 Effekte ähnlich denen der sechsten Ausführungsform erreicht.

Achte Ausführungsform

Bei einer achten Ausführungsform wird die Diode D1 des Übertragungsabschnittes bei jeder der ersten bis siebten Ausführungsform durch ein Schaltglied 100G ersetzt.
Fig. 11 ist ein Schaltplan, der den Aufbau des Schaltgliedes 100G darstellt.
Nach Fig. 11 beinhaltet das Schaltglied 100G einen Transistor Trd2, dessen Kollektor mit dem Knoten N12 verbunden ist und dessen Emitter mit dem Knoten N2 verbunden ist, und einen Widerstand Rdb2, an dessen eines Ende die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 angelegt ist und dessen anderes Ende mit der Basis des Transistors Trd2 verbunden ist.
Wenn die Betriebsartauswahlspannung Vmod2 auf den H-Pegel eingestellt ist, verbindet das Schaltglied 100G die Knoten N1 und N2. Da der Knoten N2 über einen Widerstand und eine Induktivität mit dem Masseknoten verbunden ist, wird eine Spannung an Basis und Emitter des Transistors Trd2 angelegt, die Vbe übersteigt.
Auch durch Verwendung des Schaltgliedes 100G werden Effekte, ähnlich denen der ersten bis siebten Ausführungsform, erreicht. In dem Fall, bei dem die Amplitude eines Eingangssignals groß ist, kann die Diode leitend gemacht werden, während ein Transistor ein Eingangssignal ungeachtet der Amplitude des Eingangssignals unterbrechen kann.
Auch bei der achten Ausführungsform wird ein Leistungsverstärker vom Verstärkungsumschalttyp bereitgestellt, der fähig ist, die Betriebsart zwischen den GSM/EDGE-Betriebsarten umzuschalten, ohne Vergrößerung der Rauschleistung in dem Empfangsband.
Wie oben beschrieben, kann durch Bereitstellung einer Übertragungsschaltung parallel zu der ersten Verstärkungsstufe einschließlich eines Transistors der Verstärkungsfaktor umgeschaltet werden ohne Vergrößerung der Rauschleistung in dem Empfangsband. Der Verlust zur Zeit der Signalübertragung im Fall des Umschaltens der Verstärkung des Leistungsverstärkers wird verringert, und die Signalübertragung kann effizient ausgeführt werden.
Da der Transistor der ersten Stufe ausgeschaltet wird, wenn die Verstärkung niedrig ist, kann übermäßiger Stromverbrauch verringert werden.

Claims

1. Leistungsverstärker mit einer ersten und einer zweiten Betriebsart, mit:
einem ersten, verstärkenden Element (Tr1), das in der ersten Betriebsart ein Eingangssignal verstärkt und in der zweiten Betriebsart in einen inaktivierten Zustand versetzt ist;
einem zweiten, verstärkenden Element (Tr2) für weiteres Verstärken eines Ausgangs des ersten, verstärkenden Elementes in der ersten Betriebsart und für das Verstärken des Eingangssignals in der zweiten Betriebsart, und
eine Übertragungsschaltung (58), die einen ersten Betrieb des Blockierens der Übertragung des Eingangssignals an das zweite, verstärkende Element in der ersten Betriebsart ausführt, die einen zweiten Betrieb des Übertragens des Eingangssignals an das zweite, verstärkende Element in der zweiten Betriebsart ausführt, und die zwischen der ersten und der zweiten Betriebsart gemäß einem Betriebsart-Einstellsignal umschaltet.

2. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Übertragungsschaltung (58) beinhaltet:
einen ersten Kondensator (Cd1), der zwischen einen Signaleingangsknoten zum Empfangen des Eingangssignals und einen ersten internen Knoten geschaltet ist;
ein zwischen den ersten, internen Knoten (N1) und einen zweiten, internen Knoten (N2) geschaltetes Schaltglied (D1), das derart gesteuert wird, dass es gemäß dem Betriebsart- Einstellsignal leitend oder nicht leitend in Hinblick auf das Eingangssignal ist, und
einen zweiten Kondensator (Cd2), der zwischen den zweiten, internen Knoten (N2) und einen Eingang (N5) des zweiten, verstärkenden Elements (Tr2) geschaltet ist.

3. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, bei dem
das Schaltglied (D1) eine Diode (D1) aufweist mit einer Anode, die mit dem ersten, internen Knoten (N1) verbunden ist, und mit einer Kathode, die mit dem zweiten, internen Knoten (N2) verbunden ist, und
eine Eingangsvorspannung, die in der ersten und der zweiten Betriebsart gemäß dem Betriebsart-Einstellsignal unterschiedlich ist, an die Anode der Diode angelegt wird.

4. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, bei dem das Schaltglied einen Transistor aufweist (Trd2), der zwischen den ersten, internen Knoten (N1) und den zweiten, internen Knoten (N2) geschaltet ist, und der eine Steuerelektrode aufweist, die das Betriebsart-Einstellsignal empfängt.

5. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Übertragungsschaltung (58) weiter einen Widerstand (Rd1) beinhaltet, der zwischen den zweiten, internen Knoten (N2) und einen Knoten geschaltet ist, an den eine feste Vorspannung angelegt wird.

6. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, mit einer Induktivität (Ld2), die zwischen den zweiten, internen Knoten (N2) und einen Knoten geschaltet ist, an den eine feste Vorspannung angelegt wird.

7. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Übertragungsschaltung (58) weiter beinhaltet:
eine Diode (D2) mit einer Anode, die mit dem zweiten, internen Knoten (N2) verbunden ist, und
einen Widerstand (Rd1), der zwischen eine Kathode der Diode und einen Knoten geschaltet ist, an den eine feste Vorspannung angelegt wird.

8. Leistungsverstärker nach Anspruch 2, bei dem:
die Übertragungsschaltung (58) weiter eine Diode (D2) aufweist mit einer Anode, die mit dem zweiten, internen Knoten verbunden ist, und
der Leistungsverstärker weiter eine Induktivität (Ld2) umfasst, die zwischen eine Kathode der Diode (D2) und einen Knoten geschaltet ist, an dem eine feste Vorspannung anliegt.

9. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, weiter mit:
einer Anpassungsschaltung (80), die zwischen einen Ausgang des ersten, verstärkenden Elements (Tr1) und einen Eingang des zweiten, verstärkenden Elements (Tr2) geschaltet ist, bei dem eine erste Impedanz, gesehen in Richtung vom Ausgang des ersten, verstärkenden Elements (Tr1) zum Eingang des zweiten, verstärkenden Elements (Tr2), auf einen Wert eingestellt ist, sodass ein Ausgangssignal des ersten, verstärkenden Elements zum Eingang des zweiten, verstärkenden Elements in der ersten Betriebsart übertragen werden kann, und bei dem eine zweite Impedanz, gesehen in Richtung vom Eingang des zweiten, verstärkenden Elements zum Ausgang des ersten, verstärkenden Elements, auf einen Wert eingestellt ist, sodass die Übertragung des Eingangssignals vom Eingang des zweiten, verstärkenden Elements zum Ausgang des ersten, verstärkenden Elements in der zweiten Betriebsart blockiert werden kann.

10. Leistungsverstärker nach Anspruch 9, bei dem die Anpassungsschaltung (80) beinhaltet:
einen Kondensator (Cd3), der mit dem parasitären, induktiven und kapazitiven Blindwiderstand am Ausgang des ersten, verstärkenden Elements (Tr1) in der zweiten Betriebsart einen parallelen Schwingkreis bildet, und
ein Schaltglied (Trd1) zum Schalten des Kondensators (Cd3) zwischen den Ausgang des ersten, verstärkenden Elements und ein festes Potential in der zweiten Betriebsart, und zum Festlegen zumindest einer der Elektroden des Kondensators (Cd3) auf einen offenen Zustand in der ersten Betriebsart.

11. Leistungsverstärker nach Anspruch 10, bei dem ein Ende des Kondensators (Cd3) mit dem Ausgang des ersten, verstärkenden Elements (Tr1) verbunden ist; und das Schaltglied einen Transistor (Trd1) beinhaltet, der zwischen das andere Ende des Kondensators und einen Knoten geschaltet ist, an dem ein festes Potential anliegt, und der gemäß einem Betriebsart-Einstellsignal zwischen einem leitenden und einem nicht leitenden Zustand umgeschaltet werden kann.

12. Leistungsverstärker nach Anspruch 20, bei dem ein Ende des Kondensators (Cd3) mit einem Knoten verbunden ist, an dem ein festes Potential anliegt, und das Schaltglied einen Transistor (Trd1) beinhaltet, der zwischen das andere Ende des Kondensators und den Ausgang des ersten, verstärkenden Elements (Tr1) geschaltet ist, und der gemäß einem Betriebsart-Einstellsignal zwischen einem leitenden und einem nicht leitenden Zustand umgeschaltet werden kann.

13. Leistungsverstärker nach Anspruch 1, bei dem sowohl das erste, als auch das zweite, verstärkende Element ein Hetero-Bipolar-Transistor ist.