FR2840129A1 - Amplificateur de puissance capable de commuter le gain tout en reduisant la puissance de bruit dans la bande de reception - Google Patents

Abstract

Une section d'amplification (28) d'un amplificateur de puissance comprend des premier à troisième étages amplificateurs (422, 423 et 425) et une section de transmission de signaux (58). Lorsqu'une tension de sélection de mode Vmod2 est fixée au niveau bas, un signal d'entrée (IN1800) et amplifié par les premier à troisième étages amplificateurs. A ce moment, la section de transmission de signaux ne transmet pas de signaux. Au contraire, lorsque la tension de sélection de mode est fixée au niveau haut, la section de transmission de signaux transmet le signal d'entrée (IN1800) à un transistor (Tr2) par l'intermédiaire d'une diode (D1). A ce moment, une tension de commande Vmod1800 est fixée au niveau bas et le premier étage amplificateur (422) est bloqué, ce qui réduit la consommation. On peut ainsi réaliser un amplificateur capable de commuter un gain conformément à des modes GSM/EDGE tout en atténuant la puissance de bruit dans une bande de réception.

Description

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AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE CAPABLE DE COMMUTER LE GAIN
TOUT EN REDUISANT LA PUISSANCE DE BRUIT DANS LA BANDE DE
RECEPTION
La présente invention concerne un amplificateur de puissance à transistor bipolaire utilisant de façon caractéristique un transistor bipolaire à hétérojonction (qu'on appelle ci-après HBT pour "heterojunction bipolar transistor") au GaAs et un HBT au SiGe, et elle concerne plus particulièrement un amplificateur de puissance capable de commuter son gain linéaire.

A l'heure actuelle, à titre d'amplificateur de puissance pour des communications mobiles, on utilise largement un circuit intégré microonde monolithique (ou MMIC pour "Monolithic Microwave IC") ou un module (circuit intégré hybride, module MMIC ou module multi-puce) utilisant un transistor à effet de champ métal-semiconducteur (ou MESFET) au GaAs, un transistor à mobilité des électrons élevée (ou HEMT pour "High Electron Mobility Transistor") au GaAs, et un HBT au GaAs.

Parmi les transistors, un HBT au GaAs utilisant une hétérojonction d'arséniure de gallium (GaAs) et un HBT au SiGe utilisant une hétérojonction de silicium-germanium (SiGe) ont les avantages suivants en comparaison avec un transistor à effet de champ ou FET classique, ce qui fait qu'ils suscitent un grand intérêt à titre de dispositifs de puissance actuels pour des communications mobiles : (1) il est possible de parvenir à un fonctionnement avec une seule alimentation, n'exigeant pas une tension de polarisation de grille négative ; (2) une opération d'activation/désactivation du signal de sortie peut être effectuée sans incorporer un interrupteur analogique du côté du

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drain (collecteur) d'une manière similaire à un transistor à effet de champ à grille isolée, ou MOSFET, au Si ; (3) il est possible d'obtenir une densité de puissance élevée et un niveau de sortie spécifié en utilisant un amplificateur de puissance plus petit qu'un amplificateur de puissance à transistor à effet de champ.

Un système de téléphone portable est une application caractéristique de communications mobiles. Les systèmes de téléphone portable comprennent le système européen GSM ("Global System for Mobile Communications") à titre de système de téléphone portable utilisant une bande de 900 MHz, qui est très largement utilisé à l'heure actuelle, et le système DCS ("Digital Cordless Systems"), à titre de systèmes de téléphone portable utilisant la bande de 1800 MHz, qui sont largement utilisés en Europe. Dans des systèmes de communication tels que le GSM et DCS, on utilise un téléphone portable d'une puissance de sortie élevée, de 1 W à 4 W et, en tant qu'amplificateur de puissance pour le téléphone portable, à la place d'un amplificateur de puissance à MOSFET au Si, qui est le plus répandu, on applique maintenant un amplificateur de puissance utilisant les caractéristiques d'un HBT (amplificateur de puissance à HBT).

Dans le futur, on va mettre en service un système EDGE (Enhanced Data rate for GSM Evolution), capable de procurer une vitesse de transfert de données plus élevée que celle du système GSM. Pour lancer le service, il est fortement demandé de réaliser un amplificateur de puissance adapté au fonctionnement à double bande/ double mode, incluant une fonction de commutation GSM/EDGE, et un amplificateur de puissance adapté au fonctionnement à triple bande/ double mode. La configuration double bande permet de commuter entre la bande de 900 MHz et la bande de 1800 MHz. La configuration triple bande permet de commuter entre la bande de 900 MHz et la bande de 1800/1900 MHz. La bande de 1900 MHz est une bande utilisée dans le système PCS (Personal Cellular System) aux E. U.A. Le double mode correspond à un mode capable d'effectuer une commutation entre le système GSM et le système EDGE.

La figure 12 est un schéma montrant une partie de la configuration d'un circuit d'un amplificateur de puissance à HBT classique

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pour la double bande GSM/DCS.

Un amplificateur de puissance à double bande constitué par deux circuits de la figure 12 et un commutateur de sélection de bande est décrit par Yamamoto et al., dans "A 3.2-V Opération Single-Chip DualBand AIGaAs HBT MMIC Power Amplifier With Active Feedback Circuit Technique", Fig. 1, IEEE JOURNAL OF SOLID STATE CIRCUITS, VOL.

35, N 8, AOÛT 2000.

En se référant à la figure 12, on note qu'un circuit de polarisation 540 et un circuit d'amplification de puissance 520 sont incorporés dans une puce de semiconducteur 528 ayant un substrat en GaAs.

Le circuit d'amplification de puissance 520 comprend un circuit d'adaptation d'entrée 521 auquel un signal d'entrée IN est appliqué à partir d'une borne d'entrée par l'intermédiaire d'une ligne 504, un premier étage amplificateur 522 pour recevoir et amplifier un signal de sortie du circuit d'adaptation d'impédance 521, un second étage amplificateur 523, un troisième étage amplificateur 525, un condensateur C1 pour adapter les étages amplificateurs 522 et 523, et un circuit d'adaptation inter-étage 524 pour adapter les étages amplificateurs 523 et 525.

Le circuit d'adaptation d'entrée 521 comprend des résistances Ra1, Ra2 et Ra3 constituant un atténuateur pour recevoir le signal d'entrée IN fourni par l'intermédiaire de la ligne 504, et un condensateur Cin1 connecté entre des noeuds N53 et N54.

L'étage amplificateur 522 comprend une résistance Rb1 ayant une extrémité à laquelle une tension de polarisation Vb1 est appliquée, et dont l'autre extrémité est connectée au noeud N54, une résistance R1 ayant une extrémité connectée au noeud N54, et un transistor Tr1 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance R1 et un émetteur connecté à un noeud de masse. Le collecteur du transistor Tr1 est connecté à une borne 562. Un potentiel d'alimentation de collecteur Vc1 est appliqué à la borne 562 par l'intermédiaire d'une ligne L1. Un condensateur Cdc1 est placé entre une borne à laquelle le potentiel d'alimentation de collecteur Vc1 est appliqué et le noeud de masse.

Le condensateur C1 pour adapter les étages amplificateurs 522 et 523 est connecté entre le collecteur du transistor Tr1 et un noeud N55.

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L'étage amplificateur 523 comprend une résistance Rb2 ayant une extrémité à laquelle une tension de polarisation Vb2 est appliquée et dont l'autre extrémité est connectée au noeud N55, une résistance R2 ayant une extrémité connectée au noeud N55, un transistor Tr2 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance R2 et un émetteur connecté au noeud de masse, un condensateur Cf2 connecté entre le collecteur du transistor Tr2 et un noeud N57, et une résistance Rf2 connectée entre les noeuds N57 et N55. Un signal de sortie du transistor Tr2 est renvoyé vers le noeud N55 par l'intermédiaire du condensateur Cf2 et de la résistance Rf2. Le collecteur du transistor Tr2 est connecté à une borne 564. Un potentiel d'alimentation de collecteur Vc2 est appliqué à la borne 564 par l'intermédiaire d'une ligne L2. Un condensateur Cdc2 est connecté entre la borne à laquelle le potentiel d'alimentation de collecteur Vc2 est appliqué et le noeud de masse.

L'étage amplificateur 525 comprend une résistance Rb3 ayant une extrémité à laquelle une tension de polarisation Vb3 est appliquée, et dont l'autre extrémité est connectée à un noeud N56, une résistance R3 ayant une extrémité connectée au noeud N56, un transistor Tr3 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance R3 et un émetteur connecté au noeud de masse, un condensateur Cf3 connecté entre le collecteur du transistor Tr3 et un noeud N58, et une résistance Rf3 connectée entre les noeuds N58 et N56. Un signal de sortie du transistor Tr3 est renvoyé vers le noeud N56 par l'intermédiaire du condensateur Cf3 et de la résistance Rf3. Le collecteur du transistor Tr3 est connecté à une borne 532.

Un circuit d'adaptation 536 est connecté à la borne 532. Un potentiel d'alimentation de collecteur Vc3 est appliqué au circuit d'adaptation 536, et un signal OUT est émis par une borne de sortie.

Le circuit de polarisation 540 comprend des circuits de commande de tension de polarisation 541 à 543 qui émettent respectivement des tensions de sortie Vb1 à Vb3.

Le circuit de commande de tension de polarisation 541 comprend une résistance Rbb12 ayant une extrémité à laquelle est appliquée une tension de sélection de bande Vmod, un transistor TrB~1 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance Rbb12 et un

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émetteur connecté au noeud de masse, une résistance Rcc1 connectée entre le collecteur du transistor TrB~1 et un noeud N59, et une résistance Rbb11 connectée entre le noeud N59 et un noeud N63.

Une tension de commande Vpc est appliquée au noeud N63 par l'intermédiaire d'une ligne 508. Un condensateur 506 est placé entre la borne à laquelle la tension de commande Vpc est appliquée, et le noeud de masse. La tension de polarisation Vb1 est émise par le noeud N59.

Le circuit de commande de tension de polarisation 542 comprend une résistance Rbb2 ayant une extrémité connectée au noeud N63, un transistor TrB~2 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance Rbb2 et un émetteur connecté à un noeud N61, une résistance Ree2 connectée entre le noeud N61 et le noeud de masse, et une résistance Rcc2 connectée entre un noeud N64 et le collecteur du transistor TrB~2. Un potentiel d'alimentation Vcc est appliqué au noeud N64 par l'intermédiaire d'une ligne 556. Un condensateur 552 est connecté entre la borne qui reçoit le potentiel d'alimentation Vcc et le noeud de masse. La tension de polarisation Vb2 est émise par le noeud N61.

Le circuit de commande de tension de polarisation 543 comprend une résistance Rbb3 ayant une extrémité connectée au noeud N63, un transistor TrB~3 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance Rbb3 et un émetteur connecté à un noeud N62, une résistance Ree3 connectée entre le noeud N62 et le noeud de masse, et une résistance Rcc3 connectée entre un noeud N65 et le collecteur du transistor TrB~3. Le potentiel d'alimentation Vcc est appliqué au noeud N65 par l'intermédiaire d'une ligne 554. La tension de polarisation Vb3 est émise par le noeud N62.

En ce qui concerne les transistors Tr1 à Tr3, on utilise par exemple des HBT au GaAs pour amplifier un signal RF (radiofréquence).

Le transistor TrB~1 est un transistor de commutation pour placer dans un état bloqué le transistor Tr1 du premier étage amplificateur de puissance lorsque la tension de sélection de bande Vmod est au niveau H. Les transistors TrB~2 et TrB~3 sont placés à l'état conducteur lorsque la tension de commande Vpc est au niveau H, et ils fournissent respectivement par leurs émetteurs les tensions de polarisation Vb2 et

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Vb3.

Dans un amplificateur de puissance classique à double bande, un amplificateur de puissance pour le GSM, un amplificateur de puissance pour le DCS et un commutateur de sélection de bande sont incorporés.

Chacun de l'amplificateur de puissance pour le GSM et de l'amplificateur de puissance pour le DCS a la configuration représentée sur la figure 12.

L'un des amplificateurs est mis sélectivement en fonction par un commutateur de sélection de bande, non représenté.

Lorsque la tension de commande Vpc est placée au niveau bas ou B (par exemple 0 V), les tensions de polarisation Vb1 à Vb3 sont rendues inactives, ce qui fait que le circuit représenté sur la figure 12 est mis hors fonction.

Par exemple, lorsque la tension de sélection de bande Vmod est placée au niveau B (par exemple 0 V), la tension de commande Vpc du côté de l'amplificateur de puissance pour le GSM est placée à un état actif par le commutateur de sélection de bande, non représenté, pour activer le fonctionnement de l'amplificateur de puissance pour le GSM. A ce moment, la tension de commande Vpc de l'amplificateur de puissance pour le DCS est placée par le commutateur de sélection de bande dans un état inactif correspondant au niveau B, pour désactiver le fonctionnement de l'amplificateur de puissance pour le DCS.

Au contraire, lorsque la tension de sélection de bande Vmod est placée au niveau H (par exemple 2,8 V), la tension de commande Vpc de l'amplificateur de puissance pour le GSM est placée à l'état inactif correspondant au niveau B, par le commutateur de sélection de bande, pour désactiver le fonctionnement de l'amplificateur de puissance pour le GSM. En activant la tension de commande Vpc de l'amplificateur de puissance pour le DCS, le fonctionnement de l'amplificateur de puissance pour le DCS est activé.

On va considérer un cas de réalisation d'un double mode utilisé à la fois pour les systèmes GSM et EDGE, par l'amplificateur de puissance représenté sur la figure 12.

Dans le mode GSM, une modulation d'enveloppe constante est effectuée. Dans la modulation d'enveloppe constante, on utilise un amplificateur de puissance à saturation, d'une grande puissance de

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sortie, fonctionnant avec un rendement élevé. Par conséquent, habituellement, le gain d'un amplificateur de puissance ayant un gain linéaire d'au moins 40 dB est diminué, et l'amplificateur de puissance est utilisé dans un état dans lequel le gain en puissance est d'environ 30 dB.

De cette manière, on réalise un fonctionnement à puissance de sortie élevée d'environ 35 dBm et un fonctionnement à rendement élevé, de 50% ou plus.

D'autre part, dans le mode EDGE, on emploie la modulation par déplacement de phase ou PSK ("Phase Shift Keying"). Du fait que la modulation PSK exige une linéarité élevée, un amplificateur dont la réduction de gain est grande ne peut pas être appliqué, pour la raison consistant en ce qu'il occasionne des distorsions d'amplitude et de phase.

On utilise un amplificateur procurant la puissance désirée d'environ 30 dBm et fonctionnant avec un rendement d'environ 20% à 30%, par une opération consistant à réduire le gain de 1 dB à 2 dB.

Le problème dans ce cas est la puissance de bruit dans une bande de réception.

La figure 13 est une représentation graphique montrant schématiquement la relation entre le bruit dans la bande de réception et des signaux principaux.

En se référant à la figure 13, on note que le problème dans la transmission dans le mode GSM est la puissance de bruit qui apparaît dans une bande de réception (bande de 935 MHz) située à 20 MHz audessus du canal le plus élevé (bande de 915 MHz) dans la bande de transmission GSM, lorsqu'on utilise la bande de transmission GSM. Le niveau de bruit doit être réduit à environ-80 dBm ou moins dans la norme de radio. Cependant, comme on le décrira ci-dessous, il est difficile de respecter la norme de radio avec l'amplificateur de puissance ayant un gain linéaire élevé.

De façon générale, la puissance de bruit dans une bande de réception est exprimée par l'équation suivante.

N[dBm/100 kHz] = -174 dBm/Hz.100 kHz + F [dB] G[dB] = -124 dBm + F[dB] + G [dB) ...(1) dans laquelle N désigne la puissance de bruit de réception par intervalle

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de 100 kHz,-174 dBm/Hz indique le bruit naturel, F indique un facteur de bruit dans la bande de réception de l'amplificateur de puissance, qui est habituellement de 6 à 10 dB, et G représente le gain de l'amplificateur de puissance dans la bande de réception.

Dans l'équation (1), dans le cas où N est réduit à-80 dBm ou au-dessous, le total du facteur de bruit F et du gain G doit être réduit à 44 dB ou au-dessous. Ainsi, lorsqu'on suppose que le facteur de bruit F est de 6 à 10 dB, le gain G doit avoir une valeur faible telle que 34 à 38 dB.

Par conséquent, le gain de l'amplificateur de puissance doit être commuté entre le mode GSM et le mode EDGE. Dans ce cas, il est nécessaire de ne pas dégrader fortement le facteur de bruit de l'amplificateur.

Un exemple de la technique de commutation de gain classique concerne un circuit utilisé dans un amplificateur à large bande pour des communications optiques et autres.

La figure 14 est un schéma montrant un exemple de circuit d'un amplificateur à large bande.

En se référant à la figure 14, on note qu'une diode 602 est connectée entre une entrée et une sortie d'un amplificateur 600. L'anode de la diode 602 est connectée à l'entrée de l'amplificateur 600, et la cathode de la diode 602 est connectée à la sortie de l'amplificateur 600.

Lorsqu'un signal d'entrée excessif arrive au circuit de la figure 14, le signal traverse la diode 602. Il en résulte que le gain de l'amplificateur 600 diminue. Dans le circuit, lorsque l'amplitude du signal d'entrée est faible, la diode 602 est dans l'état bloqué. Lorsque l'amplitude du signal d'entrée devient grande, la diode 602 devient automatiquement conductrice. Du fait que le gain change conformément à la grandeur du signal d'entrée, une telle configuration classique ne peut pas être utilisée dans le cas où le gain est commuté entre le mode GSM et le mode EDGE.

Comme décrit ci-dessus, dans l'amplificateur de puissance à HBT, le gain de l'amplificateur de puissance doit être commuté entre le mode GSM et le mode EDGE. Dans ce cas, il est nécessaire de ne pas dégrader fortement le facteur de bruit de l'amplificateur. Cependant, dans le cas où un interrupteur à transistor à effet de champ, adapté pour

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transférer/interrompre des signaux, ne peut pas être utilisé aisément, comme dans un amplificateur de puissance à HBT de type monolithique sur lequel porte la présente invention, et en particulier un circuit intégré à semiconducteur composé utilisant un signal RF, un circuit approprié pour réaliser la commutation du gain n'a pas été conçu.

Un but de la présente invention est de procurer un amplificateur de puissance à HBT capable de commuter le gain, qui est intégré sur une seule puce.

Conformément à la présente invention, en bref, un amplificateur de puissance ayant des premier et second modes en tant que modes de fonctionnement, comprend des premier et second éléments d'amplification, et un circuit de transmission.

Le premier élément d'amplification amplifie un signal d'entrée dans le premier mode et il est placé dans un état inactif dans le second mode. Le second élément d'amplification amplifie davantage un signal de sortie du premier élément d'amplification dans le premier mode et amplifie le signal d'entrée dans le second mode. Le circuit de transmission effectue une première opération consistant à bloquer la transmission du signal d'entrée vers le second élément d'amplification dans le premier mode, et une seconde opération pour transmettre le signal d'entrée au second élément d'amplification dans le second mode, et il commute entre les première et seconde opérations conformément à un signal de fixation de mode.

Par conséquent, un avantage principal de la présente invention consiste en ce que le gain peut être commuté sans augmenter une puissance de bruit dans une bande de réception.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention seront mieux compris à la lecture de la description détaillée qui va suivre de modes de réalisation, donnés à titre d'exemples non limitatifs. La suite de la description se réfère aux dessins annexés, dans lesquels :
La figure 1 est un schéma synoptique montrant la configuration d'un amplificateur de puissance 1 d'un premier mode de réalisation de la présente invention;
La figure 2 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28 sur la figure 1;

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La figure 3 est une représentation graphique montrant la caractéristique d'une diode D1 d'une section de transmission de signal 58 sur la figure 2;
La figure 4 est un schéma pour décrire un transistor utilisé pour la diode D1;
La figure 5 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28A utilisée à la place de la section d'amplification 28 dans un amplificateur de puissance d'un second mode de réalisation;
La figure 6 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28B utilisée à la place de la section d'amplification 28 représentée sur la figure 2, dans un troisième mode de réalisation ;
La figure 7 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28C utilisée dans un amplificateur de puissance d'un quatrième mode de réalisation;
La figure 8 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28D utilisée dans un cinquième mode de réalisation ;
La figure 9 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28E utilisée dans un sixième mode de réalisation ;
La figure 10 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28F utilisée dans un septième mode de réalisation ;
La figure 11 est un schéma de circuit montrant la configuration d'un circuit de commutation 100G;
La figure 12 est un schéma montrant une partie de la configuration de circuit d'un amplificateur de puissance à HBT classique pour le fonctionnement en double bande GSM/DCS;
La figure 13 est une représentation graphique montrant schématiquement la relation entre le bruit dans la bande de réception et un signal principal; et
La figure 14 est un schéma montrant un exemple de circuit d'un amplificateur à large bande.

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Dans les dessins, les éléments identiques ou correspondants sont désignés par les mêmes numéros de référence.

Premier mode de réalisation
La figure 1 est un schéma synoptique montrant la configuration d'un amplificateur de puissance 1 d'un premier mode de réalisation de la présente invention.

En se référant à la figure 1, on note qu'un amplificateur de puissance 1 comprend un dispositif à semiconducteur 2 intégré sur un substrat en semiconducteur composé constitué d'arséniure de gallium, ou une substance similaire, des lignes 4,8 et 10, des inductances Ld1 et Ld1A pour bloquer des signaux RF, un condensateur 6 et des circuits d'adaptation de sortie 36 et 38.

Le dispositif à semiconducteur 2 comprend des bornes d'entrée 12 à 24 et des bornes de sortie 32 et 34.

Un signal d'entrée IN1800 dans la bande de 1800 MHz est appliqué par la ligne 4 à la borne d'entrée 12. Une tension de sélection de mode Vmod2 est appliquée à la borne d'entrée 14 par l'intermédiaire de l'inductance Ld1. Une tension de sélection de mode Vmod2 est appliquée à la borne d'entrée 18 par l'intermédiaire de l'inductance Ld1A. La borne d'entrée 16 est directement connectée à une borne recevant la tension de sélection de mode Vmod2. Une tension de commande Vpc est appliquée à la borne d'entrée 20 par l'intermédiaire de la ligne 8.

Le condensateur 6 est connecté entre une extrémité à laquelle la tension de commande Vpc est appliquée à la ligne 8, et le noeud de masse. Une tension de sélection de bande Vmod pour effectuer une commutation entre la bande de 1800 MHz et la bande 900 MHz est appliquée à la borne d'entrée 22. Un signal d'entrée IN900 dans la bande de 900 MHz est appliqué à la borne d'entrée 24 par l'intermédiaire de la ligne 10.

Le dispositif à semiconducteur 2 comprend en outre : un circuit de commutation de polarisation 26 pour recevoir la tension de commande Vpc et la tension de sélection de bande Vmod provenant respectivement des bornes d'entrée 20 et 22, et pour fournir en sortie une tension de commande Vpc1800, Vmod1800, Vpc900 et Vmod900; une section d'amplification 28 activée conformément aux tensions de commande

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Vpc1800 et Vmod1800, pour amplifier le signal IN1800 dans la bande de 1800 MHz dans un mode de fonctionnement en accord avec la tension de sélection de mode Vmod2 ; une section d'amplification 30 activée conformément aux tensions de commande Vpc900 et Vmod900, pour amplifier le signal IN900 dans la bande de 900 MHz dans un mode en accord avec la tension de sélection de mode Vmod2.

Le circuit de commutation de polarisation 27 génère des tensions de commande internes comme représenté dans le Tableau 1 suivant, conformément à la tension de commande Vpc et à la tension de sélection de bande. Pour la commodité de la description, la tension de sélection de mode Vmod2 pour commuter le mode est également indiquée dans le Tableau 1.

Tableau 1

<tb>
<tb> Tension <SEP> d'entrée <SEP> Tension <SEP> de <SEP> commande <SEP> interne
<tb> Fréquence <SEP> Vpc <SEP> Vmod <SEP> Vmod2 <SEP> Vpc900 <SEP> Vpc1800 <SEP> Vmod900 <SEP> Vmod1800
<tb> de <SEP> mode <SEP> ~~~~~ <SEP> ~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~ <SEP> ~~~~~~~~
<tb> Hors <SEP> 0 <SEP> V <SEP> - <SEP> 0 <SEP> V <SEP> 0 <SEP> V <SEP> 0 <SEP> V <SEP>
<tb> fonction
<tb> GSM <SEP> Vpc <SEP> B <SEP> 0 <SEP> V <SEP> Vpc <SEP> B <SEP> B <SEP> H
<tb> 900 <SEP> MHz <SEP> (Active) <SEP> (Inactive) <SEP> (Active) <SEP> (Inactive)
<tb> GSM <SEP> Vpc <SEP> H <SEP> 0 <SEP> V <SEP> B <SEP> Vpc <SEP> H <SEP> B
<tb> 1800 <SEP> MHz <SEP> (Inactive) <SEP> (Active) <SEP> (Inactive) <SEP> (Active)
<tb> EDGE <SEP> Vpc <SEP> B <SEP> H <SEP> Vpc <SEP> B <SEP> B <SEP> H
<tb> 900 <SEP> MHz <SEP> (Active) <SEP> (Inactive) <SEP> (Active) <SEP> (Inactive)
<tb> EDGE <SEP> Vpc <SEP> H <SEP> H <SEP> B <SEP> Vpc <SEP> H <SEP> B
<tb> 1800 <SEP> MHz <SEP> ~~~~~ <SEP> ~~~ <SEP> (Inactive) <SEP> (Active) <SEP> (Inactive) <SEP> (Active)
<tb>

En se référant au Tableau 1, on note que lorsque la tension de commande Vpc est fixée à 0 V, les sections d'amplification 28 et 30 sont hors fonction.

Lorsque la tension de commande Vpc est dans un état actif, la tension de commande Vpc est transmise à l'une des sections d'amplification 28 et 30 désignées par la tension de sélection de bande Vmod. Lorsque la tension de sélection de bande Vmod est au niveau B, la

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section d'amplification 30 pour la bande de 900 MHz est sélectionnée, et le circuit de commutation de polarisation 26 émet la tension de commande Vpc sous la forme de la tension de commande interne Vpc900. La tension de commande interne Vpc1800 est fixée au niveau B indiquant un état inactif.

D'autre part, lorsque la tension de sélection de bande Vmod est au niveau H, la section d'amplification 28 pour la bande de 1800 MHz est sélectionnée, et le circuit de commutation de polarisation 26 émet la tension de commande Vpc sous la forme de la tension de commande interne Vpc1800. La tension de commande interne Vpc900 est fixée au niveau B indiquant un état inactif.

Le circuit de commutation de polarisation 26 émet également les tensions de commande internes Vmod900 et Vmod1800 conformément à la tension de sélection de bande Vmod. Lorsque la tension de sélection de bande Vmod est au niveau H, le circuit de commutation de polarisation 26 active la tension de commande interne Vmod1800 au niveau B et désactive la tension de commande interne Vmod900 au niveau H.

Au contraire, lorsque la tension de sélection de bande Vmod est au niveau B, le circuit de commutation de polarisation 26 active la tension de commande interne Vmod900 au niveau B et désactive la tension de commande interne Vmod1800 au niveau H.

Les tensions de commande internes Vpc900, Vpc1800, Vmod900 et Vmod1800 sont déterminées comme décrit ci-dessus, et l'une des sections d'amplification 28 et 30 est sélectionnée. Lorsque la tension de sélection de mode Vmod2 est fixée au niveau B, la section d'amplification sélectionnée fonctionne dans le mode GSM. Lorsque la tension de sélection de mode Vmod2 est fixée au niveau H, la section d'amplification sélectionnée fonctionne dans le mode EDGE.

La section d'amplification 28 comprend un circuit de polarisation 40 pour émettre des tensions de polarisation Vb1, Vb2 et Vb3 conformément à la tension de sélection de mode Vmod2 et aux tensions de commande Vpc1800 et Vmod1800, et un circuit d'amplification de puissance 42 pour recevoir les tensions de polarisation Vb1, Vb2 et Vb3, amplifier le signal IN1800 avec le gain conforme à la tension de sélection de mode Vmod2, et émettre le résultat vers la borne 32.

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La section d'amplification 30 comprend un circuit de polarisation 44 pour émettre des tensions de polarisation Vb1A, Vb2A et Vb3A conformément à la tension de sélection de mode Vmod2 et aux tensions de commande Vpc900 et Vmod900, et un circuit d'amplification de puissance 46 pour recevoir les tensions de polarisation Vb1A, Vb2A et Vb3A, amplifier le signal IN900 avec le gain conforme à la tension de sélection de mode Vmod2, et émettre le résultat vers la borne 34.

Un signal est émis par la borne 32 vers le circuit d'adaptation de sortie 36 et traverse le circuit d'adaptation de sortie 36, et un signal OUT1800 est émis par la borne de sortie. Un signal est émis par la borne 34 vers le circuit d'adaptation de sortie 38 et traverse le circuit d'adaptation de sortie 38, et un signal de sortie OUT900 est émis par la borne de sortie.

Bien qu'un chemin pour fournir un potentiel d'alimentation aux sections d'amplification 28 et 30 ne soit pas décrit en relation avec la figure 1, on présentera ci-après une description plus détaillée incluant le chemin d'alimentation. Sur la figure 1, du fait que la bande d'un signal à traiter dans la section d'amplification 30 et celle de la section d'amplification 28 soient mutuellement différentes, des paramètres d'un transistor, d'une résistance et d'un condensateur à l'intérieur sont mutuellement différents. Cependant, les configurations de circuit sont similaires l'une à l'autre. Par conséquent, on décrira à titre représentatif la configuration de la section d'amplification 28.

La figure 2 est un schéma de circuit montrant la configuration de la section d'amplification 28 sur la figure 1. Les mêmes numéros de référence sont attribués à des éléments de circuit tels que des résistances, des transistors et des condensateurs qui sont les mêmes que dans le circuit classique de la figure 12.

En se référant à la figure 2, on note qu'en plus des signaux d'entrée décrits en relation avec la figure 1, le potentiel d'alimentation est appliqué à la section d'amplification 28 par l'intermédiaire de bornes 55,
57,62 et 64 incorporées pour le dispositif à semiconducteur 2. Le potentiel d'alimentation Vcc est appliqué à la borne 55 par l'intermédiaire d'une ligne 54 pour l'alimentation. Le potentiel d'alimentation Vcc est appliqué à la borne 57 par l'intermédiaire d'une ligne 56 pour

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l'alimentation. Un condensateur 52 est incorporé entre une borne connectée en commun aux lignes 54 et 56 et à laquelle le potentiel d'alimentation Vcc est appliqué, et le noeud de masse.

Le potentiel d'alimentation de collecteur Vc1 est appliqué à la borne 62 par l'intermédiaire de la ligne L1 pour l'alimentation. Le condensateur Cdc1 est connecté entre une extrémité de la ligne L1 à laquelle le potentiel d'alimentation de collecteur Vc1 est appliqué, et le noeud de masse. Le potentiel d'alimentation de collecteur Vc2 est appliqué à la borne 64 par l'intermédiaire de la ligne L2 pour l'alimentation. Le condensateur Cdc2 est connecté entre une extrémité de la ligne L1 à laquelle le potentiel d'alimentation de collecteur Vc2 est appliqué, et le noeud de masse.

Le circuit de polarisation 40 comprend des circuits de commande de polarisation 401,402 et 403 pour émettre respectivement les tensions de polarisation Vb1, Vb2 et Vb3.

Le circuit de commande de polarisation 401 comprend : une résistance Rbb11 ayant une extrémité à laquelle la tension de commande Vpc1800 est appliquée, et dont l'autre extrémité est connectée à un noeud N9 ; résistance Rbb12 à une extrémité de laquelle la tension de commande Vmod1800 est appliquée; le transistor TrB~1 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance Rbb12 et un émetteur connecté au noeud de masse ; etla résistance Rcc1 connectée entre le collecteur du transistor TrB~1 et le noeud N9. La tension de polarisation Vb1 est émise par le noeud N9.

Le circuit de commande de tension de polarisation 402 comprend : la résistance Rbb2 ayant une extrémité à laquelle la tension de commande Vpc1800 est appliquée; le transistor TrB~2 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance Rbb2 et un émetteur connecté à un noeud N11; la résistance Ree2 connectée entre le noeud N11 et le noeud de masse ; etla résistance Rcc2 connectée entre la borne 57 et le collecteur du transistor TrB~2. Le potentiel d'alimentation Vcc est appliqué à la borne 57 par l'intermédiaire de la ligne 56. Le condensateur 52 est connecté entre la borne recevant le potentiel d'alimentation Vcc, et le noeud de masse. La tension de polarisation Vb2 est émise par le noeud
N11.

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Le circuit de commande de tension de polarisation 403 comprend : la résistance Rbb3 ayant une extrémité à laquelle la tension de commande Vpc1800 est appliquée; le transistor TrB~3 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance Rbb3 et un émetteur connecté à un noeud N12; la résistance Ree3 connectée entre le noeud N12 et le noeud de masse ; etla résistance Rcc3 connectée entre la borne 55 et le collecteur du transistor TrB~3. Le potentiel d'alimentation Vcc est appliqué à la borne 55 par l'intermédiaire de la ligne 54. La tension de polarisation Vb3 est émise par le noeud N12.

Le circuit d'amplification de puissance 42 comprend : un circuit d'adaptation d'entrée 421 auquel un signal d'entrée IN1800 est appliqué à partir d'une borne d'entrée par l'intermédiaire de la ligne 4 et de la borne 12 ; un premier étage amplificateur 422 pour recevoir et amplifier un signal de sortie du circuit d'adaptation d'entrée 421 ; second étage amplificateur 423 ; troisième étage amplificateur 425; le condensateur C1 pour adapter les étages amplificateurs 422 et 423 ; un circuit d'adaptation inter-étage 424 pour adapter les étages amplificateurs 423 et 425.

Le circuit d'adaptation d'entrée 421 comprend les résistances Ra1, Ra2 et Ra3 constituant un atténuateur, pour recevoir le signal d'entrée IN1800 qui est appliqué par l'intermédiaire de la ligne 4, et le condensateur Cin1 connecté entre les noeuds N3 et N4.

L'étage amplificateur 422 comprend une résistance Rb1 ayant une extrémité à laquelle la tension de polarisation Vb1 est appliquée, et une autre extrémité connectée au noeud N4, la résistance R1 ayant une extrémité connectée au noeud N4, et le transistor Tr1 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance R1 et un émetteur connecté à un noeud de masse. Le collecteur du transistor Tr1 est connecté à la borne 62. Le potentiel d'alimentation de collecteur Vc1 est appliqué à la borne 62 par l'intermédiaire de la ligne L1. Le condensateur Cdc1 est placé entre une borne à laquelle le potentiel d'alimentation de collecteur Vc1 est appliqué, et le noeud de masse.

Le condensateur C1 pour adapter les étages amplificateurs 422 et 423 est connecté entre le collecteur du transistor Tr1 et un noeud N5.

L'étage amplificateur 423 comprend : la résistance Rb2 ayant

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une extrémité à laquelle la tension de polarisation Vb2 est appliquée et dont l'autre extrémité est connectée au noeud N5; la résistance R2 ayant une extrémité connectée au noeud N5; le transistor Tr2 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance R2 et un émetteur connecté au noeud de masse; le condensateur Cf2 connecté entre le collecteur du transistor Tr2 et un noeud N7 ; etla résistance Rf2 connectée entre les noeuds N7 et N5. Un signal de sortie du transistor Tr2 est renvoyé vers le noeud N5 par l'intermédiaire du condensateur Cf2 et de la résistance Rf2.

Le collecteur du transistor Tr2 est connecté à la borne 64. Le potentiel d'alimentation de collecteur Vc2 est appliqué à la borne 64 par l'intermédiaire de la ligne L2. Le condensateur Cdc2 est connecté entre la borne à laquelle le potentiel d'alimentation de collecteur Vc2 est appliqué, et le noeud de masse.

L'étage amplificateur 425 comprend : la résistance Rb3 ayant une extrémité à laquelle la tension de polarisation Vb3 est appliquée et dont l'autre extrémité est connectée à un noeud N6; la résistance R3 ayant une extrémité connectée au noeud N6; le transistor Tr3 ayant une base connectée à l'autre extrémité de la résistance R3 et un émetteur connecté au noeud de masse; le condensateur Cf3 connecté entre le collecteur du transistor Tr3 et un noeud N8 ; etla résistance Rf3 connectée entre les noeuds N8 et N6. Un signal de sortie du transistor Tr3 est renvoyé vers le noeud N6 par l'intermédiaire du condensateur Cf3 et de la résistance Rf3. Le collecteur du transistor Tr3 est connecté à la borne 32.

Le circuit d'adaptation de sortie 36 est connecté à la borne 32. Le potentiel d'alimentation de collecteur Vc3 est appliqué au circuit d'adaptation de sortie 36, et le signal OUT1800 est émis par une borne de sortie.

Le circuit d'adaptation de sortie 36 comprend : une ligne Lo1 connectée entre la borne 32 et le noeud N13 ; tronçon de ligne en court circuit Lo5 connecté entre un noeud auquel le potentiel d'alimentation de collecteur Vc3 est appliqué, et le noeud N13; un condensateur Cdc3 ayant une extrémité connectée au potentiel d'alimentation de collecteur Vc3 et l'autre extrémité connectée au noeud de masse ; ligne Lo2 connectée entre le noeud N13 et un noeud N14; un condensateur Co1 connecté entre

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le noeud N14 et le noeud de masse ; uneligne Lo3 connectée entre le noeud N14 et un noeud N15; un condensateur Co2 connecté entre le noeud N15 et le noeud de masse ; condensateur Co3 connecté entre le noeud N15 et une borne de sortie pour émettre le signal de sortie OUT1800; et un tronçon de ligne en circuit ouvert Lo4 ayant une extrémité connectée au noeud N13 et l'autre extrémité en circuit ouvert.

Le circuit d'amplification de puissance 42 comprend en outre une section de transmission de signaux 58 connectée entre la borne 12 et le noeud N5, pour transmettre des signaux conformément à la tension de sélection de mode Vmod2. Le point consistant en ce que le circuit d'amplification de puissance 42 comprend la section de transmission de signaux 58 diffère largement de la configuration classique décrite en référence à la figure 12.

La section de transmission de signaux 58 comprend : le condensateur Cd1 connecté entre la borne 12 et le noeud N1; la diode D1 connectée entre les noeuds N1 et N2; la résistance Rd1 connectée entre le noeud N2 et le noeud de masse ; etle condensateur Cd2 connecté entre les noeuds N2 et N5. La tension de sélection de mode Vmod2 est appliquée au noeud N1 par l'intermédiaire de la borne 14 et d'une inductance Ld1 pour bloquer le signal RF. Le sens allant du noeud N1 au noeud N2 est le sens direct de la diode D1.

On va maintenant décrire la commutation du gain de la section d'amplification 28 conformément à la tension de sélection de mode Vmod2.

Le gain est commuté en commutant la tension de sélection de mode Vmod2 entre le niveau H (par exemple environ 2,8 V) et le niveau B (par exemple environ 0 V). Lorsque la tension de sélection de mode Vmod2 est placée au niveau H, le transistor TrB~1 devient conducteur, le noeud N9 est connecté au potentiel de masse, et la tension de polarisation Vb1 devient approximativement égale à 0 V. Par conséquent, le transistor Tr1 inclus dans le premier étage amplificateur 422 est bloqué. D'autre part, dans la section de transmission de signaux 58, le potentiel du noeud N1 est fixé au niveau H.

La figure 3 est une représentation graphique montrant les caractéristiques de la diode D1 de la section de transmission de signaux

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58 sur la figure 2.

En se référant aux figures 2 et 3, on note que la cathode de la diode D1 est connectée au noeud de masse par l'intermédiaire de la résistance Rd1. Par conséquent, lorsque le potentiel du noeud N1 est approximativement de 0 V, un courant ne circule pas à travers la diode D1. Dans ce cas, même lorsque le signal d'entrée IN1800 est transmis au noeud N1 par l'intermédiaire du condensateur Cd1, l'amplitude du signal ne dépasse pas une tension d'état conducteur dans le sens direct de la diode D1, ce qui fait qu'aucun signal n'est transmis au noeud N2.

D'autre part, lorsque la tension de sélection de mode Vmod2 est au niveau H, le noeud N1 dépasse la tension d'état conducteur de la diode D1 vis-à-vis du noeud N2, ce qui fait que les noeuds N1 et N2 sont placés dans une relation de conduction. Par conséquent, lorsque le signal d'entrée IN1800 est transmis par l'intermédiaire du condensateur Cd1, le signal traverse la diode D1 et est transmis au noeud N2, et il est en outre transmis au noeud N5 par l'intermédiaire du condensateur Cd2.

Comme décrit ci-dessus, lorsque la tension de sélection de mode Vmod2 est au niveau H, le signal d'entrée IN1800 est transmis directement au second étage amplificateur 423 par l'intermédiaire de la section de transmission de signaux 58. Le signal est soumis au processus d'amplification dans chacun des deux étages amplificateurs 423 et 425, et le résultat est émis sous la forme du signal de sortie OUT1800.

Dans le cas où la tension de sélection de mode Vmod2 est placée au niveau H pour débloquer la diode D1, le transistor TrB~2 est également débloqué, la tension de polarisation Vb1 devient 0 V, et la consommation de puissance dans le transistor Tr1 dans un fonctionnement à faible gain est réduite. Par conséquent, on obtient une faible consommation de puissance.

D'autre part, lorsque la tension de sélection de mode Vmod2 est au niveau B, comme décrit ci-dessus en référence à la figure 3, la diode D1 est dans l'état bloqué. Par conséquent, pratiquement aucune influence n'est exercée sur l'opération d'amplification normale. Dans ce cas, dans le circuit de commande de tension de polarisation 401, la tension de polarisation Vb1 est fixée à un potentiel approprié conformément à la tension de commande Vpc1800, de façon que le signal IN1800 soit

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amplifié dans l'étage amplificateur 422. Par conséquent, dans ce cas, le signal IN1800 est soumis à l'amplification dans trois étages amplificateurs 422,423 et 425, et le résultat est émis sous la forme du signal OUT1800.

Comme décrit ci-dessus, conformément au premier mode de réalisation, l'amplificateur de puissance du type à commutation de gain avec la fonction de commutation de mode GSM/EDGE peut être réalisé sans augmenter la puissance de bruit dans la bande de réception.

La diode D1 est habituellement réalisée en utilisant une jonction PN. Selon une variante, on peut utiliser un transistor comme une diode.

La figure 4 est un schéma pour décrire le cas dans lequel on utilise un transistor pour la diode D1.

En se référant à la figure 4, on note que pour utiliser un transistor 72 à la place d'une diode 70, il suffit de connecter l'un à l'autre le collecteur et la base du transistor 72, de façon que le noeud résultant soit utilisé comme une anode, et d'utiliser l'émetteur comme une cathode.

De cette manière, on peut réaliser la diode D1 en utilisant un transistor.

Second mode de réalisation
La figure 5 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28A utilisée à la place de la section d'amplification 28 dans un amplificateur de puissance d'un second mode de réalisation.

En se référant à la figure 5, on note que la section d'amplification 28A comprend une section de transmission de signaux 58A à la place de la section de transmission de signaux 58 dans la configuration de l'amplificateur 28 représenté sur la figure 2.

La section de transmission de signaux 58A comprend le condensateur Cd1 connecté entre la borne 12 et le noeud N1, la diode D1 connectée entre les noeuds N1 et N2, et le condensateur Cd2 connecté entre les noeuds N2 et N5.

La section de transmission de signaux 58A comprend en outre une diode D2 ayant une anode connectée au noeud N2, et une résistance Rd1 connectée entre la cathode de la diode D2 et le noeud de masse. La diode D2 est connectée de façon que son sens direct soit le sens allant du noeud N2 vers la résistance Rd1.

En ajoutant la diode D2, une fuite de signal à partir du noeud N5

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vers la résistance Rd1 est réduite dans le cas où le transistor Tr1 est dans l'état conducteur et la diode D1 est dans l'état bloqué, pour la raison consistant en ce que, dans le cas où la tension de sélection de mode Vmod2 est au niveau B auquel le transistor Tr1 est dans l'état conducteur, non seulement la diode D1 mais également la diode D2 sont dans l'état bloqué. Par conséquent, la transmission d'un signal RF vers le transistor Tr2 en fonctionnement normal est effectuée plus efficacement en comparaison avec le cas du premier mode de réalisation.

Comme décrit ci-dessus, dans le second mode de réalisation également, il est possible de procurer l'amplificateur de puissance du type à commutation de gain, avec une fonction de commutation de mode GSM/EDGE, sans augmenter la puissance de bruit dans la bande de réception.

Troisième mode de réalisation
Dans les premier et second modes de réalisation, la diode D1 est débloquée et les sections de transmission de signaux 58 et 58A transmettent le signal d'entrée IN1800 au noeud N5. Cependant, le signal d'entrée transmis au noeud N5 est transmis non seulement au transistor Tr2, mais également au transistor Tr1, par l'intermédiaire du condensateur C1. Du fait que le signal est distribué de cette manière, on prévoit un problème de désadaptation inter-étage, consistant en ce qu'un signal RF ne peut pas être appliqué efficacement au transistor Tr2 même si le transistor Tr1 est dans l'état bloqué.

En outre, dans le cas du premier mode de réalisation, même dans le cas où la diode D1 sur la figure 2 est dans l'état bloqué et le transistor Tr1 est dans l'état conducteur, un signal de sortie du transistor Tr1 comprend une composante transmise à partir du noeud N5 vers le côté du transistor Tr2, et une composante qui fuit vers la résistance Rd1.

Dans ce cas également, on prévoit un problème consistant en ce que la transmission de signaux n'est pas effectuée efficacement.

Dans le troisième mode de réalisation et les suivants, on décrira un amplificateur de puissance capable de résoudre de tels problèmes.

La figure 6 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplificateur 28B utilisée à la place de la section d'amplification 28 représentée sur la figure 2, dans le troisième mode de

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réalisation.

En se référant à la figure 6, on note que la section d'amplification 28B comprend un circuit d'adaptation inter-étage 80 à la place du condensateur C1, dans la configuration de la section d'amplification 28 représentée sur la figure 2. La section d'adaptation inter-étage 80 comprend : le condensateur C1 connecté entre la borne 62 à laquelle le collecteur du transistor Tr1 est connecté, et le noeud N5; la résistance Rdc1 et le condensateur Cd3 connectés en parallèle entre la borne 62 et un noeud N20; le transistor Trd1 ayant un collecteur connecté au noeud N20 et un émetteur connecté au noeud de masse ; etla résistance Rdb1 connectée entre la base du transistor Rd1 et la borne 14.

Du fait que la configuration de la partie restante de la section d'amplification 28B est similaire à celle de la section d'amplification 28 décrite en relation avec la figure 2, on ne répétera pas sa description.

On va maintenant décrire une opération de commutation.

Premièrement, dans le cas où la tension de sélection de mode Vmod2 est de 0 V, la diode D1 et le transistor Trd1 sont dans l'état bloqué. Par conséquent, la section de transmission de signaux 58, la résistance Rdc1 et le condensateur Cd3 n'exercent pratiquement aucune influence sur l'opération d'amplification du transistor Tr1.

D'autre part, lorsque la tension de sélection de mode Vmod2 est au niveau H, la diode D1 est dans l'état conducteur, et le transistor Trd1 est placé à l'état conducteur en utilisant la résistance Rdc1 à titre de charge. On sélectionne pour la résistance de charge Rdc1 une valeur suffisamment grande en comparaison avec l'impédance du condensateur Cd3. En utilisant une valeur de résistance suffisamment grande pour la résistance Rdb1, on peut réduire suffisamment la fuite de signal à partir de l'anode de la diode D1.

A ce moment, le transistor Tr1 est dans l'état bloqué à cause de la conduction du transistor TrB~1. La valeur de capacité du condensateur Cd3 est sélectionnée de façon à produire une résonance parallèle avec la capacité parasite, dans le cas où l'inductance de la ligne L1 connectée à la borne 62 et le transistor Tr1 ne conduisent pas. En procédant ainsi, l'impédance lorsqu'on regarde vers le côté du transistor Tr1 à partir du noeud N5, devient suffisamment élevée à une fréquence désirée. Par

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conséquent, la fuite de signal à partir du noeud N5 vers le côté du transistor Tr1 est atténuée. Il en résulte qu'un signal RF émis vers le noeud N5 par l'intermédiaire de la section de transmission de signaux 58 est transmis efficacement au transistor Tr2.

Dans le troisième mode de réalisation également, il est possible de procurer un amplificateur de puissance du type à commutation de gain, capable de commuter les modes GSM/EDGE sans augmenter la puissance de bruit dans la bande de réception. En outre, dans le mode EDGE dans lequel le gain est diminué, le rendement de transmission de signal peut être amélioré.

Quatrième mode de réalisation
La figure 7 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28C utilisée dans un amplificateur de puissance d'un quatrième mode de réalisation.

En se référant à la figure 7, on note que la section d'amplification 28C comprend une section de transmission de signaux 58C à la place de la section de transmission de signaux 58 dans la configuration de la section d'amplification 28B représentée sur la figure 6.

La section de transmission de signaux 58C comprend le condensateur Cd1 connecté entre la borne 12 et le noeud N1, la diode D1 connectée entre les noeuds N1 et N2, et le condensateur Cd2 connecté entre les noeuds N2 et N5. Le noeud N2 de la section de transmission de signaux 58C est connecté à une borne 82. Une inductance Ld2 pour bloquer le signal RF est connectée entre la borne 82 et le noeud de masse.

En remplaçant la résistance Rd1 sur la figure 6 par l'inductance Ld2, il est possible de réduire la fuite de signal à partir du noeud N5 vers la résistance Rd1 dans le cas où le transistor Tr1 est conducteur et la diode D1 est bloquée. Par conséquent, la transmission d'un signal RF vers le transistor Tr2 dans le mode GSM est effectuée efficacement.

Dans le mode EDGE dans lequel la diode D1 est dans l'état conducteur, la fuite de signal à partir du noeud N5 vers le côté du transistor Tr1 est réduite par le circuit d'adaptation inter-étage 80. Il en résulte qu'un signal RF est transmis efficacement au transistor Tr2 également dans le mode EDGE.

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Egalement dans le cas du quatrième mode de réalisation, il est possible de procurer un amplificateur de puissance du type à commutation de gain capable de commuter les modes GSM/EDGE sans augmenter la puissance de bruit dans la bande de réception. Dans le mode EDGE, dans le cas de la figure 5, deux diodes D1 et D2 doivent être débloquées, mais dans le cas de la figure 7, il suffit de débloquer une seule diode D1. Par conséquent, ce cas a un avantage consistant en ce que le niveau H de la tension de sélection de mode Vmod2 peut être diminué par rapport à celui dans le circuit de la figure 5.

D'autre part, du fait que l'inductance Ld2 pour bloquer le signal
RF doit être connectée à l'extérieur du dispositif à semiconducteur, ce cas présente un inconvénient consistant en ce que l'étendue de montage est augmentée.

Cinquième mode de réalisation
La figure 8 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28D utilisée dans un cinquième mode de réalisation.

En se référant à la figure 8, on note que la section d'amplification 28D comprend la section de transmission de signaux 58A à la place de la section de transmission de signaux 58 dans la configuration de la section d'amplification 28B représentée sur la figure 6. Du fait que la configuration de la section de transmission de signaux 58A a déjà été décrite en référence à la figure 5, sa description ne sera pas répétée.

Du fait que la configuration de la partie restante de la section d'amplificateur 28D est similaire à celle de la section d'amplification 28B représentée sur la figure 6, sa description ne sera pas répétée.

Dans le cinquième mode de réalisation également, il est possible de procurer un amplificateur de puissance du type à commutation de gain capable de commuter le mode entre les modes GSM/EDGE sans augmenter un courant de bruit dans la bande de réception.

En outre, en appliquant en série à la résistance Rd1 une charge constituée de la diode D2, la fuite de signal à partir du noeud N5 vers la résistance Rd1 dans le cas où le transistor Tr1 est conducteur et la diode
D1 est bloquée, est réduite du fait que la diode D2 est bloquée. Par conséquent, un signal RF est transmis efficacement au transistor Tr2 dans le mode GSM.

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D'autre part, du fait que la valeur de capacité du condensateur Cd3 est sélectionnée de façon à produire une résonance parallèle d'une manière similaire au quatrième mode de réalisation, la fuite de signal à partir du noeud N5 vers le côté du transistor Tr1, dans l'état dans lequel la diode D1 est conductrice, est réduite. Il en résulte qu'un signal RF est transmis efficacement au transistor Tr2 dans le mode EDGE.

Dans le cinquième mode de réalisation également, il est inutile d'incorporer l'inductance Ld2 pour bloquer un signal RF qu'on trouve dans le quatrième mode de réalisation, ce qui procure un avantage consistant en ce que la taille du circuit peut être réduite. D'autre part, le procédé a un inconvénient consistant en ce que le potentiel du niveau H de la tension de sélection de mode Vmod2 doit être augmenté d'une quantité nécessaire pour débloquer les deux diodes D1 et D2.

Sixième mode de réalisation
La figure 9 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28E utilisée dans le sixième mode de réalisation.

En se référant à la figure 9, on note que la section d'amplification 28E comprend une section de transmission de signaux 58E à la place de la section de transmission de signaux 58C dans la configuration de la section d'amplification 28C décrite en référence à la figure 7.

La section de transmission de signaux 58E comprend le condensateur Cd1 connecté entre la borne 12 et le noeud N1, la diode D1 connectée entre les noeuds N1 et N2, le condensateur Cd2 connecté entre les noeuds N2 et N5, et la diode D2 connectée entre le noeud N2 et une borne 82. Une inductance Ld2 pour bloquer le signal RF est connectée entre la borne 82 et le noeud de masse. La section de transmission de signaux 58E diffère de la section de transmission de signaux 58C de la figure 7 par le point consistant en ce que la diode D2 est ajoutée entre le noeud N2 et la borne 82.

Du fait que la configuration de la section d'amplification 28E est similaire à celle de la section d'amplification 28C sur la figure 7, sa description ne sera pas répétée.

Dans le sixième mode de réalisation également, on peut procurer un amplificateur de puissance du type à commutation de gain

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capable de commuter le mode entre les modes GSM/EDGE sans augmenter la puissance de bruit dans la bande de réception.

En connectant la diode D2 de façon que le sens allant du noeud N2 vers le noeud N8 soit le sens direct, la fuite de signal à partir du noeud N5 vers l'inductance Ld2 dans le mode GSM dans lequel le transistor Tr1 est conducteur et la diode D1 est bloquée, est réduite.

D'autre part, dans le mode EDGE dans lequel la diode D1 est conductrice, la fuite de signal à partir du noeud N5 vers le côté du transistor Tr1 est réduite par le circuit d'adaptation inter-étage 80. Il en résulte qu'un signal RF est transmis efficacement au transistor Tr2 également dans le mode EDGE. En outre, en fixant correctement la valeur de l'inductance Ld2 et la valeur du condensateur Cd2, on peut aisément adapter les signaux d'entrée du transistor Tr2 dans l'état dans lequel la diode D1 est conductrice.

Septième mode de réalisation
La figure 10 est un schéma de circuit montrant la configuration d'une section d'amplification 28F utilisée dans un septième mode de réalisation.

En se référant à la figure 10, on note que la section d'amplification 28F comprend un circuit d'adaptation inter-étage 80F à la place du circuit d'adaptation inter-étage 80 dans la configuration de la section d'amplification 28B décrite en référence à la figure 6.

Le circuit d'adaptation inter-étage 80F comprend le condensateur C1 connecté entre la borne 62 et le noeud N5, le transistor Trd1 ayant un collecteur connecté à la borne 62 et un émetteur connecté à un noeud N22, la résistance Rd1 connectée entre le noeud N22 et le noeud de masse, le condensateur Cd3 connecté entre le noeud N22 et le noeud de masse, et la résistance Rdb1 connectée entre le noeud N1 et la base du transistor Trd1.

Dans le circuit d'adaptation inter-étage 80F également, la valeur de la résistance Rde1 et la valeur de capacité du condensateur Cd3 sont sélectionnées de façon à produire une résonance parallèle lorsque le transistor Trd1 est placé à l'état conducteur, ce qui permet de réduire la fuite de signal à partir du noeud N5 vers le côté du transistor Tr1 dans le mode EDGE dans lequel le transistor Tr1 est dans l'état bloqué.

Modification du septième mode de réalisation

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Dans la configuration de la section d'amplification 28F représentée sur la figure 10, en incorporant la section de transmission de signaux 58C, la borne 82 et l'inductance Ld2 représentées sur la figure 7, à la place de la section de transmission de signaux 58, on peut obtenir des effets similaires à ceux du quatrième mode de réalisation.

En incorporant la section de transmission de signaux 58A de la figure 8 à la place de la section de transmission de signaux 58 dans la configuration de la section d'amplification 28F représentée sur la figure 10, on peut obtenir des effets similaires à ceux du cinquième mode de réalisation.

Dans la configuration de la section d'amplification 28F représentée sur la figure 10, en incorporant la section de transmission de signaux 58E, la borne 82 et l'inductance Ld2 de la figure 9 à la place de la section de transmission de signaux 58, on peut obtenir des effets similaires à ceux du sixième mode de réalisation.

Huitième mode de réalisation
Dans un huitième mode de réalisation, la diode D1 de la section de transmission dans chacun des premier à septième modes de réalisation est remplacée par un circuit de commutation 100G.

La figure 11 est un schéma de circuit montrant la configuration du circuit de commutation 100G.

En se référant à la figure 11, on note que le circuit de commutation 100G comprend le transistor Trd2 ayant un collecteur connecté au noeud N12 et un émetteur connecté au noeud N2, et la résistance Rdb2 ayant une extrémité à laquelle la tension de sélection de mode Vmod2 est appliquée, tandis que l'autre extrémité est connectée à la base du transistor Trd2.

Lorsque la tension de sélection de mode Vmod2 est placée au niveau H, le circuit de commutation 100G connecte les noeuds N1 et N2.

Du fait que le noeud N2 est connecté au noeud de masse par l'intermédiaire d'une résistance et d'une inductance, une tension dépassant Vbe est appliquée entre la base et l'émetteur du transistor Trd2.

Egalement en utilisant le circuit de commutation 100G, on obtient des effets similaires à ceux des premier à septième modes de

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réalisation. Dans le cas où l'amplitude d'un signal d'entrée est grande, la diode devient conductrice, tandis qu'un transistor peut interrompre un signal d'entrée indépendamment de l'amplitude du signal d'entrée.

Dans le huitième mode de réalisation également, on peut procurer un amplificateur de puissance du type à commutation de gain capable de commuter le mode entre les modes GSM/EDGE sans augmenter la puissance de bruit dans la bande de réception.

Comme décrit ci-dessus, en incorporant un circuit de transmission en parallèle avec le premier étage d'amplification incluant un transistor, il est possible de commuter le gain sans augmenter la puissance de bruit dans la bande de réception. Une perte au moment de la transmission de signal dans le cas de la commutation du gain de l'amplificateur de puissance est réduite, et il est possible d'effectuer une transmission de signal efficace.

Du fait qu'un transistor dans le premier étage est bloqué lorsque le gain est faible, il est possible de réduire une consommation de courant excessive.

L'invention prévoit en outre un amplificateur de puissance selon l'une au moins des variantes suivantes pouvant être combinées entre elles : - le circuit de transmission comprend : un premier condensateur connecté entre un noeud d'entrée de signal pour recevoir le signal d'entrée et un premier noeud interne ; circuit de commutation connecté entre le pre- mier noeud interne et un second noeud interne, qui est commandé de fa- çon à être conducteur ou non conducteur vis-à-vis du signal d'entrée conformément au signal de fixation de mode ; un second condensateur connecté entre le second noeud interne et une entrée du second élément d'amplification.

- le circuit de commutation comporte une diode ayant une anode connectée au premier noeud interne et une cathode connectée au second noeud interne ; et une tension de polarisation d'entrée qui diffère dans les premier et second modes conformément au signal de fixation de mode, est appliquée à l'anode de cette diode.

- le circuit de commutation comporte un transistor connecté entre le premier noeud interne et le second noeud interne, ayant une électrode de

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commande qui reçoit le signal de fixation de mode.

- le circuit de transmission comprend en outre une résistance connectée entre le second noeud interne et un noeud auquel une tension de polarisation fixée est appliquée.

- une inductance est connectée entre le second noeud interne et un noeud auquel une tension de polarisation fixée est appliquée.

- le circuit de transmission comprend en outre une diode ayant une anode connectée au second noeud interne ; une résistance connectée entre une cathode de la diode et un noeud auquel une tension de polarisation fixée est appliquée.

- un circuit d'adaptation connecté entre une sortie du premier élément d'amplification et une entrée du second élément d'amplification, dans lequel une première impédance vue dans la direction allant de la sortie du premier élément d'amplification vers l'entrée du second élément d'amplification est fixée à une valeur telle qu'un signal de sortie du premier élément d'amplification puisse être transmis à l'entrée du second élément d'amplification dans le premier mode, et une seconde impédance vue dans la direction allant de l'entrée du second élément d'amplification vers la sortie du premier élément d'amplification est fixée à une valeur telle que la transmission du signal d'entrée à partir de l'entrée du second élément d'amplification vers la sortie du premier élément d'amplification puisse être bloquée dans le second mode.

- le circuit d'adaptation comprend : un condensateur formant un circuit résonnant parallèle en association avec une réactance inductive et une réactance capacitive qui sont des éléments parasites sur la sortie du premier élément d'amplification dans le second mode ; un circuit de commutation pour connecter le condensateur entre la sortie du premier élément d'amplification et un potentiel fixé dans le second mode, et pour placer l'une au moins des électrodes du condensateur dans un état ouvert dans le premier mode.

- chacun des premier et second éléments d'amplification est un transistor bipolaire à hétérojonction.

Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif décrit et représenté, sans sortir du cadre de l'invention.

Claims (10)

REVENDICATIONS

1. Amplificateur de puissance ayant des premier et second modes en tant que modes de fonctionnement, caractérisé en ce qu'il comprend : un premier élément d'amplification (Tr1) qui amplifie un signal d'entrée dans le premier mode et est placé dans un état inactif dans le second mode ; second élément d'amplification (Tr2) pour amplifier davantage un signal de sortie du premier élément d'amplification dans le premier mode et amplifier le signal d'entrée dans le second mode ; un circuit de transmission (58) effectuant une première opération consistant à bloquer la transmission du signal d'entrée vers le second élément d'amplification dans le premier mode, et une seconde opération consistant à transmettre le signal d'entrée au second élément d'amplification dans le second mode, et passant de l'une à l'autre des première et seconde opérations conformément à un signal de fixation de mode.

2. Amplificateur de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce que le circuit de transmission (58) comprend : un premier condensateur (Cd1) connecté entre un noeud d'entrée de signal pour recevoir le signal d'entrée et un premier noeud interne ; circuit de commutation (D1) connecté entre le premier noeud interne et un second noeud interne, qui est commandé de façon à être conducteur ou non conducteur vis-à-vis du signal d'entrée conformément au signal de fixation de mode ; un second condensateur (Cd2) connecté entre le second noeud interne et une entrée du second élément d'amplification.

3. Amplificateur de puissance selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de commutation (D1) comporte une diode (D1) ayant une anode connectée au premier noeud interne et une cathode connectée au second noeud interne ; une tension de polarisation d'entrée qui diffère dans les premier et second modes conformément au signal de fixation de mode, est appliquée à l'anode de cette diode.

4. Amplificateur de puissance selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de commutation comporte un transistor (Trd2) connecté entre le premier noeud interne et le second noeud interne, ayant une électrode de commande qui reçoit le signal de fixation de mode.

5. Amplificateur de puissance selon la revendication 2,

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caractérisé en ce que le circuit de transmission comprend en outre une résistance (Rd1) connectée entre le second noeud interne et un noeud auquel une tension de polarisation fixée est appliquée.

6. Amplificateur de puissance selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une inductance (Ld2) connectée entre le second noeud interne et un noeud auquel une tension de polarisation fixée est appliquée.

7. Amplificateur de puissance selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de transmission comprend en outre une diode (D2) ayant une anode connectée au second noeud interne ; une résistance (Rd1) connectée entre une cathode de la diode et un noeud auquel une tension de polarisation fixée est appliquée.

8. Amplificateur de puissance selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'il comprend en outre : un circuit d'adaptation (80) connecté entre une sortie du premier élément d'amplification et une entrée du second élément d'amplification, dans lequel une première impédance vue dans la direction allant de la sortie du premier élément d'amplification vers l'entrée du second élément d'amplification est fixée à une valeur telle qu'un signal de sortie du premier élément d'amplification puisse être transmis à l'entrée du second élément d'amplification dans le premier mode, et une seconde impédance vue dans la direction allant de l'entrée du second élément d'amplification vers la sortie du premier élément d'amplification est fixée à une valeur telle que la transmission du signal d'entrée à partir de l'entrée du second élément d'amplification vers la sortie du premier élément d'amplification puisse être bloquée dans le second mode.

9. Amplificateur de puissance selon la revendication 8, caractérisé en ce que le circuit d'adaptation (80) comprend : un condensateur (Cd3) formant un circuit résonnant parallèle en association avec une réactance inductive et une réactance capacitive qui sont des éléments parasites sur la sortie du premier élément d'amplification dans le second mode ; un circuit de commutation (Trd1) pour connecter le condensateur entre la sortie du premier élément d'amplification et un potentiel fixé dans le second mode, et pour placer l'une au moins des électrodes du condensateur dans un état ouvert dans le premier mode.

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10. Amplificateur de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce que chacun des premier et second éléments d'amplification est un transistor bipolaire à hétérojonction.