JPH05315865A - 広帯域増幅器 - Google Patents
広帯域増幅器Info
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- JPH05315865A JPH05315865A JP12030192A JP12030192A JPH05315865A JP H05315865 A JPH05315865 A JP H05315865A JP 12030192 A JP12030192 A JP 12030192A JP 12030192 A JP12030192 A JP 12030192A JP H05315865 A JPH05315865 A JP H05315865A
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Abstract
(57)【要約】
【構成】信号増幅用トランジスタ１にインダクタンス
２，３からなる整合回路とコンデンサ４からなる整合回
路を入力側に接続し、インダクタンス５，６からなる整
合回路とコンデンサ７からなる整合回路を出力側に接続
し、分割された入力整合回路の分割点と分割された出力
整合回路の分割点との間に抵抗８とコンデンサ９による
並列帰還回路を接続した。さらに、インダクタンス２，
３、５，６の低減は信号増幅用トランジスタ１と接地間
に直列接続したインダクタンス１０の値を調整する。 【効果】高周波領域の利得の低下を少なくし、増幅器と
しての周波数帯域が広くなる。また、入出力整合回路の
インダクタンス値を低減できる。
２，３からなる整合回路とコンデンサ４からなる整合回
路を入力側に接続し、インダクタンス５，６からなる整
合回路とコンデンサ７からなる整合回路を出力側に接続
し、分割された入力整合回路の分割点と分割された出力
整合回路の分割点との間に抵抗８とコンデンサ９による
並列帰還回路を接続した。さらに、インダクタンス２，
３、５，６の低減は信号増幅用トランジスタ１と接地間
に直列接続したインダクタンス１０の値を調整する。 【効果】高周波領域の利得の低下を少なくし、増幅器と
しての周波数帯域が広くなる。また、入出力整合回路の
インダクタンス値を低減できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、トランジスタによる高
周波増幅器に係り、特に、少ない付加素子で利得の周波
数特性を広帯域化する広帯域増幅器の回路に関する。
周波増幅器に係り、特に、少ない付加素子で利得の周波
数特性を広帯域化する広帯域増幅器の回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の高周波増幅器として、図５に示し
た回路が知られている。図５において、１は信号増幅用
トランジスタ、２は入力整合のためのインダクタンス、
３は入力整合と信号増幅用トランジスタ１に直流電圧を
印加するためのインダクタンス、４は入力整合と直流阻
止を兼ねたコンデンサ、５は出力整合のためのインダク
タンス、６は出力整合と信号増幅用トランジスタ１に直
流電圧を印加するためのインダクタンス、７は出力整合
と直流阻止を兼ねたコンデンサである。入力側はインダ
クタンス２，３とコンデンサ１により整合回路を構成
し、出力側はインダクタンス５，６とコンデンサ７によ
り整合回路を構成している。
た回路が知られている。図５において、１は信号増幅用
トランジスタ、２は入力整合のためのインダクタンス、
３は入力整合と信号増幅用トランジスタ１に直流電圧を
印加するためのインダクタンス、４は入力整合と直流阻
止を兼ねたコンデンサ、５は出力整合のためのインダク
タンス、６は出力整合と信号増幅用トランジスタ１に直
流電圧を印加するためのインダクタンス、７は出力整合
と直流阻止を兼ねたコンデンサである。入力側はインダ
クタンス２，３とコンデンサ１により整合回路を構成
し、出力側はインダクタンス５，６とコンデンサ７によ
り整合回路を構成している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、狭帯
域の高周波増幅器を構成するためによく用いられている
が、信号増幅用トランジスタ１の逆方向利得の大きさに
ついて考慮がされておらず、入力整合回路と出力整合回
路が互いに影響し合って、入力整合回路の整合条件と出
力整合回路の整合条件が定まらず、最適周波数が異なっ
てしまうため帯域内の利得変化も大きくなるという問題
があった。さらに、高周波増幅器の帯域を広くするに
は、信号増幅用トランジスタ１のゲート幅を減少してト
ランジスタ単体の逆方向利得を低くし、入力整合回路と
出力整合回路との影響を少なくすれば可能であるが、ト
ランジスタ単体の利得が低下し増幅器としての利得が損
なわれるという問題があった。
域の高周波増幅器を構成するためによく用いられている
が、信号増幅用トランジスタ１の逆方向利得の大きさに
ついて考慮がされておらず、入力整合回路と出力整合回
路が互いに影響し合って、入力整合回路の整合条件と出
力整合回路の整合条件が定まらず、最適周波数が異なっ
てしまうため帯域内の利得変化も大きくなるという問題
があった。さらに、高周波増幅器の帯域を広くするに
は、信号増幅用トランジスタ１のゲート幅を減少してト
ランジスタ単体の逆方向利得を低くし、入力整合回路と
出力整合回路との影響を少なくすれば可能であるが、ト
ランジスタ単体の利得が低下し増幅器としての利得が損
なわれるという問題があった。
【０００４】本発明の目的は、トランジスタ単体の寸法
を変えることなく、少ない付加素子により入力整合回路
と出力整合回路の影響を緩和し、利得の低下を少なくし
た広帯域増幅器を提供することにある。
を変えることなく、少ない付加素子により入力整合回路
と出力整合回路の影響を緩和し、利得の低下を少なくし
た広帯域増幅器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明はインダクタンス２，３とコンデンサ４から
なる入力整合回路をインダクタンス２，３からなる整合
回路とコンデンサ４からなる整合回路に分割し、インダ
クタンス５，６とコンデンサ７からなる入力整合回路を
インダクタンス５，６からなる整合回路とコンデンサ７
からなる整合回路に分割し、前記分割された入力整合回
路の分割点と前記分割された出力整合回路の分割点との
間に抵抗とコンデンサを直列接続した並列帰還回路を接
続したものである。
に、本発明はインダクタンス２，３とコンデンサ４から
なる入力整合回路をインダクタンス２，３からなる整合
回路とコンデンサ４からなる整合回路に分割し、インダ
クタンス５，６とコンデンサ７からなる入力整合回路を
インダクタンス５，６からなる整合回路とコンデンサ７
からなる整合回路に分割し、前記分割された入力整合回
路の分割点と前記分割された出力整合回路の分割点との
間に抵抗とコンデンサを直列接続した並列帰還回路を接
続したものである。
【０００６】また、高周波帯域での利得低下を少なくす
るために、インダクタンス２，３からなる整合回路とコ
ンデンサ４からなる整合回路に分割した入力整合回路の
分割点とインダクタンス５，６からなる整合回路とコン
デンサ７からなる整合回路に分割した出力整合回路の分
割点のインピーダンスを広帯域増幅器としての入力、お
よび出力のインピーダンスより高くして並列帰還回路の
インピーダンスを高くしたものである。
るために、インダクタンス２，３からなる整合回路とコ
ンデンサ４からなる整合回路に分割した入力整合回路の
分割点とインダクタンス５，６からなる整合回路とコン
デンサ７からなる整合回路に分割した出力整合回路の分
割点のインピーダンスを広帯域増幅器としての入力、お
よび出力のインピーダンスより高くして並列帰還回路の
インピーダンスを高くしたものである。
【０００７】さらに、トランジスタ１と接地間にインダ
クタンスを接続し、直列帰還回路を構成して信号増幅用
トランジスタ１の入力、および出力インピーダンスを低
くしたものである。
クタンスを接続し、直列帰還回路を構成して信号増幅用
トランジスタ１の入力、および出力インピーダンスを低
くしたものである。
【０００８】
【作用】広帯域増幅器の整合方法として、分割された入
力整合回路のインダクタンス２，３によって変換された
信号増幅用トランジスタ１の入力インピーダンスをコン
デンサ４により、入力側に接続されるインピーダンスに
一致させ、分割された出力整合回路のインダクタンス
５，６によって変換された信号増幅用トランジスタ１の
出力インピーダンスをコンデンサ７により、出力側に接
続されるインピーダンスに一致させる。このため、分割
された入力整合回路の分割点と分割された出力整合回路
の分割点のインピーダンスは入力側、および出力側に接
続されるインピーダンスより高くなる。
力整合回路のインダクタンス２，３によって変換された
信号増幅用トランジスタ１の入力インピーダンスをコン
デンサ４により、入力側に接続されるインピーダンスに
一致させ、分割された出力整合回路のインダクタンス
５，６によって変換された信号増幅用トランジスタ１の
出力インピーダンスをコンデンサ７により、出力側に接
続されるインピーダンスに一致させる。このため、分割
された入力整合回路の分割点と分割された出力整合回路
の分割点のインピーダンスは入力側、および出力側に接
続されるインピーダンスより高くなる。
【０００９】一般に信号増幅用トランジスタ１の入力、
および出力インピーダンスは、広帯域増幅器としての入
力、および出力インピーダンスより高いため、インダク
タンス２，３からなる整合回路とコンデンサ４からなる
整合回路に分割した入力整合回路の分割点のインピーダ
ンスと、インダクタンス５，６からなる整合回路とコン
デンサ７からなる整合回路に分割した出力整合回路の分
割点のインピーダンスは、信号増幅用トランジスタ１の
入力、および出力インピーダンスと広帯域増幅器として
の入力、および出力インピーダンスとの中間値となる。
このため、インダクタンス２，３からなる整合回路とコ
ンデンサ４からなる整合回路に分割した入力整合回路の
分割点と、インダクタンス５，６からなる整合回路とコ
ンデンサ７からなる整合回路に分割した出力整合回路の
分割点との間に接続した抵抗とコンデンサによる並列帰
還回路のインピーダンスを、広帯域増幅器の入力側と出
力側に並列帰還回路を設けた場合よりも高く設定するこ
とができる。
および出力インピーダンスは、広帯域増幅器としての入
力、および出力インピーダンスより高いため、インダク
タンス２，３からなる整合回路とコンデンサ４からなる
整合回路に分割した入力整合回路の分割点のインピーダ
ンスと、インダクタンス５，６からなる整合回路とコン
デンサ７からなる整合回路に分割した出力整合回路の分
割点のインピーダンスは、信号増幅用トランジスタ１の
入力、および出力インピーダンスと広帯域増幅器として
の入力、および出力インピーダンスとの中間値となる。
このため、インダクタンス２，３からなる整合回路とコ
ンデンサ４からなる整合回路に分割した入力整合回路の
分割点と、インダクタンス５，６からなる整合回路とコ
ンデンサ７からなる整合回路に分割した出力整合回路の
分割点との間に接続した抵抗とコンデンサによる並列帰
還回路のインピーダンスを、広帯域増幅器の入力側と出
力側に並列帰還回路を設けた場合よりも高く設定するこ
とができる。
【００１０】この並列帰還回路は利得を平坦にし、周波
数帯域を広くすることが知られているが、並列帰還回路
のインピーダンスが低くなると並列帰還回路での電力消
費量が多くなり、広帯域増幅器としての利得が低下す
る。このため、分割した入力、および出力整合回路の分
割点のインピーダンスが広帯域増幅器としての入力、お
よび出力インピーダンスより高いため、入力整合回路の
分割点と出力整合回路の分割点との間に接続した抵抗と
コンデンサの値を適当に選択して調整して並列帰還回路
のインピーダンスを調整すれば、利得の低下を少なく
し、利得の平坦となる周波数帯域を変えることができ
る。
数帯域を広くすることが知られているが、並列帰還回路
のインピーダンスが低くなると並列帰還回路での電力消
費量が多くなり、広帯域増幅器としての利得が低下す
る。このため、分割した入力、および出力整合回路の分
割点のインピーダンスが広帯域増幅器としての入力、お
よび出力インピーダンスより高いため、入力整合回路の
分割点と出力整合回路の分割点との間に接続した抵抗と
コンデンサの値を適当に選択して調整して並列帰還回路
のインピーダンスを調整すれば、利得の低下を少なく
し、利得の平坦となる周波数帯域を変えることができ
る。
【００１１】信号増幅用トランジスタ１と接地間に直列
接続したインダクタンスは、信号増幅用トランジスタ１
の入力、および出力インピーダンスを低くするが、同時
に高周波帯域での利得を低下させる。信号増幅用トラン
ジスタ１の入力、および出力インピーダンスを低くする
と入力整合回路のインダクタンス２，３と出力整合回路
のインダクタンス５，６の値を小さくすることができる
ため、信号増幅用トランジスタ１と接地間に直列接続し
たインダクタンスの値を調整することにより、高周波帯
域での利得の低下量と入力整合回路のインダクタンス
２，３と出力整合回路のインダクタンス５，６の値の低
減量を変えることができる。
接続したインダクタンスは、信号増幅用トランジスタ１
の入力、および出力インピーダンスを低くするが、同時
に高周波帯域での利得を低下させる。信号増幅用トラン
ジスタ１の入力、および出力インピーダンスを低くする
と入力整合回路のインダクタンス２，３と出力整合回路
のインダクタンス５，６の値を小さくすることができる
ため、信号増幅用トランジスタ１と接地間に直列接続し
たインダクタンスの値を調整することにより、高周波帯
域での利得の低下量と入力整合回路のインダクタンス
２，３と出力整合回路のインダクタンス５，６の値の低
減量を変えることができる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１により説明す
る。図１において、１は信号増幅用トランジスタ、２は
入力整合のためのインダクタンス、３は入力整合と信号
増幅用トランジスタ１に直流電圧を印加するためのイン
ダクタンス、４は入力整合と直流阻止を兼ねたコンデン
サ、５は出力整合のためのインダクタンス、６は出力整
合と信号増幅用トランジスタ１に直流電圧を印加するた
めのインダクタンス、７は出力整合と直流阻止を兼ねた
コンデンサ、８は並列帰還用の抵抗、９は並列帰還と直
流阻止を兼ねたコンデンサ、１０は直列帰還用のインダ
クタンスである。入力側はインダクタンス２，３とコン
デンサ４により整合回路を構成し、出力側はインダクタ
ンス５，６とコンデンサ７により整合回路を構成してい
る。また、抵抗８とコンデンサ９により並列帰還を構成
している。
る。図１において、１は信号増幅用トランジスタ、２は
入力整合のためのインダクタンス、３は入力整合と信号
増幅用トランジスタ１に直流電圧を印加するためのイン
ダクタンス、４は入力整合と直流阻止を兼ねたコンデン
サ、５は出力整合のためのインダクタンス、６は出力整
合と信号増幅用トランジスタ１に直流電圧を印加するた
めのインダクタンス、７は出力整合と直流阻止を兼ねた
コンデンサ、８は並列帰還用の抵抗、９は並列帰還と直
流阻止を兼ねたコンデンサ、１０は直列帰還用のインダ
クタンスである。入力側はインダクタンス２，３とコン
デンサ４により整合回路を構成し、出力側はインダクタ
ンス５，６とコンデンサ７により整合回路を構成してい
る。また、抵抗８とコンデンサ９により並列帰還を構成
している。
【００１３】図１に示した本発明の一実施例である広帯
域増幅器の回路定数，トランジスタの大きさは、トラン
ジスタ１のゲート長が０.３μｍ 、ゲート幅が３００μ
ｍ、インダクタンス２が８.１ｎＨ 、インダクタンス３
が６.４ｎＨ 、コンデンサ４が２.１１ｐＦ 、インダク
タンス５が１０.１ｎＨ 、インダクタンス６が９.２ｎ
Ｈ、コンデンサ７が１.３ｐＦ 、抵抗８が１.５ｋΩ 、
コンデンサ９が０.２ｐＦ、インダクタンス１０が１.４
ｎＨ 、入力側と出力側に接続するインピーダンスが５
０Ω、ドレイン電圧がＶｄ＝５Ｖ、ドレイン電流がＩｄ
＝４ｍＡ、ゲート電圧はＶｇｓ＝−０.８〜−１.０Ｖで
ある。
域増幅器の回路定数，トランジスタの大きさは、トラン
ジスタ１のゲート長が０.３μｍ 、ゲート幅が３００μ
ｍ、インダクタンス２が８.１ｎＨ 、インダクタンス３
が６.４ｎＨ 、コンデンサ４が２.１１ｐＦ 、インダク
タンス５が１０.１ｎＨ 、インダクタンス６が９.２ｎ
Ｈ、コンデンサ７が１.３ｐＦ 、抵抗８が１.５ｋΩ 、
コンデンサ９が０.２ｐＦ、インダクタンス１０が１.４
ｎＨ 、入力側と出力側に接続するインピーダンスが５
０Ω、ドレイン電圧がＶｄ＝５Ｖ、ドレイン電流がＩｄ
＝４ｍＡ、ゲート電圧はＶｇｓ＝−０.８〜−１.０Ｖで
ある。
【００１４】図２は、図１に示した広帯域増幅器の一実
施例による利得，雑音指数，入出力定在波比の周波数特
性図である。図２において、曲線ａは利得の周波数特性
を示したもので、１.３ＧＨｚ から２.６ＧＨｚ まで１
３.２ｄＢ の平坦な利得を示し、１ｄＢ利得低下周波数
帯域は約１.５ＧＨｚ である。曲線ｂは雑音指数の周波
数特性を示したもので、１.３ＧＨｚ から２.６ＧＨｚ
まで２.４ｄＢ 以下の雑音指数を示している。曲線ｃは
入力定在波比、曲線ｄは出力定在波比の周波数特性を示
したもので、１.３ＧＨｚ から２.６ＧＨｚ までの周波
数範囲で１.９以下であり、入力定在波比と出力定在波
比の最適周波数がほぼ一致している。
施例による利得，雑音指数，入出力定在波比の周波数特
性図である。図２において、曲線ａは利得の周波数特性
を示したもので、１.３ＧＨｚ から２.６ＧＨｚ まで１
３.２ｄＢ の平坦な利得を示し、１ｄＢ利得低下周波数
帯域は約１.５ＧＨｚ である。曲線ｂは雑音指数の周波
数特性を示したもので、１.３ＧＨｚ から２.６ＧＨｚ
まで２.４ｄＢ 以下の雑音指数を示している。曲線ｃは
入力定在波比、曲線ｄは出力定在波比の周波数特性を示
したもので、１.３ＧＨｚ から２.６ＧＨｚ までの周波
数範囲で１.９以下であり、入力定在波比と出力定在波
比の最適周波数がほぼ一致している。
【００１５】図３は、図１に示した広帯域増幅器の一実
施例による利得，雑音指数と帰還回路の関係を示したも
のであり、インダクタンス２，３からなる整合回路とコ
ンデンサ４からなる整合回路に分割した入力整合回路の
分割点とインダクタンス５，６からなる整合回路とコン
デンサ７からなる整合回路に分割した出力整合回路の分
割点との間に接続した抵抗８とコンデンサ９のうち、抵
抗８の値を変化させたものである。図３において、曲線
ａは利得、曲線ｂは雑音指数を示し、抵抗８を５００Ω
から１.７５ｋΩまで変化させた場合の１.５ＧＨｚにお
ける利得，雑音指数の変化で、抵抗８の値によって帯域
内の利得を微調整できる効果がある。
施例による利得，雑音指数と帰還回路の関係を示したも
のであり、インダクタンス２，３からなる整合回路とコ
ンデンサ４からなる整合回路に分割した入力整合回路の
分割点とインダクタンス５，６からなる整合回路とコン
デンサ７からなる整合回路に分割した出力整合回路の分
割点との間に接続した抵抗８とコンデンサ９のうち、抵
抗８の値を変化させたものである。図３において、曲線
ａは利得、曲線ｂは雑音指数を示し、抵抗８を５００Ω
から１.７５ｋΩまで変化させた場合の１.５ＧＨｚにお
ける利得，雑音指数の変化で、抵抗８の値によって帯域
内の利得を微調整できる効果がある。
【００１６】図４は、図１に示した広帯域増幅器の一実
施例をＩＣ化した場合のチップ平面図の概略を示したも
のであり、１は信号増幅用トランジスタ、２は入力整合
のためのインダクタンス、３は入力整合と信号増幅用ト
ランジスタ１に直流電圧を印加するためのインダクタン
ス、４は入力整合と直流阻止を兼ねたコンデンサ、５は
出力整合のためのインダクタンス、６は出力整合と信号
増幅用トランジスタ１に直流電圧を印加するためのイン
ダクタンス、７は出力整合と直流阻止を兼ねたコンデン
サ、８は並列帰還用の抵抗、９は並列帰還と直流阻止を
兼ねたコンデンサ、１０は直列帰還用のインダクタンス
である。入力側はインダクタンス２，３とコンデンサ４
により整合回路を構成し、出力側はインダクタンス５，
６とコンデンサ７により整合回路を構成している。ま
た、抵抗８とコンデンサ９により並列帰還を構成してい
る。
施例をＩＣ化した場合のチップ平面図の概略を示したも
のであり、１は信号増幅用トランジスタ、２は入力整合
のためのインダクタンス、３は入力整合と信号増幅用ト
ランジスタ１に直流電圧を印加するためのインダクタン
ス、４は入力整合と直流阻止を兼ねたコンデンサ、５は
出力整合のためのインダクタンス、６は出力整合と信号
増幅用トランジスタ１に直流電圧を印加するためのイン
ダクタンス、７は出力整合と直流阻止を兼ねたコンデン
サ、８は並列帰還用の抵抗、９は並列帰還と直流阻止を
兼ねたコンデンサ、１０は直列帰還用のインダクタンス
である。入力側はインダクタンス２，３とコンデンサ４
により整合回路を構成し、出力側はインダクタンス５，
６とコンデンサ７により整合回路を構成している。ま
た、抵抗８とコンデンサ９により並列帰還を構成してい
る。
【００１７】
【発明の効果】本発明によれば、入力整合回路と出力整
合回路を有するトランジスタによる高周波増幅器におい
て、入力整合回路と出力整合回路をそれぞれ分割し、分
割した入力整合回路の分割点と分割した出力整合回路の
分割点との間に抵抗とコンデンサによる帰還回路を接続
することにより帰還回路のインピーダンスを高く設定す
ることができるので、高周波帯域の利得の低下を少なく
して周波数帯域を広くする効果がある。また、帰還回路
のインピーダンスの値は、抵抗とコンデンサの値を調整
することにより変えることができるため、利得と利得の
平坦になる周波数特性を微調整できる効果がある。
合回路を有するトランジスタによる高周波増幅器におい
て、入力整合回路と出力整合回路をそれぞれ分割し、分
割した入力整合回路の分割点と分割した出力整合回路の
分割点との間に抵抗とコンデンサによる帰還回路を接続
することにより帰還回路のインピーダンスを高く設定す
ることができるので、高周波帯域の利得の低下を少なく
して周波数帯域を広くする効果がある。また、帰還回路
のインピーダンスの値は、抵抗とコンデンサの値を調整
することにより変えることができるため、利得と利得の
平坦になる周波数特性を微調整できる効果がある。
【００１８】本発明によれば、信号増幅用トランジスタ
と接地間に直列接続したインダクタンスの値を調整する
ことにより、トランジスタの入力、および出力インピー
ダンスを変えることができるので、入力整合回路および
出力整合回路に用いるインダクタンスの値を低減するこ
とができる。
と接地間に直列接続したインダクタンスの値を調整する
ことにより、トランジスタの入力、および出力インピー
ダンスを変えることができるので、入力整合回路および
出力整合回路に用いるインダクタンスの値を低減するこ
とができる。
【図１】本発明の一実施例を示す広帯域増幅器の回路
図。
図。
【図２】本発明の一実施例を示す広帯域増幅器の利得，
雑音指数，入力定在波比，入力定在波比の周波数特性
図。
雑音指数，入力定在波比，入力定在波比の周波数特性
図。
【図３】本発明の一実施例を示す広帯域増幅器の利得，
雑音指数と、並列帰還回路の関係を示した特性図。
雑音指数と、並列帰還回路の関係を示した特性図。
【図４】本発明の一実施例を示す広帯域増幅器をＩＣ化
した場合のチップ平面図。
した場合のチップ平面図。
【図５】従来の広帯域増幅器の回路図。
１…トランジスタ、２，３，５，６，１０…インダクタ
ンス、４，７，９…コンデンサ、８…抵抗。
ンス、４，７，９…コンデンサ、８…抵抗。
Claims (4)
- 【請求項１】入力整合回路と出力整合回路を有するトラ
ンジスタによる高周波増幅器において、前記入力整合回
路と前記出力整合回路をそれぞれ分割し、前記分割した
入力整合回路の分割点と前記分割した出力整合回路の分
割点との間に帰還回路を接続したことを特徴とする広帯
域増幅器。 - 【請求項２】入力整合回路と出力整合回路を有するトラ
ンジスタによる高周波増幅器において、前記入力整合回
路と前記出力整合回路をそれぞれ分割し、前記分割した
入力整合回路の分割点と前記分割した出力整合回路の分
割点との間に帰還回路を接続して広帯域化する手段を備
え、前記分割した入力整合回路の分割点と前記分割した
出力整合回路の分割点のインピーダンスを入力、および
出力のインピーダンスより高くして帰還回路のインピー
ダンスを制御することを特徴とする広帯域増幅器。 - 【請求項３】入力整合回路と出力整合回路を有するトラ
ンジスタによる高周波増幅器において、前記入力整合回
路と前記出力整合回路をそれぞれ分割し、前記分割した
入力整合回路の分割点と前記分割した出力整合回路の分
割点との間に帰還回路を接続して広帯域化する手段を備
え、前記トランジスタと接地間にインダクタンスを接続
して入力整合回路と出力整合回路のインピーダンスを制
御することを特徴とする広帯域増幅器。 - 【請求項４】請求項１，２または３において、前記広帯
域増幅器を、無線通信システムの送受信部の高周波部に
使用した無線通信システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12030192A JPH05315865A (ja) | 1992-05-13 | 1992-05-13 | 広帯域増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12030192A JPH05315865A (ja) | 1992-05-13 | 1992-05-13 | 広帯域増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05315865A true JPH05315865A (ja) | 1993-11-26 |
Family
ID=14782854
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12030192A Pending JPH05315865A (ja) | 1992-05-13 | 1992-05-13 | 広帯域増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05315865A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0851576A2 (en) * | 1996-12-24 | 1998-07-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | High-frequency amplifier |
| KR100421417B1 (ko) * | 2001-10-22 | 2004-03-09 | 브이케이 주식회사 | 광대역 고이득 증폭회로 |
| KR100459064B1 (ko) * | 2002-07-05 | 2004-12-03 | 학교법인 한국정보통신학원 | 광대역증폭기의 대역폭 확장 회로 |
| JP2005286993A (ja) * | 2004-03-01 | 2005-10-13 | Sanyo Electric Co Ltd | 差動増幅器 |
| US7057464B2 (en) * | 2000-11-24 | 2006-06-06 | Nokia Corporation | Lineariser |
| JP2011023841A (ja) * | 2009-07-14 | 2011-02-03 | New Japan Radio Co Ltd | 広帯域利得可変型増幅器 |
| WO2020241586A1 (ja) | 2019-05-27 | 2020-12-03 | 住友電工デバイス・イノベーション株式会社 | 増幅装置 |
-
1992
- 1992-05-13 JP JP12030192A patent/JPH05315865A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0851576A2 (en) * | 1996-12-24 | 1998-07-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | High-frequency amplifier |
| US7057464B2 (en) * | 2000-11-24 | 2006-06-06 | Nokia Corporation | Lineariser |
| KR100421417B1 (ko) * | 2001-10-22 | 2004-03-09 | 브이케이 주식회사 | 광대역 고이득 증폭회로 |
| KR100459064B1 (ko) * | 2002-07-05 | 2004-12-03 | 학교법인 한국정보통신학원 | 광대역증폭기의 대역폭 확장 회로 |
| JP2005286993A (ja) * | 2004-03-01 | 2005-10-13 | Sanyo Electric Co Ltd | 差動増幅器 |
| JP2011023841A (ja) * | 2009-07-14 | 2011-02-03 | New Japan Radio Co Ltd | 広帯域利得可変型増幅器 |
| WO2020241586A1 (ja) | 2019-05-27 | 2020-12-03 | 住友電工デバイス・イノベーション株式会社 | 増幅装置 |
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