ES2280434T3 - Linealizador. - Google Patents
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Abstract
Linealizador dispuesto para proporcionar un aumento de ganancia en correspondencia con un aumento del nivel de la señal que comprende: unos medios de adaptación de entrada (52) dispuestos para recibir una señal de entrada; un transistor (56) dispuesto para funcionar sustancialmente cerca de una condición de activación, estando dispuesto dicho transistor para aplicar una ganancia no lineal a dicha señal de entrada; y una salida para dar salida a la señal de ganancia no lineal; y unos medios de realimentación (54) proporcionados sobre dicho transistor que comprenden una circuitería resistiva (80).
Description
Linealizador.
La presente invención se refiere a un
linealizador y en particular aunque no exclusivamente a un
linealizador para ser usado con un amplificador de potencia. El
linealizador se puede usar en elementos de un sistema de
comunicaciones.
El área cubierta por una red celular de
telecomunicaciones está dividida en una pluralidad de células. Cada
una de estas células tiene una estación base dispuesta para
transmitir señales hacia y recibir señales desde estaciones móviles
ubicadas en la célula asociada a la estación base respectiva. Las
estaciones móviles se encontrarán en comunicación activa con la
estación base asociada a la célula en la cual esté ubicada la
estación móvil.
Se ha desarrollado un sistema de modulación para
ser usado en una red celular que utilice la normativa del Sistema
Global para comunicaciones Móviles (GSM) el cual mejora la velocidad
con la que se transfieren datos entre las estaciones móviles y las
estaciones base. Este esquema de modulación se denomina velocidades
de Datos Mejoradas para la Evolución del GSM o modulación EDGE. La
modulación EDGE es un esquema de modulación conocido y por lo tanto
no se explicará de forma detallada en el presente documento. Basta
con indicar que la modulación EDGE modula datos digitales usando
información tanto de fase como de amplitud. Para reducir errores en
el receptor, la señal transmitida es sustancialmente similar a la
señal modulada. Por esta razón, los errores de fase y amplitud
introducidos entre el modulador EDGE y la antena transmisora se
deberían mantener a un nivel mínimo. La circuitería de los
amplificadores de potencia puede introducir dichos errores de fase
y amplitud.
La figura 2 muestra un amplificador de potencia
12 convencional. El amplificador de potencia 12 puede tener en su
entrada 8 una señal de radiocomunicaciones modulada 10. La señal de
radiocomunicaciones de entrada 10 puede ser una señal digital
modulada. El amplificador de potencia 12, cuando funciona más allá
de la saturación, genera productos de distorsión por
intermodulación 17 en su salida 18 así como las señales portadoras
14 deseadas. Los productos de distorsión por intermodulación 17 se
generan a cada lado de las señales portadoras deseadas 14. Los
productos de distorsión por intermodulación 17 los provoca el hecho
de que el amplificador de potencia 12 no actúe como un amplificador
lineal, lo cual se produce cuando el amplificador de potencia se
hace funcionar más allá de la saturación.
La distorsión por intermodulación produce
frecuencias en múltiplos de la frecuencia portadora de las señales
deseadas. Estas frecuencias 17 tienden a presentar una intensidad de
señal menor que las portadoras deseadas en una magnitud que se
indica con la referencia 16 en la figura 2. Estos productos de
distorsión por intermodulación 17 hacen que aumenten el espacio
espectral ocupado y por lo tanto no son deseables.
Una de las formas de reducir los productos de
distorsión por intermodulación es conseguir que los amplificadores
de potencia funcionen como amplificadores lineales. Los
amplificadores de potencia se harían funcionar de manera que se
produjese una relación sustancialmente lineal entre la potencia de
la señal de entrada y la potencia de la señal de salida.
La figura 3a muestra una gráfica de la potencia
de la señal de salida con respecto a la potencia de la señal de
entrada para un amplificador de potencia típico. La zona lineal 20
en la cual debería funcionar el amplificador de potencia para
reducir la distorsión por intermodulación no resulta tan eficaz como
si el amplificador de potencia se hiciera funcionar en el punto 24.
El punto 24 se denomina punto P1 y el amplificador funciona de
forma no lineal más allá de este punto. El punto P1 es un factor de
calidad y se define como el punto en el que se produce 1 dB de
compresión 28 y es el punto en el cual el amplificador de potencia
resulta más eficaz. En otras palabras, el punto P1 del amplificador
de potencia es el punto en el que la potencia de salida real del
amplificador de potencia es 1 dB menor que la potencia de salida
esperada del amplificador de potencia si el mismo se hiciera
funcionar linealmente tal como se indica por medio de la línea de
trazos 26. La zona lineal 20 se prolonga hasta un punto 27 en el
que el amplificador de potencia comienza a saturarse. El término
saturación significa que la potencia de la señal de salida ya no
presenta una relación lineal con la potencia de la señal de
entrada. Una vez que el amplificador de potencia se hace funcionar
en la zona de saturación, un incremento elevado de la potencia de
la señal de entrada proporciona un incremento reducido de la
potencia de la señal de salida. Esta situación se muestra en la
figura 3a por medio de la línea indicada con la referencia 22.
La figura 3b muestra la fase relativa de una
señal de salida de un amplificador de potencia con respecto a la
potencia de la señal de entrada. La fase de la señal de salida con
respecto a la señal de entrada es constante hasta el punto 31. La
fase relativa de la señal de salida disminuye de forma no lineal
para una potencia creciente de la señal de entrada más allá del
punto 31. El punto 31 puede corresponderse o no con el punto 27 de
la figura 3a.
Como la modulación EDGE requiere una transmisión
precisa de la información tanto de amplitud como de fase, es
importante que los amplificadores de potencia se hagan funcionar en
la zona lineal 20 lo cual significa una reducción en la eficacia
del amplificador de potencia. Un amplificador de potencia típico se
hará "retroceder" en aproximadamente 6 dB. Esto significa que
el amplificador de potencia se hace funcionar aproximadamente 6 dB
por debajo del punto P1 24 para garantizar que el amplificador de
potencia funciona en la zona lineal 20.
A continuación se hace referencia a la figura 3c
la cual muestra la eficacia del amplificador de potencia con
respecto a la potencia de la señal de entrada. Tal como puede
observarse, se obtiene la mayor eficacia cuando el amplificador de
potencia está funcionando de forma no lineal, en la zona 32. Si el
amplificador de potencia se hace funcionar en la zona lineal, se
requiere más potencia para amplificar una señal en un valor
determinado. El amplificador de potencia consume más potencia y se
incrementan el tamaño y los costes del amplificador de potencia.
Además, se producirá un aumento del calor disipado por el
amplificador de potencia lo cual puede requerir elementos de
refrigeración adicionales.
Para permitir un funcionamiento de un
amplificador con una distorsión por intermodulación reducida en el
punto P1, se han desarrollado linealizadores y los mismos son
conocidos en la técnica. El linealizador se coloca antes que el
amplificador de potencia en el trayecto de la señal y por lo tanto
acondiciona previamente la señal de entrada antes de trasladarla al
amplificador de potencia. En la figura 4a se muestra una
característica de potencia 34 típica de un linealizador. La figura
4a muestra la potencia de la señal de salida con respecto a la
señal de entrada para un linealizador. Tal como puede observarse, el
linealizador presenta una característica de potencia lineal 36
hasta el punto 27 en el que la característica de potencia comienza a
curvarse hacia arriba. En otras palabras, la ganancia del
linealizador aumenta cuando la potencia de la señal de entrada
aumenta más allá del punto 27 y aumenta de tal manera que se
contrapone sustancialmente a las características de potencia
típicas de los amplificadores de potencia. A este fenómeno se le
denomina expansión de la ganancia. Un linealizador debería ser
capaz de producir aproximadamente 5 dB de expansión de ganancia para
aliviar los problemas de amplitud no lineal asociados a los
amplificadores de potencia más allá de la saturación tal como se ha
descrito anteriormente. El efecto del linealizador consiste en
aumentar el intervalo eficaz sobre el cual el amplificador de
potencia es lineal aunque permite que el amplificador de potencia
funcione en su intervalo no lineal más eficaz.
La figura 4b muestra las características de fase
relativa 40 de un linealizador típico con respecto a la potencia de
la señal de entrada. Cuando el linealizador se hace funcionar con
una potencia de la señal de entrada menor que la potencia de la
señal de entrada correspondiente al punto 31, la característica de
fase relativa del linealizador es sustancialmente plana. La señal
de salida presenta una fase sustancialmente similar a la señal de
entrada. No obstante, después del punto 31 el linealizador presenta
una característica de fase relativa creciente 44. La característica
de fase relativa creciente producida por el linealizador no es
lineal y se produce de tal manera que se opone sustancialmente a
las características de fase relativa decreciente del amplificador
de potencia. Por lo tanto esto significa que la señal de salida de
un linealizador es una señal previamente acondicionada de manera
que cuando se alimenta subsiguientemente a un amplificador de
potencia típico, se reducen las limitaciones de fase descritas
sobre un amplificador de potencia.
Se conocen linealizadores de este tipo a partir,
por ejemplo, de los documentos US nº 4.564.816, US nº 5.815.038 y
EP 451909.
Los linealizadores conocidos se realizan a
partir de componentes discretos de un tamaño sustancialmente grande.
Los linealizadores presentan una estructura compleja. Típicamente,
los linealizadores requieren una compensación de temperatura.
Adicionalmente, los componentes de los linealizadores pueden
requerir una alineación cuidadosa. Todo esto hace que el uso de los
linealizadores conocidos resulte complicado en dispositivos pequeños
de baja potencia. Esta afirmación se cumple especialmente para
circuitos integrados y en particular para su uso en circuitos
integrados monolíticos de microondas (MMIC). Los MMIC se usan en
muchos circuitos actuales, por ejemplo, en tecnologías de satélite
y de telefonía móvil.
Por lo tanto la finalidad de la presente
invención es proporcionar un linealizador el cual afronte uno o más
de los problemas descritos anteriormente.
Según la invención se proporciona un
linealizador dispuesto para proporcionar un aumento de la ganancia
en correspondencia con un nivel aumentado de la señal, que
comprende: medios de adaptación de entrada dispuestos para recibir
una señal de entrada; un transistor dispuesto para funcionar
sustancialmente cerca de una condición de activación, estando
dispuesto dicho transistor para aplicar una ganancia no lineal a
dicha señal de entrada; y una salida para dar salida a la señal de
ganancia no lineal; y medios de realimentación proporcionados de un
lado a otro de dicho transistor, que comprenden una circuitería
resistiva.
Para una mejor comprensión de la presente
invención se hará referencia a continuación, a título
ejemplificativo, a los dibujos adjuntos en los cuales:
la Figura 1 muestra una disposición típica de
las células de una red celular;
la Figura 2 muestra un amplificador de potencia
conocido;
la Figura 3a muestra las características de
potencia del amplificador de potencia de la figura 2;
la Figura 3b muestra las características de fase
del amplificador de potencia de la figura 2;
la Figura 3c muestra las características de
eficacia del amplificador de potencia de la figura 2,
la Figura 4a muestra las características de
potencia de un linealizador conocido;
la Figura 4b muestra las características de fase
de un linealizador conocido;
la Figura 5 muestra un diagrama de un
linealizador que constituye una forma de realización de la presente
invención;
la Figura 6 muestra un diagrama típico de la
característica de la ganancia de potencia de la forma de realización
de la Figura 5; y
la Figura 7 muestra un diagrama típico de la
característica de fase de la forma de realización de la Figura
5;
la Figura 8a muestra las características de
potencia de una combinación de un amplificador de potencia y del
linealizador de la Figura 5;
la Figura 8b muestra las características de fase
de una combinación de un amplificador de potencia y del linealizador
de la Figura 5; y
la Figura 9 muestra otra forma de realización de
la presente invención.
A continuación se hace referencia a la figura 1
la cual muestra parte de una red celular de telecomunicaciones 2 en
la cual se pueden implementar formas de realización de la presente
invención. El área cubierta por la red se divide en una pluralidad
de células 3, mostrándose cuatro de ellas en la figura 1. Cada
célula 3 tiene asociada a la misma una estación transceptora base
4. Las estaciones transceptoras base 4 están dispuestas para
comunicarse con terminales móviles 6 ubicados en la célula asociada
a una estación base determinada.
A continuación se hace referencia a la figura 5
la cual muestra un linealizador que constituye una forma de
realización de la presente invención. El linealizador se puede
incorporar a una estación móvil o una estación base. La señal de
entrada suministrada por, en este caso un modulador EDGE, se
alimenta a un condensador de desacoplo de entrada 48. Como el
modulador EDGE es conocido, el mismo no se describirá de forma más
detallada en el presente documento. La señal de entrada puede
encontrarse en una frecuencia de radiocomunicaciones o intermedia.
Los medios de condensador de desacoplo de entrada 48 reducen
sustancialmente cualquier componente de corriente continua (DC) de
la señal de entrada que se alimente al linealizador 46.
La salida de los medios de condensador de
desacoplo de entrada 48 se alimenta al circuito de adaptación de
entrada 52. El circuito de adaptación de entrada 52 actúa de manera
que reduce las pérdidas de retorno y aumenta la relación del ancho
de banda con respecto a la frecuencia, del linealizador. Las
pérdidas de retorno cuantifican la cantidad de potencia de la señal
incidente que se refleja. En otras palabras, cuanto mayor sean las
pérdidas de retorno mayor será la proporción de potencia reflejada
de la señal reincidente. Unas pérdidas de retorno reducidas
contribuyen a la capacidad de conexión en cascada del linealizador.
Esto es debido a que se refleja una proporción más pequeña de la
potencia de la señal incidente de manera que se utiliza una
proporción mayor de la potencia de la señal incidente.
Adicionalmente, el circuito de adaptación de entrada 52, sirve para
aumentar al máximo la expansión de ganancia del linealizador.
El circuito de adaptación de entrada 52
comprende una impedancia de entrada 66 y un conector de entrada 68.
La salida del condensador de desacoplo de entrada 48 se alimenta a
la impedancia de entrada 66. La impedancia de entrada 66, si está
adaptada, permitirá la transferencia de la cantidad máxima de
potencia. Esto significa que se producen unas pérdidas de retorno
más bajas y por lo tanto se facilita la capacidad de conexión en
cascada. La salida de la impedancia de entrada 66 se alimenta en
serie a una primera entrada del conector 68.
Una segunda entrada al conector 68 está
conectada a la salida de un primer circuito de polarización DC 50.
El primer circuito de polarización DC 50 suministra parte de la
polarización DC para una disposición de transistor 56 que se
describirá posteriormente en el presente documento. Más
particularmente, el circuito 50 se puede usar para controlar el
rendimiento, la optimización y la alineación de la disposición de
transistor 56. El primer aparato de polarización DC 50 comprende
una primera fuente de voltaje DC 70 y un primer condensador de
desacoplo de polarización 72. La primera fuente de voltaje DC 70
tiene una primera salida conectada al primer condensador de
desacoplo de polarización 72 y una segunda salida conectada a
tierra. La primera fuente de voltaje DC 70 produce un voltaje DC el
cual se puede variar entre un límite superior e inferior. El primer
condensador de desacoplo de polarización 72 está conectado entre la
primera salida de la fuente de voltaje 70 y tierra. El condensador
de desacoplo 72 traslada a tierra la mayoría de las señales
variables con el tiempo. Esto significa que el voltaje que se
presenta al circuito de adaptación de entrada 52 es sustancialmente
DC.
La salida del circuito de adaptación de entrada
52 se presenta a un primer terminal de un primer conector en forma
de T 74. Conectada a un segundo terminal el primer conector en forma
de T 74 se encuentra la salida de un circuito de realimentación 54
y conectada a un tercer terminal de salida del primer conector en
forma de T se encuentra la disposición de transistor 56.
El circuito de realimentación 54 comprende un
condensador de realimentación 78 conectado en serie con un resistor
de realimentación 80. El condensador de realimentación 78 y el
resistor de realimentación 80 combinados hacen que aumente el ancho
de banda del linealizador y también suavizan las características de
salida del linealizador descrito 46. Como la realimentación
consigue que el sistema resulte más adaptativo se incrementa la
estabilidad de dicho sistema. El circuito de realimentación 54
extrae parte de la potencia del sistema y la alimenta de vuelta al
acoplador 74 situado antes que una disposición de transistor 56. De
este modo, puede que se reduzca la ganancia total pero la pérdida
de dicha ganancia total se compensa con el aumento del ancho de
banda y con un funcionamiento más estable. El circuito de
realimentación 52 es estable de manera que se reduce la
probabilidad de influir en la estabilidad de los medios
amplificadores externos, a los cuales está unido el
linealizador.
La disposición de transistor 56 comprende un
transistor de efecto de campo metal-semiconductor
(MESFET) 77. La compuerta del MESFET 77 está conectada al tercer
terminal del primer conector en forma de T 74. La disposición de
transistor 56 puede comprender cualquier otra forma, disposición o
número de transistores integrantes, y el MESFET descrito se
presenta únicamente a título de ejemplo. El MESFET 77 se hace
funcionar cerca de la zona de estrangulamiento de manera que se
pueden utilizar las características de expansión de la ganancia del
MESFET 77 en esta zona. La zona de estrangulamiento del MESFET 77 es
la zona en la que el MESFET 77 se acaba de activar y es una zona
controlada por voltaje.
El MESFET se puede considerar como una fuente de
corriente controlada por voltaje, no lineal, la cual por encima del
estrangulamiento, queda definida por una ley exponencial arbitraria,
y por debajo del estrangulamiento, está desactivada. La transición
entre las dos zonas es una transición uniforme. Para un MESFET
típico, esta ley exponencial será aproximadamente 1,7.
Cuando se aplica una señal elevada a un MESFET
polarizado justo por encima del estrangulamiento (es decir, Clase
AB), existe una tendencia a que los picos negativos queden
fuertemente recortados, y los picos positivos siguen la ley
exponencial. En el caso del MESFET con la ley exponencial del 1,7,
es posible aumentar la ganancia, en comparación con la ganancia de
pequeña señal relativamente baja del punto de funcionamiento casi en
estrangulamiento.
Para el MESFET, la magnitud del voltaje de
salida de pico, V_{out} (pk), durante los recortes está
relacionada de forma no lineal con el nivel de control de entrada,
V_{in} (pk). Cuando V_{GS}=V_{TO}, el voltaje de pico viene
dado aproximadamente por:
...(1)V_{out(pk)} \approx
-R_{L}\beta
V_{in(pk)}
En la que A_{v} es la ganancia de voltaje,
R_{L} es la resistencia de carga, Q es la ley exponencial del
MESFET y \beta es un parámetro de escala referente al ancho del
FET.
De este modo la magnitud de la ganancia de
voltaje A_{v} del circuito que se encuentra bajo la acción de los
recortes viene dada por la ecuación (2):
...(2)|A_{v}|
\approx 0 . 5 \left|\frac{V_{out(pk)}}{V_{in(pk)}}
\right| \approx R_{L} \beta
V^{Q-1}_{in(pk)}
Puede observarse que cuando Vin es pequeño, la
ganancia tiende a 0 (es decir, la ganancia de pequeña señal para el
funcionamiento de Clase AB). No obstante, a medida que V_{in}
aumente, la ganancia A_{v} también aumentará para Q>1 con una
ley exponencial Q-1. Para un MESFET típico, este
aumento se corresponderá con una ley exponencial de 0,7 (es decir,
aproximadamente una raíz cuadrada) del nivel de la señal. Este
aumento de la ganancia continuará produciéndose hasta que aparezca
otro mecanismo de recorte que limite la ganancia.
El primer circuito de polarización DC 50 se hace
funcionar de tal manera que el voltaje de polarización aplicado a
la compuerta del MESFET 77 garantiza un funcionamiento en la zona
próxima al estrangulamiento. En otras palabras, el MESFET 77 está
cerca de la condición de activación. En lo sucesivo, esta zona de
funcionamiento del MESFET 77 se describirá como la zona de casi
activación. Debería indicarse que para otros tipos de transistores,
por ejemplo, los transistores bipolares de unión, existen zonas
equivalentes a la zona de casi activación definida y las mismas son
conocidas para los expertos en la materia. Aunque en esta forma de
realización la zona de casi activación es una zona controlada por
voltaje, debería apreciarse que en disposiciones de transistores
alternativas, la zona de casi activación puede ser una zona
controlada por corriente.
La fuente del MESFET 77 está conectada a tierra
y el drenador del MESFET 77 está conectado a un primer terminal de
un segundo conector en forma de T 82. Un segundo terminal del
segundo conector en forma de T 82 está conectado a la entrada del
circuito de realimentación 54. Un tercer terminal del segundo
conector en forma de T 82 está conectado a una circuitería de
adaptación de salida 58. La circuitería de adaptación de salida 58
puede presentar un diseño correspondiente a una circuitería de
adaptación convencional y comprender por lo tanto una impedancia,
la cual, si está adaptada, permitirá la transferencia de la máxima
potencia. La circuitería de adaptación de salida 58 sirve para
reducir las pérdidas de retorno y aumentar la relación del ancho de
banda con respecto a la frecuencia del linealizador. Unas pérdidas
de retorno bajas permiten la conexión en cascada del linealizador.
Adicionalmente, la circuitería de adaptación de salida 58 se puede
usar para obligar que el linealizador proporcione una expansión de
ganancia maximizada.
La salida de la circuitería de adaptación de
salida 58 está conectada a un primer terminal de un tercer conector
en forma T 84. Un segundo terminal del tercer conector en forma T 84
está conectado a un segundo circuito de polarización DC 60. Un
tercer terminal del tercer conector en forma de T 84 está conectado
a un circuito de cambio de fase 62 por un nodo A.
El segundo circuito de polarización DC 60
suministra parte de la polarización DC para una disposición de
transistor 56 descrita. El voltaje de polarización proporcionado
por el segundo circuito de polarización DC 60 es tal que la
disposición de transistor 56 funciona con una expansión de ganancia
aumentada.
El segundo circuito de polarización DC 60
comprende una segunda fuente de voltaje DC 86 y un segundo
condensador de desacoplo de polarización 87. La segunda fuente de
voltaje DC 86 tiene una primera salida conectada al segundo
condensador de desacoplo de polarización 87 y una segunda salida
conectada a tierra. La segunda fuente de voltaje DC 86 produce un
voltaje DC el cual se puede hacer variar entre un límite superior e
inferior. El segundo condensador de desacoplo de polarización 87
está conectado entre la primera salida de la segunda fuente de
voltaje DC 86 y tierra. El segundo condensador de desacoplo de
polarización 87 traslada a tierra la mayoría de señales variables
con el tiempo. Esto significa que el voltaje presentado a la
circuitería de adaptación de salida 58 es sustancialmente DC.
El segundo circuito de polarización DC 60
produce y controla el voltaje entre el drenador y la fuente del
MESFET 77. En lo sucesivo, al voltaje DC producido por el segundo
circuito de polarización DC 60 se le denominará voltaje
drenador-fuente.
El circuito de cambio de fase 62 comprende en
primer lugar una combinación en serie de un primer inductor de fase
88 y un primer resistor de fase 90. La combinación en serie del
primer inductor de fase 88 y el primer resistor de fase 90 está en
paralelo con una combinación en serie de un segundo inductor de fase
89 y un segundo resistor de fase 91, formando de esta manera una
primera combinación en paralelo 93. El primer terminal de la
primera combinación en paralelo 93 está conectado al tercer terminal
del tercer conector en forma de T 84 por el nodo A. Un segundo
terminal de la primera combinación en paralelo 93 está conectado en
serie con un tercer resistor de fase 92. El tercer resistor de fase
92 está conectado también en serie con un tercer inductor de fase
94. El tercer inductor de fase 94 está conectado en serie a un
primer terminal de una segunda combinación en paralelo 97. La
segunda combinación en paralelo 97 comprende una fuente de voltaje
(V_{c}) DC en fase conectada en paralelo con un condensador
varactor 98. La fuente de voltaje DC en fase V_{c} y el
condensador varactor 98 están conectados en paralelo entre el tercer
inductor de fase 94 y tierra. El condensador varactor 98 está
dispuesto de tal manera que la capacidad del condensador varactor 98
está relacionada con el voltaje que le proporciona entre sus
extremos la fuente de voltaje en fase V_{c}.
Por lo tanto, el circuito de cambio de fase 62
está compuesto por una combinación de resistores, inductores y
condensadores, los cuales forman un circuito sintonizado. El
circuito sintonizado tiene una característica de frecuencia la cual
depende de los valores y la disposición del conjunto de los
inductores, resistores y condensadores. Como la capacidad del
condensador varactor 98 depende del voltaje suministrado entre sus
extremos por la fuente de voltaje en fase V_{c}, es evidente que
la característica de frecuencia del circuito de cambio de fase 62
depende también del voltaje suministrado por la fuente de voltaje en
fase V_{c}. Controlando la fuente de voltaje en fase V_{c} y
por consiguiente la característica de frecuencia del circuito de
cambio de fase 62, se puede controlar la fase de una señal en el
nodo A. La señal antes del nodo A tendrá una fase sustancialmente
similar a la correspondiente determinada por el modulador EDGE. La
fase de esta señal en el nodo A será modificada a continuación por
el circuito de cambio de fase 62, quedando determinado el grado de
modificación de la fase por la fuente de voltaje en fase V_{c}.
Esta alineación de fase es preferentemente una función
independiente. La fase de la señal en el nodo A se modifica de tal
manera que cuando subsiguientemente la señal se traslada a los
medios amplificadores externos, se puedan compensar las
modificaciones de fase no deseadas producidas por los medios
amplificadores externos.
El condensador de desacoplo RF 83 se puede
proporcionar también entre el conector 84 y el nodo A para
proporcionar aislamiento entre estos dos puntos. Esto permite que
el circuito 62 funcione con una alineación de fase independiente.
Si se omite el condensador 83, el voltaje del circuito 60 puede
provocar perturbaciones en el funcionamiento del circuito 62.
Adicionalmente, se dispone de un condensador de
desacoplo de salida 64 conectado al nodo A. El condensador de
desacoplo de salida 64 tiene su entrada conectada al tercer terminal
del tercer conector en forma de T 84. Subsiguientemente, la salida
del condensador del desacoplo de salida 64 se alimenta a unos medios
amplificadores los cuales no se muestran. El condensador de
desacoplo de salida 64 elimina sustancialmente el componente DC de
la señal de salida de manera que hacia los medios amplificadores
externos se alimenta únicamente la componente variable con el
tiempo de la señal a amplificar. El segundo condensador de desacoplo
se puede usar para evitar que algún componente DC de los medios
amplificadores externos pase hacia el linealizador.
Se describirá el funcionamiento de la presente
invención haciendo referencia a las figuras 6 a 8b.
En la disposición de la Figura 5 se puede
introducir una señal producida por un modulador externo que requiera
amplificación. La señal puede comprender una componente DC y una
componente variable con el tiempo y puede ser una señal analógica o
digital. La señal de entrada se presenta en los medios de
condensador de desacoplo de entrada 48. Los medios de condensador
de desacoplo de entrada 48 eliminan sustancialmente la componente
DC presente en la señal de entrada. Por lo tanto, la señal obtenida
a la salida de los medios de condensador de desacoplo de entrada 48
comprende sustancialmente una señal variable con el tiempo.
Conectado al segundo terminal del conector 68 se
encuentra el primer circuito de polarización DC 50. El primer
circuito de polarización DC 50 produce un voltaje de polarización de
compuerta sustancialmente constante. El voltaje de polarización de
compuerta es tal que el MESFET 77 funciona en la zona de casi
activación tal como se ha definido anteriormente.
El drenador del MESFET 77 está conectado al
segundo circuito de polarización DC 60. El segundo circuito de
polarización DC 60 produce un voltaje de polarización
drenador-fuente sustancialmente constante sobre el
MESFET 77. El voltaje de polarización
drenador-fuente define las características de
ganancia de potencia que presenta el MESFET 77. Esta situación se
describe detalladamente en referencia a la figura 6.
La figura 6 muestra una familia de curvas de
ganancia de potencia con respecto a la potencia de la señal de
entrada para el linealizador con un voltaje
drenador-fuente creciente 102 sobre el MESFET 77.
Cuando el voltaje drenador-fuente sobre el MESFET
77 aumenta, se produce una familia de curvas de ganancia 100. Cuando
la potencia de la señal de entrada se encuentra dentro de una zona
106, la ganancia de potencia del linealizador es sustancialmente
constante. Esto significa que mientras la potencia de la señal de
entrada se encuentra dentro de la zona 106, la potencia de la señal
de salida está relacionada de forma lineal con la potencia de la
señal de entrada. La magnitud de la amplificación en esta zona es
constante y viene determinada por la ganancia de la potencia.
Mientras la potencia de la señal de entrada se encuentra dentro de
la zona 106, el aumento del voltaje drenador-fuente
102 hace que aumente la ganancia de potencia constante con la cual
funciona el linealizador.
A medida que la potencia de la señal de entrada
aumenta introduciéndose en una zona 108, la ganancia de potencia
del linealizador ya no es sustancialmente constante y comienza a
aumentar de forma no lineal cuando aumenta la potencia de la señal
de entrada. En lo sucesivo, la zona 108 se describirá como el codo
de la característica de la ganancia de potencia. El punto en el
cual se produce el codo de la característica de ganancia de potencia
108 depende del voltaje drenador-fuente sobre el
MESFET 77. Cuando el voltaje drenador-fuente sobre
el MESFET 77 aumenta 102, se reduce la potencia de la señal de
entrada que se corresponde con el codo de la característica de
ganancia de potencia 108. Cuando la potencia de la señal de entrada
supera el codo de la característica de ganancia de potencia, 108 la
ganancia de potencial del linealizador continúa aumentando de forma
no lineal 110 con la potencia de la señal de entrada. Cuando la
potencia de la señal de entrada continúa aumentando más allá de la
zona no lineal 110 e introduciéndose en una segunda zona constante
112, la ganancia comienza a resultar sustancialmente constante 113.
El punto en el cual se produce la segunda zona constante 112 depende
del voltaje drenador-fuente sobre el MESFET 77.
Cuando el voltaje drenador-fuente sobre el MESFET 77
aumenta 102, se reduce la potencia de la señal de entrada que se
corresponde con la segunda zona constante 112.
La segunda zona constante 112 de ganancia de
potencia sustancialmente constante define la cantidad de expansión
de ganancia 104 producida por el linealizador. La expansión de
ganancia 104 más específicamente es la magnitud del aumento de la
ganancia de potencia entre la primera zona de la ganancia de
potencia constante 106 y la segunda zona de la ganancia de potencia
constante 112. Para aliviar los problemas conocidos de no linealidad
de los amplificadores descritos anteriormente en el presente
documento, se requieren aproximadamente 5 dB o más de expansión de
ganancia. De hecho, en una de las formas de realización de la
presente invención se pueden proporcionar más de 7 dB de expansión
de ganancia.
Las características de la ganancia de potencia
de un amplificador específico pueden ser exclusivas de ese
amplificador. Esto significa que puede resultar ventajoso variar las
características de la ganancia de potencia del linealizador para
aliviar las limitaciones de no linealidad de la ganancia de potencia
asociadas a un amplificador específico con el cual pueda estar
conectada la presente invención.
El voltaje drenador-fuente sobre
el MESFET 77 ayuda a definir la ganancia de potencia de la primera
zona de ganancia constante 106, la zona del codo de la
característica de ganancia de potencia 108 y la ganancia de
potencia de la segunda zona de ganancia constante 112. Esto
significa que variando el voltaje drenador-fuente
sobre el MESFET 77, se puede variar la característica de ganancia de
potencia del linealizador sobre un intervalo de potencias de la
señal de entrada, para adaptarse a un amplificador específico. La
variación del voltaje drenador-fuente sobre el
MESFET 77 se alcanza controlando el voltaje producido por el segundo
circuito de polarización DC 60.
La señal de entrada sustancialmente variable con
el tiempo que se obtiene a la salida de los medios de condensador
de desacoplo 48 se alimenta a la compuerta del MESFET 77. El MESFET
77 funciona con una característica de ganancia de potencia como la
que se muestra en la figura 6. La característica de la ganancia de
potencia viene determinada por el voltaje
drenador-fuente sobre el MESFET 77, tal como ya se
ha descrito, y funciona con características adecuadas para el
amplificador específico al cual se pueda asociar la presente
invención.
La señal variable con el tiempo obtenida a la
salida del MESFET 77 presentará un nivel de potencia asociado. Este
nivel de potencia puede ser similar o no al nivel de potencia de la
señal introducida en el MESFET 77. El nivel de potencia de la señal
variable con el tiempo obtenida a la salida del MESFET 77 se
compensará según las características de ganancia de potencia tal
como se muestra en la figura 6. La señal variable con el tiempo
compensada se alimenta desde la salida del MESFET 77 al primer
terminal del segundo conector en forma de T 82. Una fracción de la
señal variable con el tiempo compensada se realimenta a través del
circuito de realimentación 54 hacia el segundo terminal del primer
conector en forma de T 74. El circuito de realimentación extrae
parte de la potencia de la línea después del MESFET 77 y la
realimenta antes del MESFET 77 reduciendo ligeramente de este modo
la ganancia total aunque aumentando el ancho de banda y
estabilizando el funcionamiento de la circuite-
ría.
ría.
A continuación, la señal variable con el tiempo,
compensada en el tiempo, se traslada, a través del circuito de
adaptación de salida 58 al nodo A. Conectado al nodo A se encuentra
el circuito de cambio de fase 62. El aparato de cambio de fase 62
compensa la desviación de fase, es decir, alinea el nodo A. La
desviación puede venir provocada por un amplificador con el cual se
vaya a conectar la circuitería del Figura 5. En la figura 7 se
describen las características de fase relativa del aparato de cambio
de fase 62.
A continuación se hace referencia a la figura 7
la cual muestra una familia típica de curvas correspondientes a la
característica de fase relativa de una forma de realización de la
presente invención con respecto a la potencia de la señal de
entrada (P_{in}). La familia de curvas 114 se describe para un
voltaje creciente 120 sobre el condensador varactor 98. Cuando la
potencia de la señal de entrada se encuentra ubicada en la zona
122, la fase relativa del linealizador es sustancialmente constante.
Esto significa que la fase de la señal de entrada al linealizador
es sustancialmente la misma que la fase de la señal obtenida a la
salida del linealizador. El aumento del voltaje sobre el diodo
varactor cuando la potencia de entrada se encuentra en la zona 122
produce un aumento de la fase relativa tal como se describe en la
fig. 7. Las diferentes curvas ilustran el comportamiento de los
diferentes voltajes.
Cuando la potencia de la señal de entrada
aumenta introduciéndose en la zona 118, la fase relativa ya no es
sustancialmente constante y comienza a aumentar de forma no lineal a
medida que aumenta la potencia de la señal de entrada. El punto en
el cual aparece la zona 118 depende del voltaje sobre el condensador
varactor 98. Cuando el voltaje sobre el condensador varactor 98
aumenta 120, se reduce la potencia de la señal de entrada que se
corresponde con la zona 118. Cuando la potencia de la señal de
entrada continúa aumentando más allá de la zona 118 e
introduciéndose en la zona 116, la fase relativa continúa aumentando
de forma no lineal con la potencia de la señal de entrada hasta un
punto de una fase relativa máxima (no mostrado).
Adicionalmente, se dispone del condensador de
desacoplo de salida 64 conectado al nodo A. La señal compensada se
traslada al amplificador conectado externamente (no mostrado) a
través del condensador de desacoplo de salida 64. La señal
compensada a la cual se da salida hacia el condensador de desacoplo
64 puede comprender un componente DC y un componente variable con
el tiempo. Esto es debido a que el primer y el segundo circuitos de
polarización DC 50 y 60 respectivamente pueden sumar un componente
DC a la señal compensada. Este componente DC no es deseado por el
amplificador conectado externamente y por lo tanto puede ser
eliminado por el condensador de desacoplo de salida 64.
A continuación se hace referencia a la figura 8a
la cual muestra una característica típica de la potencia de salida
124 correspondiente a la combinación de un amplificador de potencia
típico y una forma de realización de la presente invención. Tal
como se ha descrito anteriormente, un amplificador de potencia
presenta la mayor eficacia en el punto P1 24. La eficacia es una
característica del propio amplificador de potencia, en otras
palabras, no depende de la circuitería externa a la cual pueda
alimentar o de la cual se pueda alimentar el amplificador.
Debería entenderse que el punto P1 antiguo 24 se
define en lo sucesivo como el punto de mayor eficacia para un
amplificador de potencia típico y el punto P1 nuevo 126 se define en
lo sucesivo como el punto en el cual se produce 1 dB de compresión
128 para la combinación de un amplificador de potencia típico y una
forma de realización de la presente invención.
Tal como puede observarse cuando se compara con
la figura 3a, el punto P1 nuevo 126 está desplazado 3 dB de manera
que se produce cuando hay 3 dB más de potencia de señal de entrada
en comparación con el punto P1 antiguo 24. Esta situación resulta
ventajosa ya que el punto de mayor eficacia para un amplificador
sigue siendo el punto P1 antiguo 24 el cual en estos momentos se
encuentra en la parte lineal de la característica de la potencia de
salida. A continuación, el amplificador se puede hacer funcionar en
la zona lineal del amplificador de potencia. El funcionamiento del
amplificador en la zona lineal consigue que se reduzca la distorsión
por intermodulación. Adicionalmente, el funcionamiento del
amplificador en el punto de mayor eficacia consigue que se reduzca
el calor disipado por el amplificador. Además, en la entrada del
amplificador de potencia puede haber presentes otros 3 dB de
potencia de señal de entrada antes de alcanzar la saturación lo cual
significa que ya no es necesario un amplificador
sobredimensionado.
La figura 8b muestra una característica típica
de fase relativa de la combinación en serie de un amplificador de
potencia y una forma de realización de la presente invención. Tal
como se ha descrito anteriormente, la característica de fase
relativa 130 de un amplificador de potencia no es constante en el
punto P1. Esto significa que la fase de la señal de entrada no es
la misma que la señal de salida para un amplificador de potencia
que funcione en el punto P1. La característica de fase relativa es
una característica del propio amplificador de potencia, en otras
palabras no depende de la circuitería externa a la cual pueda
alimentar o de la cual se pueda alimentar el amplificador de
potencia. Tal como puede observarse cuando se compara con la figura
3a, el punto P1 nuevo 126 está desplazado 3 dB de manera que el
mismo se produce cuando hay presentes 3 dB más de potencia de señal
de entrada en comparación con el punto P1 antiguo 24. Esta situación
resulta ventajosa ya que en estos momentos la característica de
fase relativa del amplificador de potencia es constante 132 en el
punto P1 antiguo 24. Tal como se ha mencionado anteriormente, el
punto P1 antiguo 24 es el punto en torno al cual se haría funcionar
el amplificador para obtener una eficacia elevada. Esto significa
que la característica de fase relativa 134 del amplificador de
potencia es sustancialmente constante en torno al punto de
funcionamiento del amplificador y por lo tanto se alivian los
problemas de fase descritos anteriormente en el presente
documento.
Aunque la presente invención se ha descrito en
relación con un linealizador individual usado conjuntamente con un
único amplificador, debería apreciarse que se puede usar cualquier
número o combinación de amplificadores y linealizadores. En la
Figura 9 se muestra un ejemplo de una disposición que comprende una
pluralidad de linealizadores. Más particularmente, la Figura 9
muestra una disposición equilibrada de linealizadores 90 para un
amplificador que comprende dos bloques linealizadores 46. Los
bloques linealizadores 46 están dispuestos para funcionar según los
principios antes descritos. La disposición de linealizadores 90 se
acopla antes de un amplificador de potencia RF 12. La disposición
de linealizadores 12 se equilibra por medio del acoplamiento
proporcionado por dos acopladores 91 y 92. Los dos linealizadores de
las vías 93 y 94 presentan un acoplamiento cruzado según la manera
que se ilustra en la Figura 9. No obstante, debería apreciarse que
este ejemplo es solamente uno de los preferidos de las posibles
disposiciones de múltiples linealizadores, y que también son
posibles otras disposiciones.
Aunque la forma de realización de la presente
invención se ha descrito en el contexto de un sistema GSM usando la
modulación EDGE, debería apreciarse que algunas formas de
realización de la presente invención se pueden usar en cualquier
otro sistema digital o sistema analógico. Formas de realización de
la invención se pueden usar en sistemas de comunicaciones por cable
o inalámbricos. Formas de realización de la presente invención se
pueden usar también fuera del sector de las comunicaciones siempre
que se use un linealizador para un amplificador de señal de
radiofrecuencia (RF).
Formas de realización de la presente invención
se pueden usar en sistemas que usen el acceso múltiple por división
de frecuencia (FDMA), el acceso múltiple por división de tiempo
(TDMA) o híbridos de cualquiera de los sistemas antes mencionados.
Por lo tanto, además del contexto antes descrito correspondiente a
un sistema GSM que use la modulación EDGE, debería apreciarse no
obstante que formas de realización de la presente invención se
pueden usar con cualquier otro sistema en el que se pueda usar una
señal modulada conjuntamente con medios amplificadores. Estos
sistemas incluyen, aunque sin limitarse a los mismos, sistemas
celulares normalizados tales como los diversos sistemas basados en
el GSM (tales como el GPRS: Servicio General de Radiocomunicaciones
por Paquetes) o los sistemas de telecomunicaciones de 3ª generación
basados en el CDMA o el WCDMA (Acceso Múltiple por División de
Código o CDMA de Banda Ancha) tales como el Sistema de
Telecomunicaciones Móviles Universales (UMTS), el
i-Phone, el IS-95 y el IMT 2000
(Sistema de Telecomunicaciones Móviles Internacionales 2000) y
otros similares.
La forma de realización descrita se ha explicado
usando una disposición de transistor que comprende un transistor
MESFET. Debería indicarse que se pueden usar formas de realización
de la presente invención con transistores de efecto de campo metal
óxido (transistores MOSFET), transistores de unión bipolares
(transistores BJT), por ejemplo, transistores hetero bipolares
(HBT), transistores de alta movilidad electrónica (HEMT) o
Semiconductores Metal Óxido LD (LDMOS) o cualquier otra forma o
tipo de dispositivo transistor.
Claims (31)
1. Linealizador dispuesto para proporcionar
un aumento de ganancia en correspondencia con un aumento del nivel
de la señal que comprende:
unos medios de adaptación de entrada (52)
dispuestos para recibir una señal de entrada;
un transistor (56) dispuesto para funcionar
sustancialmente cerca de una condición de activación, estando
dispuesto dicho transistor para aplicar una ganancia no lineal a
dicha señal de entrada; y
una salida para dar salida a la señal de
ganancia no lineal; y
unos medios de realimentación (54)
proporcionados sobre dicho transistor que comprenden una circuitería
resistiva (80).
2. Linealizador según la reivindicación 1, en
el que dicho transistor está dispuesto para hacerse funcionar en
una zona controlada por voltaje o corriente.
3. Linealizador según la reivindicación 1 ó
2, en el que se proporcionan unos medios de polarización para
polarizar dicho transistor.
4. Linealizador según la reivindicación 3, en
el que dichos medios de polarización están dispuestos para
controlar las características de ganancia de potencia de dicho
transistor.
5. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que dichos medios de adaptación
de entrada están dispuestos para eliminar un componente DC de dicha
señal de entrada.
6. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que dichos medios de adaptación
de entrada están dispuestos para reducir o evitar la reflexión de la
señal de entrada de vuelta a la entrada.
7. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que dichos medios de salida
comprenden un circuito de adaptación de salida.
8. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que dicho transistor es un
MESFET.
9. Linealizador según la reivindicación 8, en
el que dicho MESFET funciona en una zona de casi activación.
10. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 7, en el que dicho transistor es uno de entre
la siguiente lista: un transistor de efecto de campo óxido metal
(MOSFET); un transistor de unión bipolar (BJT); un transistor
hetero bipolar (HBT); un transistor de alta movilidad electrónica
(HEMT); un Semiconductor Metal Óxido LD (LDMOS).
11. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que dicho transistor de efecto
de campo está dispuesto para hacerse funcionar cerca de la zona de
estrangulamiento.
12. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que la circuitería de adaptación
de salida sirve para reducir las pérdidas de retorno y aumentar la
relación del ancho de banda con respecto a la frecuencia de dicho
linealizador.
13. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que la circuitería de adaptación
de entrada sirve para reducir las pérdidas de retorno y aumentar la
relación del ancho de banda con respecto a la frecuencia de dicho
linealizador.
14. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que se proporciona una
circuitería de cambio de fase para compensar cambios en dicha señal
a medida que la misma pasa desde dicha entrada a dicha salida.
15. Linealizador según la reivindicación 14, en
el que dicha circuitería de cambio de fase comprende un
varactor.
16. Linealizador según la reivindicación 15, en
el que dicho varactor es controlado por una circuitería
sintonizada.
17. Linealizador según la reivindicación 15 ó
16, en el que el varactor es controlado por un voltaje externo.
18. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que dicha señal de entrada es
una señal de radiofrecuencia.
19. Linealizador según la reivindicación 18, en
el que dicha señal de radiofrecuencia es una señal a transmitir en
un sistema celular de comunicaciones.
20. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que dicha señal de entrada es
una señal modulada.
21. Linealizador según la reivindicación 20, en
el que dicha señal de entrada es una señal modulada en EDGE.
22. Linealizador según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores en combinación con un amplificador.
23. Disposición de linealizador que comprende
por lo menos dos linealizadores según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores 1 a 21.
24. Disposición de linealizador según la
reivindicación 23, en la que por lo menos dos linealizadores se
encuentran en una disposición de acoplamiento cruzado.
25. Disposición de linealizador según la
reivindicación 23 ó 24 en combinación con un amplificador.
26. Aparato de comunicaciones que comprende un
linealizador según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 22 ó una
disposición de linealizador según cualquiera de las reivindicaciones
23 a 25.
27. Aparato de comunicaciones según la
reivindicación 25, en el que dicho aparato de comunicaciones se usa
en una red celular de comunicaciones inalámbricas.
28. Aparato de comunicaciones según la
reivindicación 27, en el que dicho aparato es una estación
móvil.
29. Aparato de comunicaciones según la
reivindicación 27, en el que dicho aparato es una estación base.
30. Circuito integrado que comprende un
linealizador o una disposición de linealizador según cualquiera de
las reivindicaciones 1 a 25.
31. Circuito integrado según la reivindicación
30, en el que dicho circuito integrado es un circuito integrado
monolítico de microondas.
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Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100499357C (zh) * | 2004-10-28 | 2009-06-10 | 三菱电机株式会社 | 线性化电路 |
| WO2009130544A1 (en) * | 2008-04-22 | 2009-10-29 | Freescale Semiconductor, Inc. | Wireless communication unit and semiconductor device having a power amplifier therefor |
| US8018277B2 (en) * | 2008-09-09 | 2011-09-13 | Quantance, Inc. | RF power amplifier system with impedance modulation |
| US7782134B2 (en) * | 2008-09-09 | 2010-08-24 | Quantance, Inc. | RF power amplifier system with impedance modulation |
| US8217723B2 (en) * | 2009-11-05 | 2012-07-10 | Texas Instruments Incorporated | Low noise amplifier circuit |
| US8659359B2 (en) * | 2010-04-22 | 2014-02-25 | Freescale Semiconductor, Inc. | RF power transistor circuit |
| US9281283B2 (en) | 2012-09-12 | 2016-03-08 | Freescale Semiconductor, Inc. | Semiconductor devices with impedance matching-circuits |
| US10122327B2 (en) | 2013-04-24 | 2018-11-06 | Purdue Research Foundation | Band-reconfigurable and load-adaptive power amplifier |
| CN103841754B (zh) * | 2014-02-21 | 2017-01-18 | 宇龙计算机通信科技(深圳)有限公司 | 一种改善电磁干扰的电子装置 |
| US9438184B2 (en) | 2014-06-27 | 2016-09-06 | Freescale Semiconductor, Inc. | Integrated passive device assemblies for RF amplifiers, and methods of manufacture thereof |
| US10432152B2 (en) | 2015-05-22 | 2019-10-01 | Nxp Usa, Inc. | RF amplifier output circuit device with integrated current path, and methods of manufacture thereof |
| US9692363B2 (en) | 2015-10-21 | 2017-06-27 | Nxp Usa, Inc. | RF power transistors with video bandwidth circuits, and methods of manufacture thereof |
| US9571044B1 (en) | 2015-10-21 | 2017-02-14 | Nxp Usa, Inc. | RF power transistors with impedance matching circuits, and methods of manufacture thereof |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5816802B2 (ja) * | 1978-04-17 | 1983-04-02 | ケイディディ株式会社 | 高周波増幅器の非線形補償回路 |
| US4465980A (en) * | 1982-09-23 | 1984-08-14 | Rca Corporation | Predistortion circuit for a power amplifier |
| US4532477A (en) * | 1983-12-23 | 1985-07-30 | At&T Bell Laboratories | Distortion compensation for a microwave amplifier |
| US4564816A (en) * | 1984-05-09 | 1986-01-14 | Rca Corporation | Predistortion circuit |
| FR2576725B1 (fr) * | 1985-01-25 | 1988-07-08 | Thomson Csf | Amplificateur en classe ab et son correcteur de distorsion |
| IT1239472B (it) * | 1990-04-09 | 1993-11-02 | Sits Soc It Telecom Siemens | Linearizzatore del tipo a predistorsione per amplificatori di potenza a microonde |
| US5051705A (en) * | 1990-07-10 | 1991-09-24 | Pacific Monolithics | Gain-tilt amplifier |
| US5276406A (en) * | 1992-02-13 | 1994-01-04 | Trontech, Inc. | Low noise wide dynamic range amplifiers |
| JPH05315865A (ja) * | 1992-05-13 | 1993-11-26 | Hitachi Ltd | 広帯域増幅器 |
| US5815038A (en) * | 1995-04-28 | 1998-09-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Distortion compensation circuit |
| EP0854569B1 (en) * | 1997-01-21 | 2003-04-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High-frequency power amplifier |
| US6441689B1 (en) * | 2001-01-11 | 2002-08-27 | Nokia Networks Oy | Transistor amplifier providing improved linear and return loss performance characteristics |
-
2000
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