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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein AC-gekoppeltes, DC-gestapeltes
BC-Diodendämpfungsglied
und insbesondere auf ein Dämpfungsglied,
das in der Lage ist, einen vergleichbaren Grad einer Verzerrungseigenschaft
bis hoch zu einem vergleichbaren Grad einer Übertragungsdauer in einem Durchgangszustand
und einen Dämpfungszustand
zu tolerieren und ein Dämpfungsglied,
das in der Lage ist, eine Verstärkungskompressionseigenschaft
eines Leistungsverstärkers
in einem Durchgangszustand zu kompensieren.
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Ein
GaAs-HBT-Leistungsverstärker
(Hetero Junction Bipolar Transistor) wird in den letzten Jahren
viel verwendet als Leistungsverstärker für ein Mobiltelefon, das CDMA
(Code Division Multiple Access = Codemultiplex) durchführt, oder
für ein
WLAN (Wireless Local Area Network = drahtloses lokales Netzwerk).
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Da
der GaAs-HBT keine negative Gatevorspannung erfordert, kann er mit
einer einzelnen Leistungsversorgung arbeiten und gleichförmigere
Vorrichtungseigenschaften erzielen als ein GaAs-FET.
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Daher
wurde der GaAs-HBT in den letzten Jahren zunehmend in einem GaAs-basierten
Leistungsverstärker
wie z.B. einem Mobiltelefon und einem WLAN angewendet.
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Wenn
jedoch in einem normalen GaAs-HBT-Prozess ein Hochfrequenz(HF)-Schaltelement
gebaut wird, ist es nicht möglich,
einen Schalter zu bilden, der einen Kanal lediglich durch Anlegen
einer Gatespannung einschalten kann. Daher wird ein Schalter verwendet,
der eine Basis-Kollektor-Übergangsdiode
(BC-Diode) verwendet, die einen Übergang ähnlich einem
pin-Übergang
hat (s. z.B.
JP 2003-347870 ).
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14 ist
ein Schaltbild eines bekannten Schalters, der eine BC-Diode verwendet.
Dieser Schalter enthält
eine Diode D1, deren Anode mit einem Eingangsanschluss IN verbunden
ist und deren Kathode mit einem Ausgangsanschluss OUT verbunden
ist, einen Steuerspannungsanschluss Vc1, der über eine HF-Blockinduktivität L1 mit
der Anode der Diode D1 verbunden ist, und einen Widerstand R1 und
eine HF-Blockinduktivität
L2, die in Reihe zwischen die Kathode der Diode D1 und einen Massepunkt
geschaltet sind.
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Wenn
bei dem in 14 gezeigten Schalter eine höhere Spannung
als die Einschaltspannung der Diode D1 (ungefähr 1,25 V) an dem Steuerspannungsanschluss
Vc1 anliegt, wechselt die Diode D1 aus einem Sperrzustand in einen
Durchlasszustand, und durch die Diode D1 fließt ein elektrischer Strom Idc,
der durch den Widerstand R1 bestimmt wird. Wenn die Diode D1 einschaltet,
wird somit ein dem Eingangsanschluss IN eingegebenes HF-Signal an
den Ausgangsanschluss OUT übertragen.
Wenn dagegen eine Spannung kleiner als die Einschaltspannung der
Diode D1 (einschließlich
einer negativen Vorspannung) an dem Steuerspannungsanschluss Vc1
anliegt, schaltet die Diode D1 aus, was die Übertragung des HF-Signals verhindert.
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15 ist
ein Schaltbild eines bekannten Dämpfungsglied,
das eine BC-Diode verwendet. Zusätzlich zu
dem Aufbau in 14 enthält es einen Widerstand R01,
dessen eines Ende mit der Anode der Diode D1 verbunden ist, einen
Widerstand R02, dessen eines Ende mit der Kathode der Diode D1 verbunden
ist, eine Diode D2, deren Anode über
einen Kondensator C2 mit Masse verbunden ist und deren Kathode über einen Kondensator
C1 mit dem anderen Ende des Widerstands R01 verbunden ist und deren
Kathode mit dem anderen Ende des Widerstands R02 verbunden ist;
und einen Steuerspannungsanschluss Vc2, der über eine HF-Blockinduktivität L2 und
einen Widerstand R4 mit der Anode der Diode D2 verbunden ist.
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Wenn
bei dem in 15 gezeigten Dämpfungsglied
eine Spannung größer als
die Einschaltspannung der Diode D1 an dem Steuerspannungsanschluss
Vc1 anliegt und eine Spannung kleiner als die Einschaltspannung
der Diode D2 (einschließlich
einer negativen Vorspannung) an dem Steuerspannungsanschluss Vc2 anliegt,
wird ein Durchgangszustand eingestellt, in dem das dem Eingangsanschluss
IN eingegebene HF-Signal so wie es ist an den Ausgangsanschluss
OUT übertragen
wird. Wenn andererseits eine Spannung kleiner als die Einschaltspannung
der Diode D1 an dem Steuerspannungsanschluss Vc1 anliegt und eine
Spannung gleich der oder größer als
die Einschaltspannung der Diode D2 an dem Steuerspannungsanschluss
Vc2 anliegt, wird ein Dämpfungszustand
eingestellt, der durch die Widerstände R01 und R02 und den Durchlasswiderstand
der Diode D2 bestimmt ist. Wenn die Kondensatoren C1 und C2 jedoch
auf dem GaAs-Chip gebildet sind, werden ihre Kapazitätswerte
klein, und daher werden die Impedanzwerte der Kondensatoren C1 und
C2 in den Betriebsfrequenzbändern
ebenfalls Faktoren beim Bestimmen der Größe der Dämpfung.
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16 zeigt
ein dem Eingangsanschluss IN eingegebenes HF-Signal. Das HF-Signal ist durch einen elektrischen
Strom I(t) ausgedrückt,
der durch die Diode D1 fließt,
und der Maximalwert der Amplitude ist Imax und die Periodendauer
ist T. Die maximal erlaubte Eingangsleistung ist auf einen Pegel
beschränkt,
bei dem der Einfügeverlust
bei dem Wert des durch die Diode D1 fließenden Vorstroms Idc nicht
ansteigt. Insbesondere ist die maximal erlaubte Eingangsleistung
wie in der Gleichung (1) gezeigt so beschränkt, dass das Zeitintegral einer
Halbwelle des durch die Diode D1 fließenden Stroms I(t) (gleich
der Gesamtmenge der Ladung in dieser Halbwelle) kleiner ist als
das Produkt aus dem Vorstrom Idc und einer Zeitkonstanten τ. Dabei ist
die Zeitkonstante τ bestimmt
durch ein Übergangsmaterial
der Diode und einen Übergangszustand
(Konzentration und die Dicke einer i-Schicht (Hochwiderstandsschicht)
oder dergleichen).
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Bei
einer Bedingung, dass der Vorstrom Idc derselbe ist, kann daher
ein Signal, wenn die Frequenz sinkt, nur mit niedrigerer Leistung
durchtreten. Insbesondere wenn eine BC-Diode in einem GaAs-HBT-Prozess
hergestellt wird, ist eine BC-Schicht bestimmt durch eine HF-Eigenschaft
des HBT, und daher gibt es keinen Freiheitsgrad beim Entwurf der
Struktur der BC-Schicht. Da die Zeitkonstante τ einer Diode auf der Grundlage
von GaAs weiter um etwa zwei Größenordnungen
kleiner als die einer pin-Diode auf Si-Basis ist, ist die erlaubte
Eingangsleistung ziemlich klein. Wenn eine BC-Diode in einem Schalter
oder einem Dämpfungsglied angewendet
wird, muss daher ein großer
Vorstrom fließen,
um die gewünschte
erlaubte Übertragungsleistung zu
erzielen.
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Um
dieses Problem zu lösen,
hat der Erfinder einen Schalter, der in 17 und 18 gezeigt
ist, und ein Dämpfungsglied,
das den Schalter verwendet, erfunden.
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Der
Schalter in 17 enthält eine Diode D1, deren Anode
mit einem Eingangsanschluss IN verbunden ist und deren Kathode mit
einem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist, einen Steuerspannungsanschluss
Vc1, der über
eine HF-Blockinduktivität
L1 mit der Anode der Diode D1 verbunden ist, eine Diode D2, deren
Anode mit der Kathode der Diode D1 verbunden ist und deren Kathode über einen
Kondensator C1 mit der Anode der Diode D1 verbunden ist, und einen
Widerstand R1 und eine HF-Blockinduktivität L2, die in Reihe zwischen
die Kathode der Diode D2 und einen Massepunkt geschaltet sind. Bei
dem in 18 gezeigten Dämpfungsglied
ist die Anode einer Diode D1 mit einem Eingangsanschluss IN verbunden,
und die Kathode der Diode D1 ist mit einem Ausgangsanschluss OUT
verbunden. Weiter ist ein Steuerspannungsanschluss Vc1 über eine
HF-Blockinduktivität
L1 mit der Anode der Diode D1 verbunden. Die Anode einer Diode D2
ist mit der Kathode der Diode D1 verbunden, und die Kathode der
Diode D2 ist über
einen Kondensator C1 mit der Anode der Diode D1 verbunden.
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Weiterhin
ist ein Ende eines Widerstands R01 mit der Kathode der Diode D2
verbunden, und ein Ende eines Widerstands R02 ist über einen
Kondensator C2 mit der Kathode der Diode D1 verbunden. Die Anode einer
Diode D3 ist über
einen Kondensator C3 mit den anderen Enden der Widerstände R01
und R02 verbunden, und die Kathode einer Diode D4 ist über einen
Kondensator C4 mit den anderen Enden der Widerstände R01 und R02 verbunden.
Weiter ist ein Ende eines Kondensators C5 mit der Kathode der Diode
D3 und der Anode der Diode D4 verbunden, und das andere Ende des
Kondensators C5 ist mit Masse verbunden.
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Ein
Steuerspannungsanschluss Vc2 ist über eine HF-Blockinduktivität L2 und
einen Widerstand R2 mit der Kathode der Diode D2 verbunden. Ein
Steuerspannungsanschluss Vc3 ist über eine HF-Blockinduktivität L3 und einen Widerstand R3
mit der Anode der Diode D3 verbunden. Ein Steuerspannungsanschluss
Vc4 ist über eine
Blockinduktivität
L4 und einen Widerstand R4 mit der Kathode der Diode D4 verbunden.
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Wenn
bei dem Dämpfungsglied
in 18 eine (Hochpegel-)Spannung gleich den oder größer als
die Einschaltspannungen der Dioden D1 und D4 an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1
und Vc4 anliegt und eine (Niedrigpegel-)Spannung kleiner als die
Einschaltspannungen der Dioden D2 und D3 an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2
und Vc3 anliegt, ist ein Durchgangszustand eingestellt, bei dem
das dem Eingangsanschluss IN eingegebene HF-Signal so wie es ist an den Ausgangsanschluss
OUT übertragen
wird. Wenn dagegen eine (Niedrigpegel-)Spannung kleiner als die
Einschaltspannungen der Dioden D1 und D4 an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1
und Vc4 anliegt und eine (Hochpegel-)Spannung gleich den oder größer als
die Einschaltspannungen der Dioden D2 und D3 an den Steuerspannungsanschlüsse Vc2
und Vc3 anliegt, ist ein Dämpfungszustand
eingestellt. Die Größe der Dämpfung wird
durch die Widerstände
R01 und R02, die Kapazitätswerte
der Kondensatoren C1–C6,
den Vorstrom Idc und die Vorspannung bestimmt.
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Die
Dioden D1 und D2 sind im Hinblick auf einen Gleichstrom in Reihe
geschaltet und im Hinblick auf einen Wechselstrom über den
Kondensator C1 parallel geschaltet. Wenn eine Hochpegelspannung
an dem Steuerspannungsanschluss Vc1 anliegt, fließt der DC-Vorstrom
Idc daher gemeinsam durch die Dioden D1 und D2. Im Hinblick auf
einen Wechselstrom ist dies andererseits äquivalent zu einem doppelten
Fließen
von Idc, und daher verdoppelt sich der Vorstrom Idc anscheinend
in etwa und Imax in der Gleichung (1) verdoppelt sich ungefähr. Da die
erlaubte Übertragungsleistung
ausgedrückt
wird durch Ro·Imax·Imax/2,
wobei Ro die charakteristische Impedanz des Systems ist, verbessert
sich die erlaubte Übertragungsleistung
ungefähr
vierfach gegenüber
derjenigen der Schaltung in 15.
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19 zeigt
eine Durchgangsleistungskennlinie des Dämpfungsglieds in 15 und 18.
Wie aus der Figur ersichtlich zeigt die Schaltung in 18 verglichen
mit der Schaltung in 15 eine um etwa 6–8 dB verbesserte
erlaubte Übertragungsleistung.
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20 zeigt
eine Ausgangskennlinie des Dämpfungsglieds
von 18 in einem Dämpfungszustand. Dabei
ist die Signalverzerrung ausgedrückt
durch die Intermodulationsverzerrung dritter Ordnung Pim3, wenn zwei
Signale eingegeben werden. Als Ergebnis eines Experiments wurde
ein drastisches Ansteigen der Signalverzerrung bei einer Hochleistungseingabe
in einem Dämpfungszustand
von 20 dB beobachtet. Ein solches starkes Ansteigen der Signalverzerrung
wurde in einem Durchgangszustand nicht beobachtet. Ein solches Ansteigen
einer Signalverzerrung ist nicht erwünscht, weil es zu einer Verschlechterung
der Signalqualität
in dem System führt,
das ein moduliertes Signal oder dergleichen verwendet.
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Daher
erfand der Erfinder ein Dämpfungsglied,
das der Schaltung von 18, wie in 21 gezeigt, einen
Linearisierer L hinzufügt.
Dieser Linearisierer L ist zwischen einem Eingangsanschluss IN und
der Anode der Diode D1 angeordnet. Der Linearisierer L enthält eine
Diode D5, deren Anode mit Masse verbunden ist und deren Kathode
mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und
der Anode der Diode D1 verbunden ist, und einen Widerstand RLT1,
der zwischen den Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss
IN und der Anode der Diode D1 und einen Steuerspannungsanschluss
Vc5 geschaltet ist.
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Wenn
der Steuerspannungsanschluss Vc5 auf einem hohen Pegel liegt (z.B.
5 V), wird an die Diode D5 eine große Rückwärtsvorspannung angelegt, und
der Linearisierer L arbeitet nicht. Wenn Vc5 dagegen auf einen niedrigen
Pegel (z.B. 0 V) getrieben wird, arbeitet der Linearisierer L. Wenn
eine Eingangsleistung Pin hoch ist, sinkt eine Verstärkung Gp
des Linearisierers L. Daher steigt die Verstärkung des Verstärkers bei
einer hohen Leistungseingabe.
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Daher
wird eine Einstellung so durchgeführt, dass dem Steuerspannungsanschluss
Vc5 nur in dem Dämpfungszustand
eine Niedrigpegelspannung zugeführt
wird. Auf diese Weise arbeitet der Linearisierer L nur in dem Dämpfungszustand
und linearisiert das imdem Eingangsanschluss IN eingegebene Eingangssignal.
Daher arbeitet der Linearisierer L in einem Durchgangszustand nicht,
und das Dämpfungsglied
zeigt eine Durchgangszustandskennlinie von 20.
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22 zeigt
eine Kennlinie beim Dämpfen
des Dämpfungsglieds
von 21. Der flache Abschnitt einer Verstärkung Gp
wird wie durch eine gestrichelte Linie gezeigt verbessert, und die
Kennlinie einer Verzerrung dritter Ordnung pim3 wird ebenfalls dementsprechend
verbessert. Daher kann dieses Dämpfungsglied die
Verzerrungseigenschaft bei einer Eingabe hoher Leistung in dem Dämpfungszustand
verbessern, und daher ist es möglich,
einen vergleichsweisen Grad der Verzerrungseigenschaft bis hoch
zu einem vergleichsweisen Grad der Übertragungsleistung in dem
Durchgangszustand und dem Dämpfungszustand
zu tolerieren. Weiterhin ist es wie in dem Fall des Dämpfungsglieds
von 18 auch möglich,
die erlaubte Übertragungsleistung
im Vergleich zu der Schaltung von 15 bei
demselben Vorstrom zu erhöhen
um ungefähr
6 dB oder mehr.
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Da
das Dämpfungsglied
ATT in 21 eine große erlaubte Übertragungsleistung
bei einem niedrigen Vorstrom aufweist, ist die von dem Dämpfungsglied
ATT erzeugte Verzerrung auch dann gering, wenn es wie in 23 gezeigt
zwischen den Stufen von Leistungsverstärkern A1–A3 angeordnet ist. Daher ist
es möglich, einen
Leistungsverstärker
bereitzustellen, der niedrige Rauscheigenschaften aufweist.
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Dabei
hat ein normaler Leistungsverstärker
eine Verstärkungskompressionskennlinie,
wie sie in 24 gezeigt ist. Der Hauptteil
der Verstärkungskompressionseigenschaft
wird in dem Leistungsverstärkerabschnitt
hervorgerufen, aber ein gewisser Teil der Verstärkungskompressionseigenschaft
wird auch in dem Dämpfungsglied
in einem Durchgangszustand hervorgerufen. Daher muss ein Linearisierer
mit einer Verstärkungsexpansionseigenschaft
vor dem Leistungsverstärker
bereitgestellt werden, um den linearen Bereich (den Bereich, in
dem die Verstärkung
flach ist) soweit wie möglich
auszudehnen. Das Dämpfungsglied
in 21 hat jedoch keine Funktion, die Verstärkungskompressionseigenschaft
des Leistungsverstärkers
in einem Durchgangszustand zu kompensieren, und daher ist es erforderlich,
einen anderen Linearisierer mit einer Verstärkungsexpansionseigenschaft
vor dem Leistungsverstärker
oder zwischen den Stufen bereitzustellen, woraus sich ein Problem
ergibt, dass die Chipgröße ansteigt.
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Die
vorliegende Erfindung wurde durchgeführt, um die oben beschriebenen
Probleme zu lösen,
und es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Dämpfungsglied
bereitzustellen, das in der Lage ist, einen vergleichsweisen Grad
einer Verzerrungseigenschaft bis hoch zu einem vergleichsweisen
Grad einer Übertragungsleistung
in einem Durchgangszustand und einem Dämpfungszustand zu tolerieren
und die Verstärkungskompressionskennlinie
des Leistungsverstärkers
in dem Durchgangszustand zu kompensieren.
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Die
Aufgabe wird gelöst
durch ein Dämpfungsglied
gemäß Anspruch
1. Weiterbildungen der Erfindung sind jeweils in den Unteransprüchen angegeben.
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Das
Dämpfungsglied
enthält
einen Linearisierer mit fünften
Dioden, einem dritten Widerstand, sechsten Dioden und einem ersten n-Kanal-MOS-Transistor.
Wenn eine Niedrigpegelspannung an dem ersten und vierten Steuerspannungsanschluss
anliegt und eine Hochpegelspannung an dem zweiten und dritten Steuerspannungsanschluss
anliegt, wird an einen fünften
Steuerspannungsanschluss eine Niedrigpegelspannung angelegt, und
wenn eine Hochpegelspannung an dem ersten und vierten Steuerspannungsanschluss
anliegt und eine Niedrigpegelspannung an dem zweiten und dritten
Steuerspannungsanschluss anliegt, wird an den fünften Steuerspannungsanschluss
eine Hochpegelspannung angelegt.
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Mit
der vorliegenden Erfindung ist es möglich, einen vergleichsweisen
Grad einer Verzerrungseigenschaft bis hoch zu einem vergleichsweisen
Grad einer Übertragungsleistung
in einem Durchgangszustand und einem Übertragungszustand zu tolerieren
und weiter die Verstärkungskompressionseigenschaft
eines Leistungsverstärkers
in dem Durchgangszustand zu kompensieren.
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Weitere
Merkmale und Zweckmäßigkeiten
der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen
anhand der beigefügten
Zeichnungen.
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1 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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2 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß der ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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3 zeigt
eine Ausgangskennlinie des Linearisierers von 2 in
einem Dämpfungszustand.
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4 zeigt
eine Ausgangskennlinie des Linearisierers von 2 in
einem Durchlasszustand.
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5 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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6 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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7 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer vierten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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8 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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9 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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10 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer siebten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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11 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
achten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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12 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
neunten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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13 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
zehnten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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14 ist
ein Schaltbild eines bekannten Schalters.
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15 ist
ein Schaltbild eines bekannten Dämpfungsglieds.
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16 zeigt
ein einem Eingangsanschluss eingegebenes HF-Signal.
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17 ist
ein Schaltbild eines verbesserten Schalters.
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18 ist
ein Schaltbild eines verbesserten Dämpfungsglieds.
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19 zeigt
eine Durchgangsleistungskennlinie der Dämpfungsglieder von 15 und 18.
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20 zeigt
eine Ausgangskennlinie des Dämpfungsglieds
von 18 in einem Dämpfungszustand.
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21 ist
ein Schaltbild eines verbesserten Dämpfungsglieds.
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22 zeigt
eine Kennlinie beim Dämpfen
des Dämpfungsglieds
von 21.
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23 zeigt
einen Zustand, in dem das Dämpfungsglied
von 21 zwischen den Stufen eines Leistungsverstärkers angeordnet
ist.
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24 zeigt
eine Verstärkungskompressionskennlinie
eines normalen Leistungsverstärkers.
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1 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Die Anode einer Diode D1 (erste Diode)
ist mit einem Eingangsanschluss IN verbunden, und die Kathode der
Diode D1 ist mit einem Ausgangsanschluss OUT verbunden. Ein Steuerspannungsanschluss
Vc1 (erster Steuerspannungsanschluss) ist über eine HF-Blockinduktivität L1 mit
der Anode der Diode D1 verbunden. Die Anode einer Diode D2 (zweite
Diode) ist mit der Kathode der Diode D1 verbunden, und die Kathode der
Diode D2 ist über
einen Kondensator C1 (ersten Kondensator) mit der Anode der Diode
D1 verbunden.
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Ein
Ende eines Widerstands R01 (erster Widerstand) ist mit der Kathode
der Diode D2 verbunden, und ein Ende eines Widerstands R02 (zweiter
Widerstand) ist über
einen Kondensator C2 (zweiter Kondensator) mit der Kathode der Diode
D1 verbunden. Die Anode einer Diode D3 (dritte Diode) ist über einen
Kondensator C3 (dritter Kondensator) mit den anderen Enden der Widerstände R01
und R02 verbunden, und die Kathode einer Diode D4 (vierte Diode)
ist über
einen Kondensator C4 (vierter Kondensator) mit den anderen Enden
der Widerstände
R01 und R02 verbunden. Weiter ist ein Ende eines Kondensators C5
(fünfter
Kondensator) mit der Kathode der Diode D3 und der Anode der Diode
D4 verbunden, und das andere Ende des Kondensators C5 ist mit Masse
verbunden.
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Ein
Steuerspannungsanschluss Vc2 (zweiter Steuerspannungsanschluss)
ist über
eine HF-Blockinduktivität
L2 und einen Widerstand R2 mit der Kathode der Diode D2 verbunden.
Ein Steuerspannungsanschluss Vc3 (dritter Steuerspannungsanschluss)
ist über
eine HF-Blockinduktivität
L3 und einen Widerstand R3 mit der Anode der Diode D3 verbunden.
Ein Steuerspannungsanschluss Vc4 (vierter Steuerspannungsanschluss)
ist über
eine HF-Blockinduktivität L4 und
einen Widerstand R4 mit der Kathode der Diode D4 verbunden.
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Ein
Linearisierer L ist zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode
der Diode D1 angeordnet. Wie in 2 gezeigt
enthält
der Linearisierer L gemäß der ersten
Ausführungsform
Dioden D51–D5n
(fünfte Dioden),
deren Anoden mit Masse verbunden sind und deren Kathoden mit einem
Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode
der Diode D1 verbunden sind, einen Widerstand RLT1 (dritter Widerstand),
der zwischen einen Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss
IN und der Anode der Diode D1 und einen Steuerspannungsanschluss
Vc5 (fünfter
Steuerspannungsanschluss) geschaltet ist, und einen ersten n-Kanal-MOS-Transistor
Tr1, dessen Anode mit Dioden D61–D6n (sechste Dioden) verbunden
ist, die mit dem Eingangsanschluss IN verbunden sind, dessen Gate über einen
Widerstand RL4 mit dem Steuerspannungsanschluss Vc5 verbunden ist,
dessen Source mit Masse verbunden ist und dessen Drain über einen Widerstand
RL2 mit den Kathoden der Dioden D61–D6n verbunden ist. Die Dio den
D51–D5n
und die Dioden D61–D6n
stellen jeweils n vertikal gestapelte Diodenabschnitte dar. Vertikales
Stapeln zeigt einen Zustand einer Serienverbindung an, so dass die
Anode von D52 mit der Kathode von D51 verbunden ist.
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Wenn
eine Niedrigpegelspannung (z.B. 0 V) an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1
und Vc4 anliegt und eine Hochpegelspannung (z.B. 5 V) an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2
und Vc3 anliegt, wird das Dämpfungsglied,
da ein Durchgangszweig T ausschaltet und ein Dämpfungszweig A einschaltet,
in einen Dämpfungszustand
versetzt, beispielsweise in einen Dämpfungszustand von 20 dB. In
diesem Fall wird eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschluss
Vc5 angelegt. Das bewirkt, dass der erste n-Kanal-MOS-Transistor
Tr1 ausschaltet und kein Strom über
die Dioden D61–D6n
fließt.
Die Dioden D51–D5n
haben jedoch eine Nullvorspannung, und wenn dem Eingangsanschluss
IN eine große
Signalleistung eingegeben wird, fließt ein DC-Strom durch die Dioden
D51–D5n,
und dieser DC-Strom fließt über den
Widerstand RLT1 in den Niedrigpegelsteuerspannungsanschluss Vc5.
Daher arbeitet er als Linearisierer. Demzufolge bietet der Linearisierer
L eine in 3 gezeigte Ausgangskennlinie,
und daher ist es möglich,
wie in 22 im Fall der Schaltung von 21 gezeigt,
eine Verzerrungseigenschaft zu verbessern.
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Wenn
dagegen eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1
und Vc4 anliegt und eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2
und Vc3 anliegt, schaltet der Durchgangszweig T ein und der Dämpfungszweig
A schaltet aus, und daher wird das Dämpfungsglied in einen Durchgangszustand
versetzt, beispielsweise in einen Nichtddmpfungszustand von 0 dB.
In diesem Fall wird an den Steuerspannungsanschluss Vc5 eine Hochpegelspannung
angelegt. Das bewirkt, dass der erste n-Kanal-MOS-Transistor Tr1
einschaltet und die Dioden D51–D5n
mit einer großen
Rückwärtsvorspannung
ausschalten, während
die Dioden D61–D6n
einschalten. Demzufolge liefert der Lineari sierer L eine Kennlinie
einer Verstärkungsexpansion,
die in 4 gezeigt ist. Die Verstärkung Gp des Dämpfungsgliedes
ATT steigt an, wenn die Ausgangsleistung Pout ansteigt, und daher
ist es möglich,
die Verstärkerkompressionseigenschaft des
Leistungsverstärkers
AMP durch Verbinden des Dämpfungsglieds
ATT der vorliegenden Erfindung mit dem Leistungsverstärker AMP
zu kompensieren.
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Da
das Dämpfungsglied
gemäß dieser
Ausführungsform
weiter eine Verzerrungseigenschaft bei einer Eingabe hoher Leistung
in einem Dämpfungszustand
wie im Fall des Dämpfungsglieds
von 21 verbessern kann, ist es möglich, einen vergleichbaren
Grad der Verzerrungseigenschaft bis hoch zu einem vergleichbaren Grad
einer Übertragungsleistung
in dem Durchgangszustand und dem Dämpfungszustand zu tolerieren.
Der Linearisierer L besteht lediglich aus kleinen Elementen wie
z.B. Widerständen,
Transistoren und Dioden, und es ist nicht erforderlich, einen DC-Blockkondensator
zwischen den Dioden D51–D5n
und den Dioden D61–D6n anzuordnen,
und daher ist es möglich,
die Größe des Gesamtchips
zu verringern.
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5 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieser Linearisierer L enthält weiter
einen Widerstand RL3 (vierter Widerstand), dessen eines Ende mit
einem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der
Anode der Diode D1 verbunden ist, und einen zweiten n-Kanal-MOS-Transistor
Tr2, dessen Gate über
einen Widerstand RL5 mit einem Steuerspannungsanschluss Vc6 (sechster
Steuerspannungsanschluss) verbunden ist, dessen Source mit Masse verbunden
ist und dessen Drain mit dem anderen Ende des Widerstands RL3 verbunden
ist. Der übrige
Aufbau ist derselbe wie in der ersten Ausführungsform.
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Wenn
eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1
und Vc4 anliegt und eine Niedrigpegelspannung an den Steu erspannungsanschlüssen Vc2
und Vc3 anliegt, wird eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschluss
Vc6 angelegt. Das bewirkt, dass der zweite n-Kanal-MOS-Transistor
Tr2 ausschaltet. Wenn dagegen eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1 und
Vc4 anliegt und eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2
und Vc3 anliegt, wird eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschluss
Vc6 angelegt. Das bewirkt, dass der zweite n-Kanal-MOS-Transistor
Tr2 einschaltet.
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Daher
ist es gemäß dieser
Ausführung
möglich,
die DC-Strompfade der Dioden D61–D6n, die in einem Durchgangszustand
arbeiten, von denjenigen der Dioden D51–D5n, die in einem Dämpfungszustand
arbeiten, vollständig
zu trennen. In der ersten Ausführungsform
wird das Verhalten beider Vorströme
der Dioden D61–D6n,
die in einem Durchgangszustand arbeiten, und der Dioden D51–D5n, die
in dem Dämpfungszustand arbeiten,
d.h. die Verstärkungseigenschaft
des Linearisierers L, von demselben Widerstand RLT1 bestimmt, und
daher ist der Freiheitsgrad des Entwurfs des Linearisierers in dem
Durchgangs- und Dämpfungszustand klein.
Die vorliegende Ausführungsform
trennt jedoch die DC-Pfade vollständig und hat dadurch einen
Vorteil, dass der Freiheitsgrad des Entwurfs ansteigt. Andere Wirkungen
sind dieselben wie in der ersten Ausführungsform.
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6 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieser Linearisierer L enthält weiter
eine Diode D7 (siebte Diode), deren Anode mit einem Steuerspannungsanschluss
Vc8 (achter Steuerspannungsanschluss) verbunden ist, und einen Widerstand
RLA1 (siebter Widerstand), dessen eines Ende mit der Kathode der
Diode D7 verbunden ist und dessen anderes Ende mit einem Verbindungspunkt
zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 verbunden
ist. Der übrige
Aufbau ist derselbe wie in der zweiten Ausführungsform.
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Während die
Dioden D51–D5n,
die in dem Dämpfungszustand
arbeiten, in der ersten und zweiten Ausführungsform mit Null vorgespannt
sind, wird in dieser dritten Ausführungsform eine Spannung (z.B.
2 bis 5 V) an den Steuerspannungsanschluss Vc8 angelegt, und dadurch
ist es möglich,
die Verstärkungskompressionskennlinie
des Linearisierers L auf eine gewünschte Kennlinie einzustellen.
Andere Wirkungen sind dieselben wie in der zweiten Ausführungsform.
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7 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer vierten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieser Linearisierer L enthält weiter
eine Diode D71, deren Anode mit einem Steuerspannungsanschluss Vc81
verbunden ist, und einen Widerstand RLA2, dessen eines Ende mit
der Kathode der Diode 71 verbunden ist und dessen anderes Ende mit
einem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der
Anode der Diode D1 verbunden ist. Der übrige Aufbau ist derselbe wie
in der dritten Ausführungsform.
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Durch
Verwenden von zwei Steuerspannungsanschlüssen Vc8 und Vc81 als Rückwärtsvorspannungsanschlüsse der
Dioden D51–D5n,
die in einem Dämpfungszustand
arbeiten, ist es möglich,
die Kennlinie des Linearisierers L, der in dem Dämpfungszustand arbeitet, entsprechend
der Temperatur und dem Betriebszustand des Leistungsverstärkers zu ändern. Es
ist beispielsweise möglich,
Einstellungen lediglich durch Anlegen einer Spannung an den Steuerspannungsanschluss
zu ändern,
beispielsweise den Ausgangsleistungspegel, der in 3 eine
Verstärkungskompression
darstellt, auf ungefähr
15 dBm einzustellen, wenn der Steuerspannungsanschluss Vc8 verwendet
wird, und denselben Vorgang bei einem Ausgangsleistungspegel von ungefähr 12 dBm
durchzuführen,
wenn der Steuerspannungsanschluss Vc81 verwendet wird. Andere Wirkungen
sind dieselben wie in der ersten Ausführungsform.
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8 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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Dieser
Linearisierer L enthält
weiter einen Kondensator C6 (sechster Kondensator), der zwischen
den Anoden der Dioden D51–D5n
und einem Massepunkt angeordnet ist, und einen Steuerspannungsanschluss Vc7
(siebter Steuerspannungsanschluss), der mit einem Verbindungspunkt
zwischen den Anoden der Dioden D51–D5n und dem Kondensator C6
verbunden ist. Der übrige
Aufbau ist derselbe wie in der zweiten Ausführungsform.
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Die
erste bis vierte Ausführungsform
legen eine Null- oder Rückwärtsvorspannung
an die Dioden D51–D5n
in dem Dämpfungszustand
an und verwirklichen die Kennlinie in 3. Jedoch
kann der Leistungsverstärker
bei einem Ausgangsleistungspegel, bevor die Verzerrungseigenschaft
des Dämpfungsglieds
sich in dem Dämpfungszustand
verschlechtert, selbst eine Verstärkungskompressionseigenschaft
aufweisen. Das trifft z.B. auf einen Fall zu, bei dem der Vorspannungszustand
des Leistungsverstärkers
zwischen dem Durchgangs- und dem Dämpfungszustand geändert wird
(wenn der Vorstrom in dem Dämpfungszustand
gegenüber dem
Vorstrom in dem Durchgangszustand für einen Niedrigstromverbrauchsbetrieb
oder dergleichen verringert wird).
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In
dieser Ausführungsform
wird jedoch im Fall eines Dämpfungszustands,
in dem eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1
und Vc4 anliegt und eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2
und Vc3 anliegt, eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschluss
Vc7 angelegt. Somit wird also eine Null- oder Vorwärtsvorspannung
an die Dioden D51–D5n
angelegt, die in dem Dämpfungszustand
arbeiten. Das bewirkt, dass der Linearisierer auch in dem Dämpfungszustand eine
Verstärkungsexpansionskennlinie
hat, und daher kann die Verzerrungseigenschaft des gesamten Leistungsverstärkers ver bessert
werden. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der zweiten Ausführungsform.
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9 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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Dieser
Linearisierer ist eine Kombination aus dem Linearisierer gemäß der dritten
Ausführungsform und
dem Linearisierer gemäß der fünften Ausführungsform.
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Bei
einem Dämpfungszustand,
in dem ein Steuerspannungsanschluss Vc6 auf hohem Pegel liegt, ist es
möglich,
eine Rückwärtsvorspannung
an die Dioden D51–D5n
anzulegen durch Treiben eines Steuerspannungsanschlusses Vc8 auf
einen hohen Pegel und Anlegen einer Vorwärtsvorspannung an die Dioden D51–D5n durch
Treiben eines Steuerspannungsanschlusses Vc7 auf einen hohen Pegel.
Das ermöglicht
es, die Verstärkungskompressions-/Verstärkungsexpansions-Eigenschaften
gemäß der Eigenschaft
des Leistungsverstärkers
zu schalten. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der dritten
und fünften
Ausführungsform.
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10 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer siebten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieser Linearisierer enthält weiter
eine Diode D81, deren Anode mit einem Steueranschluss Vc51 verbunden
ist, und einen Widerstand RLT2, dessen eines Ende mit der Kathode
der Diode D81 verbunden ist und dessen anderes Ende mit dem Verbindungspunkt
zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 verbunden
ist. Der übrige
Aufbau ist derselbe wie in der vierten Ausführungsform.
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Das
ermöglicht
es der Kennlinie des Linearisierers in einem Durchgangszustand, über die
Steuerspannungsanschlüsse
Vc5 und Vc51 geändert
zu werden. Durch Treiben des Steuerspannungsanschlusses Vc51 auf
einen hohen Pegel, wenn der Steuerspannungs anschluss Vc5 auf einem
hohen Pegel liegt, ist es beispielsweise möglich, parallele widerstände aus
dem Widerstand RLT1 und dem Widerstand RLT2 als Widerstand für die Vorspannungsschaltungen
der Dioden D61 bis D6n bereitzustellen und einen Vorwärtsvorstrom zu
erhöhen.
Das ermöglicht
es, den Grad der Verstärkungsexpansion
zu verringern. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der vierten
Ausführungsform.
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11 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
achten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform enthält weiter
einen Kondensator C7 (siebter Kondensator), der zwischen einen Verbindungspunkt
zwischen dem Kondensator C1 und dem Eingangsanschluss IN und die
Anode der Diode D1 geschaltet ist. Die Kapazität in dem Durchgangszweig T
ist also in den Kondensator C1 und den Kondensator C7 aufgeteilt.
Der übrige
Aufbau ist derselbe wie in der ersten bis siebten Ausführungsform.
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Das
ermöglicht
es der Leistung, die durch Dioden D1 und D2 hindurchtritt, ausgeglichener
zu sein als in der ersten Ausführungsform,
stellt im Hinblick auf einen Wechselstrom eine Schaltungssymmetrie
her und verbessert dadurch eine Verzerrungseigenschaft in einem
Durchgangszustand. Daher können
die in der ersten Ausführungsform
beschriebenen Wirkungen mit niedrigem Verlust oder einem niedrigen
Steuerstrom erzielt werden. Weiter kann eine Menge der Verstärkungskompensation,
die durch den Linearisierer kompensiert werden sollte, um eine Menge
verringert werden, die der verringerten Verzerrung und dem verringertem
in dem Linearisierer erzeugten Anfangsstufendurchgangsverlust entspricht.
Da die Impedanz der Kondensatoren C1 und C2 jedoch gleichmäßig hinzugefügt wird,
steigt der Einfügeverlust
geringfügig.
Andere Wirkungen sind dieselben wie in der ersten bis siebten Ausführungsform.
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12 ist
ein Schaltbild, das ein Dämpfungsglied
gemäß einer
neunten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt. In dieser Ausführungsform ist ein Steuerspannungsanschluss
Vc2 mit der Kathode einer Diode D2 verbunden, ohne über einen
Widerstand R01 zu laufen. Weiter ist ein Ende des Widerstands R01 über einen
Kondensator C8 (achter Kondensator) mit der Anode der Diode D1 verbunden.
Der übrige
Aufbau ist derselbe wie in der ersten bis siebten Ausführungsform.
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Da
der Steuerspannungsanschluss Vc2 mit der Kathode der Diode D2 verbunden
ist, ohne über
den Widerstand R01 zu laufen, tritt an dem Widerstand R01 kein Spannungsabfall
auf, und bei derselben Steuerspannung kann ein größerer Vorstrom
geführt
werden. Da die Widerstände
R01 und R02 und die Kondensatoren C8 und C2 von dem Durchgangsarm
A aus gesehen eine Schaltungssymmetrie zeigen, kann die Verzerrungseigenschaft
in dem Dämpfungszustand
verbessert werden. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der ersten
bis siebten Ausführungsform.
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13 ist
ein Schaltbild, das ein Dämpfungsglied
gemäß einer
zehnten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt. Diese Ausführungsform enthält weiter
einen Kondensator C7, der zwischen einen Verbindungspunkt zwischen
einem Kondensator C1 und einem Eingangsanschluss IN und die Anode
der Diode D1 geschaltet ist. Die Kapazität in dem Durchgangszweig T
ist also in den Kondensator C1 und den Kondensator C7 aufgeteilt.
Der übrige
Aufbau ist derselbe wie in der neunten Ausführungsform. Somit hat diese
Ausführungsform ähnliche
Wirkungen wie die achte und neunte Ausführungsform.
