DE60208324T2

DE60208324T2 - Impendanzanpassung für Leitungstreiber

Info

Publication number: DE60208324T2
Application number: DE60208324T
Authority: DE
Inventors: Wim Andre Paula De Wilde
Original assignee: Alcatel CIT SA; Alcatel SA
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 2002-01-04
Filing date: 2002-01-04
Publication date: 2006-08-31
Anticipated expiration: 2022-01-05
Also published as: EP1326390B1; DE60208324D1; EP1326390A1; US20030128057A1; US6825686B2; ATE314769T1

Description

Feld der Erfindung
Diese Erfindung betrifft Leitungs-Schnittstellen-Schaltkreise und Leitungstreiber und insbesondere einen Leitungs-Schnittstellen-Schaltkreis oder Leitungstreiber-Treiber, der eine neue Anordnung zur Impedanzanpassung enthält, die für die Verwendung in digitalen Teilnehmerleitungs-(xDSL)-Modems geeignet ist, sowie Verfahren zum Betrieb desselben.
Hintergrund der Erfindung
Leitungstreiber, wie z.B. ADSL-(Asymmetric Digital Subscriber Line)-Treiber, VSDL-(Very High Speed Digital Subscriber Line)-Treiber und andere, die in der Technik allgemein mit xDSL bezeichnet werden (wobei "x" die Art der Technologie darstellt), sind bereits bekannt. Einige solcher Anordnungen nach dem bisherigen Stand der Technik werden zum Beispiel in Bill Schweber "Analogue front ends bridge the xDSL to real world chasm", EDN, 1. April 1999; E. Nash "Line driver design for broadband communications applications", Electronic design, 1. Dezember 1997; und in M. Steffes "Optimising Performance in an xDSL live driver", Electronic design, 19. April 1999 diskutiert.
Es ist wohlbekannt, Leitungstreiber auf der Basis von Transformatoren bereitzustellen, und ein Beispiel einer typischen Hybridschaltungs-Anordnung dieses allgemeinen Typs ist mit Bezug auf die 1 bis 3 gezeigt. In dem gezeigten Beispiel wird ein einfacher Serien-Anschluss eingesetzt.
Es gibt keine einheitliche Terminologie für den gesamten Schaltkreis, der dazu verwendet wird, ein analoges Signal in den geeigneten Leitungspegel umzuwandeln. In einer Übereinkunft wird er als diskreter AFE bezeichnet (der Verstärker kann aber integriert sein). Andere Quellen nennen ihn Leitungs-Schnittstellen-Schaltkreis. Der Begriff Leitungstreiber wird manchmal für den kompletten Schaltkreis benutzt und manchmal nur für einen Teil dieses Schaltkreises. Obwohl es Unterschiede in der Terminologie gibt, bleiben die Operationsprinzipien gleich. Im Folgenden wird im Allgemeinen das Wort Leitungstreiber verwendet, wenn die Erfindung beschrieben wird, und wenn er in den beigefügten Ansprüchen verwendet wird, sollte verstanden werden, dass ein Leitungstreiber den Schaltkreis bedeutet, der die Umwandlung des analogen Signals auf den geeigneten Leitungspegel durchführt, eine Abschlussimpedanz vorsieht und eventuell eine Leistungsaufteilung zwischen gesendetem und empfangenen Signal bereitstellt.
1 ist ein schematisches Blockdiagramm eines herkömmlichen Leitungstreibers, der einen Verstärker 2 enthält, der eine Hybridschaltung 1 mit einer Abschlussimpedanz 10 speist, wobei die Hybridschaltung zum Senden von Signalen und zum Empfangen von Signalen von einer Übertragungsleitung 9 dient. Es wird angenommen, dass die Hybridschaltung fast verlustfrei ist. Die Hybridschaltung 1 hat einen Eingang 11 und einen Ausgang 12 zu Empfänger-Schaltkreisen. Die Impedanz der Hybridschaltung 1 ist an die (Z_ref) der Leitung 9 angepasst. Wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers 2 m·V Volt ist, und der Schaltkreis die Leistung P = 2 × V (Volt) × I (Ampere) verbraucht, dann ist die Stromaufnahme der Hybridschaltung 1 2·I/m Ampere. Die in der Leitung 9 verbrauchte Leistung ist I × V. Die Impedanz der Abschluss-Last wird als k²Z_ref gewählt, und der Strom in der Abschlussimpedanz ist I/k. Die in der Abschluss-Last 10 verbrauchte Leistung ist I/k × V × k = I × V, d.h. 50% der Leistung geht in der Abschlussimpedanz verloren. Die 2 und 3 zeigen einen herkömmlichen Schaltkreis dieses Typs, wobei 3 die in dem Schaltkreis vorliegenden Spannungen und Ströme zeigt. Ein Operationsverstärker 2 hat ein Eingangssignal von V_NE/G (V_NE bezieht sich auf die Nah-Spannung), wobei G die Verstärkung ist, die durch das Verhältnis Leitungssignal/Eingangssignal repräsentiert wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers 2 ist mit der Mittenanzapfung einer Primärwicklung 4, 5 eines Transformators mit geteilter Wicklung 3 (1:1:N) angeschlossen. Eine erste Primärwicklung 4 des Transformators 1:1:N (3) ist auf bekannte Weise über einen Abschlusswiderstand R (7) zur Last-Anpassung der Leitung 9 mit Erde verbunden, wodurch sich eine Abschlussimpedanz von Z_ref ergibt.
Eine zweite Primärwicklung 5 des Transformators 1:1:N (3) ist mit der Leitung 9 verbunden, die hier durch eine Last 8 in Form eines äquivalenten Widerstandes R_load dargestellt ist. Zum Senden wird ein Nah-Signal mit der Amplitude V_NE an die Last R_load angelegt, während beim Empfang der Schaltkreis am selben Punkt ein Fern-Signal V_FE von der Leitung empfängt. Die Symmetrie im Betrieb des Schaltkreises kann man deutlich sehen, da die Spannungen und Ströme in der Abschluss-Last und in der Leitung dieselben sind.
Die Eingangsleistung der Hybridschaltung wird durch P = 2·V·I repräsentiert, und es wird für einen Fachmann offensichtlich sein, dass die in der Abschlussimpedanz Z_ref verbrauchte Leistung in dieser Art von Anordnung typischerweise P/2 ist, was natürlich bedeutet, dass die Hälfte der erzeugten Leistung im Leitungstreiber selbst verbraucht wird.
Eine Anordnung, welche die Lösung nach dem bisherigen Stand der Technik der 1 bis 3 verbessert, ist in EP0901221 gezeigt. Die Anordnung von EP0901221 eignet sich zur Anpassung eines Leitungstreibers mit einer vorherbestimmten Lastimpedanz, aber einer im Vergleich zu der Anordnung der 1 bis 3 verringerten Leistungsaufnahme.
Obwohl sie eine Verbesserung gegenüber dem grundlegenden Leitungstreiber darstellt, erfordert die Anordnung von EP0901221 immer noch einen herkömmlichen, mit hoher Leistung betriebenen Operationsverstärker (op-amp) für die erfolgreiche Implementation, und der Leistungsverbrauch des Leitungstreibers bleibt auf einem Pegel, der immer noch als hoch betrachtet werden kann. Es besteht daher weiterhin ein Bedarf an Leitungstreiber-Anordnungen, die weniger Leistung verbrauchen als einige der heute erhältlichen.
Die europäische Patentanmeldung EP-A-1 039 702 (Nortel Networks LTD) vom 27. September 2000 (2000-9-27) behandelt dieses Problem und stellt dabei einen Leitungstreiber bereit, der eine Impedanzanpassung mit der Last (Übertragungsleitung) bietet, während er gleichzeitig weniger Leistung verbraucht als die Leitungstreiber-Anordnungen nach dem oben erwähnten bisherigen Stand der Technik.
Demgemäß bietet dieses Dokument einen Leitungstreiber für die Verwendung mit einer zugeordneten Last, wie z.B. einer Übertragungsleitung, wobei der Leitungstreiber eine Hybridschaltung, einen Signal-Teil und einen Abschluss-Teil enthält, der zur Lastanpassung an einen Ausgang der Hybridschaltung angeschlossen ist, wobei der Abschluss-Teil eine Abschlussimpedanz enthält, die im Betrieb von der Hybridschaltung mit einem Abschluss-Strom versorgt wird, wobei der Abschluss-Teil weiterhin einen Rück-Abschluss-Transformator enthält, wobei eine erste Wicklung des Transformators in Reihe zu dem Abschlusswiderstand geschaltet ist, eine zweite Wicklung des Transformators parallel zu der Abschlussimpedanz geschaltet ist, so dass ein Teil der Spannung, die an dem Abschluss-Teil abfällt, über der ersten Wicklung abfällt, um dadurch zu bewirken, dass die in der Abschlussimpedanz verbrauchte Leistung kleiner ist als die Leistung, die dem Signalübertragungs-Teil zur Signalübertragung zur Last, z.B. zu einer zugeordneten Übertragungsleitung, zur Verfügung steht. Um für die Impedanzanpassung an die zugeordnete Last (Übertragungsleitung) zu sorgen, wird ein Rückkopplungs-Schaltkreis bereitgestellt, um einen Rückkopplungs-Strom vom Signal-Teil zu einem Eingang der Hybridschaltung zu liefern.
Die vorliegende Erfindung kann auch einen Leitungstreiber zur Verwendung mit einer zugeordneten Last, wie eine Übertragungsleitung, bereitstellen, der einen Abschluss-Teil umfasst, der eine Abschlussimpedanz enthält und der im Betrieb durch einen zugeordneten Verstärker, vorzugsweise in Form eines Operationsverstärkers (op-amp), mit einem Abschluss-Strom zur Lastanpassung versorgt wird, wobei der Abschluss-Teil weiterhin einen Rück-Abschluss-Transformator enthält, der mit der Abschlussimpedanz gekoppelt ist, so dass über eine Wicklung des Rück-Abschluss-Transformators ein Strom in den Abschluss-Teil injiziert wird, wobei die in der Abschlussimpedanz verbrauchte Leistung kleiner ist als die Leistung, die einem Signalübertragungs-Teil zur Signalübertragung zur zugeordneten Last, z.B. zur zugeordneten Übertragungsleitung, zur Verfügung steht.
Die im Abschluss-Teil verbrauchte Leistung ist im Vergleich zur Leistung, die in der Last (Übertragungsleitung) zur Verfügung steht, mindestens 10% weniger, mindestens 20% weniger, mindestens 30% weniger, mindestens 40% weniger, oder mindestens 50% weniger.
Ein ausstehendes Problem ist jedoch, wie eine Impedanzanpassung bei gleichzeitiger Reduktion des Leistungsverbrauchs sowohl beim Senden als auch beim Empfangen bereitgestellt werden kann.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist auch eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Leitungstreiber-Anordnung und ein Verfahren zu deren Betrieb bereitzustellen, was zu einer kleineren Verlustleistung sowohl im Sende- als auch im Empfangsbetrieb führt.
Ein Rückwärts-Abschluss-Strom wird in einer Wicklung des Rück-Abschluss-Transformators induziert und wird zum Ausgang des Verstärkers zurückgekoppelt, wobei ein Teil des Abschluss-Stroms wiedergewonnen wird. Der Ausgang des Verstärkers wird proportional zu dem wiedergewonnenen Strom reduziert.
Die Impedanz einer Komponente des Abschluss-Teils wird bezüglich mindestens eines Wicklungsverhältnisses eines Leitungs-Transformators (1:1:N) und der Impedanz der zugeordneten Last (Übertragungsleitung) skaliert.
Der Wert der Abschlussimpedanz ist um einen Faktor kleiner als eine charakteristische Impedanz der zugeordneten Last (Übertragungsleitung), der proportional zum Wicklungsverhältnis des Rück-Abschluss-Transformators ist. Ein Wicklungsverhältnis des Rück-Abschluss-Transformators kann zwischen 0 und 1 liegen.
Während einer Empfangs-Operation wird ein Teil eines Stroms, der aus einer Fern-Spannung abgeleitet wird, in einem Verhältnis in einen Eingang des Verstärkers zurückgekoppelt, das so gewählt ist, den Ausgang des Verstärkers auf eine Weise zu steuern, dass die korrekte Anpassung der Eingangsimpedanz vom Abschluss-Teil während des Signalempfangs sichergestellt ist.
Die Empfangsbetrieb-Rückkopplung wird von einem Knoten geliefert, wo der Spannungspegel in einem bevorzugten, aber nicht zwingend erforderlichen Aspekt der vorliegenden Erfindung im Wesentlichen unabhängig von dem gesendeten Signal ist, wobei ein Rück-Abschluss auf eine solche Weise implementiert wird, dass Verstärkung und Stabilität während einer Sende-Operation von der Rückkopplung im Wesentlichen nicht beeinflusst werden.
Die Abschlussimpedanz wird in Reihe mit einer Primärwicklung des Rück-Abschluss-Widerstandes angeschlossen. Die Abschlussimpedanz kann in Reihe zu einer Sekundärwicklung des Rück-Abschluss-Transformators angeschlossen werden. Der Wert der Abschlussimpedanz kann mit der Gleichung R_term = R_load·(1 – α) bestimmt werden, in der R_load die Impedanz der Last ist (z.B. eine Leitungsimpedanz) und α ein Wicklungsverhältnis des Rück-Abschluss-Transformators ist. Der Verstärker ist vorzugsweise mit einem Operationsverstärker aufgebaut und hat eine Verstärkung (A) gemäß der Gleichung A = 2(1 – α)/(2 – α), worin α das Wicklungsverhältnis des Rück-Abschluss-Transformators ist.
Die Hybridschaltung ist so angepasst, dass die Spannungen am Abschluss-Anschluss mit einem Faktor k, die Ströme mit einem Faktor 1/k, die zugeordneten Wicklungsverhältnisse mit einem Faktor k und die Impedanzen mit einem Faktor von k² skaliert werden. Die Hybridschaltung kann so angepasst werden, dass die Spannung am Eingang der Hybridschaltung, der mit dem Verstärker verbunden ist, mit einem Faktor m, die Ströme mit einem Faktor 1/m, die zugeordneten Wicklungsverhältnisse mit einem Faktor m und die Impedanzen mit einem Faktor von m² skaliert werden.
Der Rück-Abschluss-Transformator enthält einen Spartransformator.
Der Rück-Abschluss-Transformator ist in einer Rückkopplungs-Schleife enthalten, die eine Rückkopplung zur Eingangsseite des Verstärkers liefert, wobei der Verstärker unter Verwendung eines Operationsverstärkers implementiert wird, der mit einer kleinen Versorgungsspannung arbeitet, wie zum Beispiel mit einer Spannung im Bereich von +/– 5 oder 6V.
Eine Sekundärwicklung des Rück-Abschluss-Transformators ist mit einer Primärwicklung eines Leitungs-Anpassungs-Transformators des Leitungstreibers in Reihe geschaltet. Der Leitungs-Anpassungs-Transformator enthält einen Transformator mit geteilter Wicklung, von dem eine erste Primärwicklung in Reihe mit der Sekundärwicklung des Rück-Abschluss-Transformators geschaltet ist und von dem eine zweite Primärwicklung mit einer Last gekoppelt ist. Eine Sekundärwicklung des Leitungs-Anpassungs-Transformators ist an Empfangs-Schaltkreise gekoppelt. Der Leitungs-Anpassungs-Transformator wird als Gleichtakt-Drosselspule betrieben.
Der Rück-Abschluss-Transformator ist mit einem Übertragungsleitungs-Transformator integriert. In diesem Fall kann eine komplette Eingangsstufe unter Verwendung von nur zwei Transformatoren implementiert werden, wobei der Rück-Abschluss-Transformator in einem solchen Sende-Transformator eingebaut ist.
Die Nenn-Ausgangsleistung des Leitungstreibers kann im Bereich von (2 – α)·V_NE ²/R_term liegen, wobei α das Wicklungsverhältnis des Rück-Abschluss-Transformators (1:α) ist; V_NE ist die Nah-Spannung des Leitungstreibers und R_term ist der Wert des Abschlusswiderstandes.
In einem xDSL-Netzwerk kann der Leitungstreiber beim Teilnehmer (CPE) implementiert sein.
Die vorliegende Erfindung liefert ein Verfahren zum Betrieb eines Leitungstreibers zur Verwendung mit einer zugeordneten Last, wie z.B. einer Übertragungsleitung, wobei der Leitungstreiber eine Hybridschaltung, einen Signal-Teil und einen Abschluss-Teil enthält, der eine Abschlussimpedanz und einen Rück-Abschluss-Transformator enthält, der mit der Abschlussimpedanz gekoppelt ist, wobei das Verfahren es umfasst, über eine Wicklung des Rück-Transformators einen Teil einer Spannung, die über dem Abschluss-Teil abfällt, abfallen zu lassen, um dadurch zu bewirken, dass die Leistung, die in der Abschlussimpedanz verbraucht wird, kleiner ist als die Leistung, die dem Signalübertragungs-Teil zur Signalübertragung an die Last, z.B. an die zugeordnete Übertragungsleitung, zur Verfügung steht. Um eine Anpassung der Eingangsimpedanz an die zugeordnete Last (Übertragungsleitung) bereitzustellen, liefert ein Rückkopplungs-Schaltkreis einen Strom vom Signal-Teil zurück zu einem Eingang der Hybridschaltung.
Die vorliegende Erfindung liefert auch ein Verfahren zum Betrieb eines Leitungstreibers zur Verwendung mit einer zugeordneten Last (Übertragungsleitung), wobei der Leitungstreiber einen Abschluss-Teil umfasst, der eine Abschlussimpedanz und einen Rück-Abschluss-Transformator enthält, der mit der Abschlussimpedanz gekoppelt ist, wobei das Verfahren die Wiedergewinnung eines Teils des Abschluss-Stroms mit dem Rück-Abschluss-Transformator und das Anlegen des wiedergewonnenen Stroms zurück an eine Stromversorgung, aus der mindestens ein Teil des Abschluss-Stroms abgeleitet wird, umfasst.
Das Verfahren kann es umfassen, dass in der Abschlussimpedanz weniger Leistung verbraucht wird, als in einer zugeordneten Last-Impedanz (Leitungs-Impedanz) verbraucht wird.
Das Verfahren kann es umfassen, während einer Empfangs-Operation einen Impedanz-Synthese-Strom, der aus einer Fern-Spannung abgeleitet wird, in einen Strom-Generator zurückzukoppeln, und dadurch während der Empfangs-Operation eine bevorzugte Leitungs-Anpassungs-Impedanz in dem Abschluss-Teil zu synthetisieren.
Das Verfahren kann es umfassen, den Impedanz-Synthese-Strom von einem Knoten zurückzukoppeln, dessen Strompegel von gesendeten Signalen unabhängig ist.
Die vorliegende Erfindung stellt auch ein Modem bereit, das sich zur Breitbandkommunikation eignet, vorzugsweise ein xDSL-Modem, das einen Leitungstreiber gemäß der Vorrichtung der Erfindung enthält und/oder einen Leitungstreiber enthält, der gemäß dem Verfahren der Erfindung arbeitet.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die vorliegende Erfindung wird nun an einem Beispiel und mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
Die 1 bis 3 eine Leitungstreiber-Anordnung nach dem bisherigen Stand der Technik zeigen, wie in der Einleitung erläutert, wobei das kleinere Diagramm links unten in 2 ein Ersatzschaltbild zeigt;
Die 4 bis 7 schematische Schaltkreise einer Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigen;
8 ein Diagramm eines Leitungstreibers gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung ist, wobei das kleinere Diagramm rechts unten ein Ersatzschaltbild von ihm zeigt;
9 ein Ersatzschaltbild des Leitungstreibers aus 8 bezüglich des Leitungs-Anschlusses ist, wobei das kleine Diagramm links unten ein detailliertes Ersatzschaltbild des Abschluss-Teils zeigt.
Die 10a bis 10d Ersatzschaltbilder des Leitungstreibers in 8 bezüglich des Empfänger-Anschlusses sind;
11 den Schaltkreis aus 8 in Betrieb mit angelegten Signalpegeln zeigt;
12 ein Diagramm einer zweiten Ausführung der Erfindung ist;
13 eine weitere Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt;
Die 14 und 15 jeweils weitere Ausführungen der vorliegenden Erfindung zeigen;
16 eine weitere Ansicht einer Leitungstreiber-Anordnung nach dem bisherigen Stand der Technik zeigt;
17 zeigt, wie die Ausführung der mit Bezug auf die 4 bis 8 offen gelegten Erfindung auf die Anordnung von 16 angewendet wird;
Die 18a und b zeigen, wie die Anordnung in 17 vereinfacht werden kann, um die Zahl der Bauelemente der Ausführung zu verringern;
19 eine weitere Ansicht einer Leitungstreiber-Anordnung nach dem bisherigen Stand der Technik zeigt;
20 zeigt, wie die Ausführung der mit Bezug auf die 4 bis 8 offen gelegten Erfindung auf die Anordnung von 19 angewendet wird.
Detaillierte Beschreibung beispielhafter Ausführungen
Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf bestimmte Ausführungen und Zeichnungen beschrieben, ist aber nicht darauf beschränkt, sondern nur durch die beigefügten Ansprüche. Im Folgenden wird die Last des Leitungstreibers als Übertragungsleitung gezeigt, aber die vorliegende Erfindung ist nicht darauf begrenzt.
Mit speziellem Bezug auf 4 wird eine erste allgemeine Ausführung eines Leitungstreibers 20 gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben. Ein Eingang des Leitungstreibers 20 wird an einen Verstärker 2 gelegt, z.B. an einen Operationsverstärker. Der Verstärker versorgt eine Hybridschaltung 1, von der angenommen werden kann, dass sie verlustfrei ist. Ein Ausgang 12 der Hybridschaltung wird an einen Empfänger angelegt. Eine weitere Ausgangs-Seite der Hybridschaltung 1 ist an einen Abschluss-Teil 10 angeschlossen, der eine Abschlussimpedanz 7 und einen Rück-Transformator 22 oder deren elektrische Äquivalente enthält. Der Rück-Transformator hat ein Wicklungsverhältnis von m:α·k, wobei m, α und k Konstanten sind. Ein weiterer Ausgang der Hybridschaltung 1 ist mit einer Last verbunden, zum Beispiel mit einer Übertragungsleitung 9. Die von dem Verstärker 2 gelieferte Spannung kann als mV bezeichnet werden. Der Ausgangs-Strom des Verstärkers 2 ist 2·I·(1 – α/2)/m. Der von der Wicklung 24 des Rück-Transformators zurück an den Ausgang des Verstärkers 2 gelieferte Strom ist αI/m. Über dem Abschluss-Teil 10 liegt eine Spannung von kV. Über Wicklung 23 des Transformators 22 liegt eine Spannung von k·α·V. Die Spannung über der restlichen Ausgleichs-Impedanz ist (k·V – k·a·V). Man kann sehen, dass ein Teil der Spannung, die über dem Abschluss-Teil 10 abfällt, über einer der Wicklungen des Rück-Abschluss-Transformators 22 abfällt, was zu einer Verringerung der Spannung über der Impedanz 7 führt. Der Strom durch die Abschlussimpedanz ist I/k, und daher wird die nun im Abschluss-Teil 10 benutzte Impedanz R_term gleich der Last-Impedanz R_load aus 1, multipliziert mit dem Faktor k²·(1 – α). Die Verringerung des erforderlichen Wertes des Abschlusswiderstandes R_term bildet einen anderen Teil der Leistungseinsparung der vorliegenden Erfindung. Die in der Schaltung verbrauchte Gesamtleistung ist P = 2·V·I·(1 – α/2), d.h. eine Verringerung der Leistung von α/2 im Vergleich mit den Anordnungen der 1 bis 3, 16 und 19. Die Verstärkung von Verstärker 2 ist
wobei G die Verstärkung ist, die sich durch das Verhältnis von Leitungssignal/Eingangssignal ergibt. Die Verstärkung des Verstärkers G' muss so eingestellt werden, dass die gewünschte Verstärkung vom Eingang zur Leitung erhalten wird. Die Berechnung dieser Verstärkung ist in 7 gezeigt.
Während einer Empfangs-Operation ist die Abschlussimpedanz 7 zur Anpassung der Last-Impedanz, z.B. der Impedanz einer Übertragungsleitung, in dieser Ausführung gleich (1 – α)·Z_ref anstatt gleich dem Wert Z_ref zu sein, wie zur Leitungsanpassung bevorzugt. Um diesen Abfall der Leitungs-Anpassung während des Empfangs zu kompensieren, wird das aktive Element des Leitungstreibers, der Operationsverstärker 2, dazu benutzt, die richtige Impedanz im Abschluss herzustellen. Somit wird zur Kompensation dieser Differenz der Impedanz eine aktive Rückkopplung benutzt. Um dies zu erreichen, wird von einem Knoten u der Hybridschaltung 1 eine Rückkopplung 13 zu einem Eingang des Verstärkers 2 bereitgestellt, z.B. über einen Addierer 6. Der Rückkopplungsfaktor ist gegeben durch:
Die Berechnung der Kompensations-Rückkopplung 13 ist mit speziellem Bezug auf 6 gezeigt, in der die Übertragungsleitung 9 durch ihr Thevenin-Ersatzschaltbild für eine eintreffende Welle der Amplitude V ersetzt wurde:
Die im unteren Teil der Figur gezeigten beiden Fälle (links mit einer Fern-Spannung von 2V angelegt an den Signal-Teil der Hybridschaltung und rechts mit einer vom Verstärker 2 an die Hybridschaltung angelegten Spannung V') werden überlagert, um den oberen linken Teil des Ersatzschaltbildes zu bilden. Die Eingangsimpedanz der Hybridschaltung 1 am Abschluss der Übertragungsleitung ist (1 – α)·Z_ref. Dies zeigt unter Verwendung von 6, dass der Faktor für einen richtigen Abschluss während des Empfangs (d.h. einer Eingangsimpedanz, die gleich Z_ref ist) gleich m·α/(2 – α) ist.
Um dieses Signal am Ausgang des Operationsverstärkers 2 zu erzeugen, ist es erforderlich, das Signal an einem Knoten "u" zu verwenden, das eine Kombination von gesendeten und empfangenen Signalen enthält. Bezeichnet man das gesendete Signal als Nah-Spannung V_NE und das empfangene Signal (d.h. eine eintreffende Welle) als Fern-Spannung V_FE, können wir die Spannung an diesem Knoten u durch den Ausdruck U = a·V_NE + b·V_FE definieren, wobei a und b Konstanten sind. Auf diese Weise wird der richtige Abschluss erhalten, wenn V' = U·m·α/(2 – α)·b. Durch Auswahl der geeigneten Werte von a und b können Schaltkreise entwickelt werden, die einen verringerten Leistungsverbrauch haben, während die Impedanzanpassung beim Empfang erhalten bleibt. Es muss jedoch darauf hingewiesen werden, dass wenn "a" nicht gleich Null ist, die Verstärkung in Senderichtung ebenfalls beeinflusst wird. Die Art und Weise, wie dies berücksichtigt wird, ist mit speziellem Bezug auf 7 gezeigt, wobei die Endeffekte ebenfalls mit speziellem Bezug auf 5 gezeigt werden. Ein Teil der Eingangsspannung steht direkt in Bezug zu dem Sender-Eingang, und der Rest wird durch den Abschluss-Faktor verursacht.
In der oben angegebenen Schaltkreis-Analyse kann der Knoten "u" als eine Ausführung der vorliegenden Erfindung gewählt werden, so dass sein Wert vom gesendeten Signal unabhängig ist, ein Rück-Abschluss kann implementiert werden, indem ein Synthese-Strom auf eine solche Weise zurück gekoppelt wird, dass die Verstärkung und Stabilität während der Übertragung durch die Rückkopplung nicht beeinflusst werden. Wenn zum Beispiel a = 0 ist, werden die Stabilitäts- und Verstärkungs-Anforderungen des Verstärkers 2 im Wesentlichen gleich sein wie die der herkömmlichen Implementation.
Bezieht man sich zum Vergleich auch auf die 1 bis 3, ist ein Leitungstreiber 20 einer weiteren Ausführung der vorliegenden Erfindung, die mit Bezug auf die 8 bis 12 offen gelegt wird, in der Struktur gleich der Anordnung der 1 bis 3, 16 und 19, abgesehen davon, dass der Abschluss-Teil so modifiziert ist, dass der Leistungsverbrauch im Schaltkreis reduziert ist. Die in der vorherigen Ausführung erwähnten Konstanten m, k, a und b wurden in dieser Ausführung alle auf 1 gesetzt. Man kann erkennen, dass ein Fachmann die vorliegende Erfindung auf andere Werte von m, k, a und b erweitern kann. Die Hybridschaltung 1 umfasst einen Ausgangs-Transformator 3 und einen Verstärker 2, der vorzugsweise ein Operationsverstärker (op-amp) mit geringem Leistungsverbrauch (Versorgungsspannung z.B. +/– 5 bis 6V) ist und dessen Verstärkung gegeben ist durch
wobei G die Verstärkung ist, die durch das Verhältnis von Leitungs-Signal/Eingangssignal repräsentiert wird. Die Verstärkung des Verstärkers muss so eingestellt werden, dass man vom Eingang zur Leitung die gewünschte Verstärkung erhält. Die Rückkopplung 13 steht während einer Empfangs-Operation von der zweiten Primärwicklung 5 des Leitungs-Anpassungs-Transformators (1:1:N) 3 zum Eingang eines Verstärkers 2 zur Verfügung. Der Rückkopplungs-Faktor ist:
Die Änderung gegenüber dem Abschluss-Abschnitt 10 umfasst die Einbeziehung eines Transformators (1:α) 22, der so angepasst ist, dass mindestens ein Teil des Stroms V_NE/R, der vom Operationsverstärker 2 in den Abschluss-Teil 10 eingespeist wird (in 10d als I₂ dargestellt), wiedergewonnen wird.
Dieser Transformator 22 hat ein Wicklungsverhältnis von 1:α, wobei α zwischen 0 und 1 liegt und als Rück-Abschluss-Faktor definiert ist, der den Teil des Abschluss-Stroms V_NE/R repräsentiert, der vom Abschluss-Teil wiedergewonnen und zum Ausgang des Operationsverstärkers 2 zurückgekoppelt wird. Weil dieser Transformator (1:α) Strom vom Abschluss-Teil zurück koppelt, wird er aus Gründen der Einfachheit als Rück-Abschluss-Transformator (1:α) bezeichnet, und der Strom α·V_NE/R, den er zurück zum Ausgang des Operationsverstärkers 2 leitet, wird als Rück-Abschluss-Strom bezeichnet.
In einer alternativen Beschreibung der Erfindung wird ein Rück-Abschluss-Transformator bereitgestellt, wobei eine Wicklung des Rück-Abschluss-Transformators parallel zum Abschlusswiderstand 7 liegt, und eine zweite Wicklung 24 des Rück-Abschluss-Transformators in Reihe mit dem Abschlusswiderstand 7 geschaltet ist. Ein Teil der Spannung, die über dem Abschluss-Teil 10 abfällt, fällt über der zweiten Wicklung 24 ab, so dass der Spannungsabfall über dem Widerstand 7 im Vergleich zu dem bekannten Leitungstreiber der 1 bis 3 verringert wird. Somit ist die in Widerstand 7 verbrauchte Leistung kleiner als die Leistung, die an die Übertragungsleitung 9 geliefert wird.
Demgemäß ist der Abschlusswiderstand R_term in Reihe zwischen einer Primärwicklung 24 des Rück-Abschluss-Transformators (1:α) 22 und der Stromversorgung 2·V_NE/R vom Ausgang des Operationsverstärkers 2 zur Mittenanzapfung des Transformators mit geteilter Wicklung zur Leitungsanpassung (1:1:N) 3 geschaltet. Die Sekundärwicklung 23 des Rück-Abschluss-Transformators (1:α) 22 ist in Reihe zu einer ersten Primärwicklung 4 des Transformators mit geteilter Wicklung (1:1:N) 3 geschaltet, dessen zweite Primärwicklung 5 in Reihe zu einer Lastimpedanz 8 geschaltet ist, die einen Nennwert R_load hat, der die Übertragungsleitung 9 repräsentiert.
Der in die Mittenanzapfung eingespeiste Strom ist 2·V_NE/R, der dann in zwei gleiche Teile aufgeteilt wird, von denen jeder den Wert V_NE/R hat. Diese Ströme fließen dann jeweils in die erste und zweite Primärwicklung 4, 5 des Transformators mit geteilter Wicklung (1:1:N) 3. Der Strom, der durch die zweite Primärwicklung 5 in die Last 8 fließt, kann auch durch V_NE/R_load dargestellt werden.
Der andere Teil des Stroms, der in die Mittenanzapfung fließt, fließt durch die erste Primärwicklung 4 des Transformators mit geteilter Wicklung (1:1:N) und auch durch die Sekundärwicklung 23 des Rück-Abschluss-Transformators (1:α) 22 weiter zum Abschluss-Teil 10. Er induziert in der Primärwicklung 24 des Rück-Abschluss-Transformators (1:α) 22 einen Rück-Abschluss-Strom, der proportional zum Wicklungsverhältnis (α) dieses Transformators (1:α) 22 ist und entweder durch α·I, oder α·V_NE/R dargestellt werden kann.
Mit besonderem Bezug auf 10a wird darauf hingewiesen, dass die Hybridschaltung so konstruiert ist, dass das Signal am Empfänger-Anschluss 12 K·(S₁₁·V_NE + S₁₂·V_FE) wird, wobei V_NE und V_FE die Nah-, bzw. Fern-Spannung (d.h. die gesendeten und empfangenen Signale) darstellt. Die S-Parameter gelten für das Übertragungsmedium zwischen den Leitungs-Endeinrichtungen der Hybridschaltung auf jeder Seite und haben die Ausgangsimpedanz des Leitungs-Anschlusses der relevanten Leitung als Referenz-Impedanz. K ist ein Skalierungsfaktor, der durch spezielle Parameter des Schaltkreises bestimmt wird, wie z.B. das Wicklungsverhältnis des Leitungs-Transformators (1:1:N) 3 und/oder die Impedanz der Übertragungsleitung 9.
In 11 kann man sehen, dass der Rück-Abschluss-Strom α·V_NE/R durch den Abschlusswiderstand 7 R_term fließt und sich mit dem Strom 2·V_NE/R verbindet, der vom Operationsverstärker 2 in die Mittenanzapfung eingespeist wird. Dies gibt mindestens einen Teil des Abschluss-Stroms V_NE/R zurück an das aktive Element (Operationsverstärker 2) und verringert den Strom, der vom Operationsverstärker 2 erzeugt werden muss, auf (2 – α)V_NE/R. Die Ströme und Spannungen im Abschluss-Teil werden jedoch auf den Pegeln gehalten, die geeignet sind, um sicherzustellen, dass die Anpassung an die Leitung 9 nicht verloren geht.
Die Induktion des Rück-Abschluss-Stroms α·V_NE/R in der Primärwicklung 24 des Rück-Abschluss-Transformators (1:α) führt unausweichlich dazu, dass ein Teil der Abschluss-Spannung über dieser Wicklung abfällt. Hierdurch verringert sich der Spannungsabfall über dem Abschlusswiderstand 7, wodurch die im Abschluss-Teil entwickelte Leistung, die von dem Bauelement verbraucht wird, auf weniger als P/2 verringert wird. Dies bedeutet, dass von der Gesamtleistung, die von dem Abschluss-Strom V_NE/R im Abschluss-Teil 10 entwickelt wird, der im Abschlusswiderstand 7 R_term verbrauchte Teil kleiner ist als die Leistung, die zur Signalübertragung in der Last 8 R_load zur Verfügung steht, und dass daher weniger als die Hälfte der Leistung im Abschlusswiderstand 7 R_term einer Leitungstreiber- Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung verbraucht wird. Der Wert des Abschlusswiderstandes 7 R_term ist in dieser Ausführung daher um einen Faktor (1 – α)/α² kleiner als der Nennwert der Lastimpedanz 8 R_load.
Während einer Empfangs-Operation kann jedoch ein verringerter Wert des Abschlusswiderstandes 7 R_term zu einer falschen Impedanzanpassung zwischen dem Leitungstreiber und der Leitung 9 (Last 8) führen. Um diesen Mangel zu beheben und um sicherzustellen, dass beim Empfang eine korrekte Impedanzanpassung vorliegt, wird die Rückkopplung 13 von der Leitungs-Seite der zweiten Primärwicklung 5 des Transformators mit geteilter Wicklung (1:1:N) 3 zum Eingang des Operationsverstärkers 2 bereitgestellt. Der Anteil der Rückkopplung 13 wird gemäß der Gleichung α/G·2·(1 – α) bereitgestellt, wobei G die Verstärkung vom Eingang zur Leitung ist.
Mit besonderem Bezug auf 12 wird nun eine weitere Ausführung der Erfindung beschrieben. Referenznummern, die in den 12 und 4 bis 11 gleich sind, beziehen sich auf die gleichen oder äquivalente Komponenten. Der Abschlusswiderstand 7 R_term ist in Reihe zur Sekundärwicklung 23 des Rück-Abschluss-Transformators (1:α) 22 geschaltet, statt in Reihe zur Primärwicklung 24, wie in der vorherigen Ausführung. In dieser Ausführung wird der Wert des Abschlusswiderstandes 7 R_term mit der Gleichung R_term = R_load·(1 – α) bestimmt, und man kann sehen, dass weiterhin eine Einsparung der Verlustleistung erreicht wird.
Als Ziel des Rück-Abschlusses in einer beliebigen der Ausführungen kann betrachtet werden, mindestens einen Teil des Stroms V_NE/R wiederzugewinnen, der den Abschluss-Teil durchfließt, und mindestens einen Teil α·V_NE/R des wiedergewonnenen Stroms in den Ausgang des Operationsverstärkers 2 zu liefern, so dass die im Abschlusswiderstand 7 R_term verbrauchte Leistung kleiner ist als die Leistung, die für die Übertragung zur Übertragungsleitung 9 zur Verfügung steht. Alternativ dazu kann als Ziel angesehen werden, einen Teil der über dem Abschluss-Teil liegenden Gesamtspannung über der Wicklung eines Transformators abfallen zu lassen, so dass der Spannungsabfall über dem Abschlusswiderstand verringert wird.
In einer Anordnung gemäß den 1 bis 3 geht der Abschluss-Strom V_NE/R als Folge der im Abschlusswiderstand verbrauchten Leistung an den Leitungstreiber verloren, während in einer Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung mindestens ein Teil dieses Stroms wiedergewonnen und zum aktiven Element zurück geleitet wird, während weiterhin dieselben Ströme und Spannungen an den Anschlüssen der Hybridschaltung benutzt werden, so dass die Anpassung an die Leitung aufrecht erhalten wird.
Eine weitere Ausführung der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf 13 beschrieben. Die Ausgänge von zwei Operationsverstärkern 32a und 32b sind mit einer Wicklung 35 eines 1:α-Rück-Abschluss-Transformators 34 verbunden. Die andere Wicklung 36 des Rück-Abschluss-Transformators 34 ist in Reihe mit einem Anschluss der Abschlusswiderstände 37a, bzw. 37b geschaltet. Die anderen Anschlüsse der Abschlusswiderstände 37a, 37b sind mit einer Seite der Primärwicklungen des 1:n Transformators mit geteilter Wicklung 33a, bzw. 33b verbunden. Die andere Seite dieser Primärwicklungen ist mit einer Last verbunden, wie z.B. einer Übertragungsleitung 39, die eine durch Z_load repräsentierte Impedanz hat. Um ein Rückkopplungssignal an die Eingänge der Operationsverstärker 32a und 32b anzulegen (wie gemäß der Erfindung zur Bereitstellung einer Impedanzanpassung erforderlich), wird ein Rück-Abschluss-Impedanz-Netzwerk 40 bereitgestellt.
Weitere Ausführungen der Erfindung werden in schematischer Form in den 14 und 15 offen gelegt, in denen eine Implementation mit Spartransformator, bzw. eine Implementation mit geringer Spannung gezeigt werden. Referenznummern in den 14 und 15, die denen in den vorherigen Ausführungen gleich sind, beziehen sich auf dieselben Komponenten. Mit Bezug auf 14 ist der Ausgang von Operationsverstärker 2 mit der Mittenanzapfung des 1:n-Transformators 3 verbunden.
Ein 1 – α:α - Spartransformator 41 ist an den Ausgang von Operationsverstärker 2 angeschlossen. Ein Abschlusswiderstand 7 ist zwischen dem 1:n-Transformator 3 und einer Mittenanzapfung des Spartransformators 41 angeschlossen. Somit ist eine Wicklung 43 des Spartransformators 41 in Reihe mit dem Abschlusswiderstand 7 geschaltet, und die andere Wicklung 44 ist parallel geschaltet. Die nach Masse fließenden Ströme durch den Spartransformator 41 induzieren eine Spannung über einer seiner Wicklungen 43, wodurch sich der Spannungsabfall über dem Abschlusswiderstand 7 und damit sein Leistungsverbrauch verringert – ein Aspekt aller Ausführungen der vorliegenden Erfindung. Wieder wird die Rückkopplung 13 zur Anpassung der Empfangs-Impedanz bereitgestellt.
Um die Ausführung mit geringer Spannung zu erzielen, wie in 15 gezeigt, wird der Ausgang des Verstärkers 2 mit einer Primärwicklung 45 eines Rück-Transformators 42 verbunden, dessen Sekundärwicklungen ein Wicklungsverhältnis von 1 – α:α haben. Die Abschlussimpedanz 7 ist zwischen einer Mittenanzapfung der Sekundärwicklungen 43, 44 des Rück- Transformators und einer Primärwicklung 4 eines (1:n)-Transformators mit geteilter Wicklung 3 angeschlossen. Der Rück-Abschluss-Transformator 42 ist in einer Rückkopplungsschleife enthalten, die eine Rückkopplung 15 zur Eingangsseite des Operationsverstärkers 2 bereitstellt, so dass der Leitungstreiber unter Verwendung eines Operationsverstärkers 2 implementiert werden kann, der an einer Stromversorgung mit einer kleinen Spannung arbeitet, wie z.B. einer Spannung im Bereich von +/– 5 oder 6V. Die Verstärkung K des Operationsverstärkers 2 wird als sehr groß angenommen. Die Gegenkopplung 15
bestimmt den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 2, sowie die Rückkopplung 13, die eine Mitkopplung ist, da sie zum Eingangssignal des Operationsverstärkers 2 addiert (6) wird, während 15 eine Gegenkopplung (6a) ist. Die Nullsetzungs-Funktion des Verstärkers erzwingt eine Spannung an Knoten 3, die gleich den Verstärker-Ausgangsspannungen von 12 ist. Der Spartransformator-Vierpol (43, 44) ist äquivalent zum Transformator (7, 24) in 12. Somit wird der Betrieb äquivalent sein.
Aus dem oben gesagten wird der Fachmann bestimmte Aspekte der vorliegenden Erfindung erkennen, die mit Bezug auf die 16 bis 20 erklärt werden. In 16 wird ein herkömmlicher Leitungstreiber gezeigt, der einen Verstärker 2, einen Abschluss-Teil 10, einen Signal-Teil 17, einen Empfangs-Ausgang 12 und eine Leitung 9 aufweist, die an den Signal-Teil 17 angeschlossen ist. In der herkömmlichen Hybridschaltung von 16 sind während der Übertragung die Ströme durch die beiden Sekundärwicklungen des Anpassungs-Transformators 3 gleich und entgegengesetzt, so dass sie sich in ihren jeweiligen Wicklungen des Empfangsleitungs-Transformators 14 gegenseitig aufheben. Während der Übertragung wird daher über dem zweiten Transformator 14 keine Spannung erzeugt, und er wird nur zur Erfassung von eintreffenden Signalen benutzt. Die Symmetrie zwischen der Abschlussimpedanz 7 und der Leitungs-Impedanz ist deutlich erkennbar – wenn diese beiden Impedanzen nicht angepasst sind, ist die Aufhebung beim Senden nicht perfekt. Beim Empfang haben die Ströme in den Sekundärwicklungen des ersten Transformators 3 die gleiche und entgegengesetzte Wirkung auf dessen Primärwicklung, so dass kein Netto-Strom zum Verstärker 2 fließt.
Von dieser Symmetrie wird in Ausführungen der vorliegenden Erfindung abgewichen, wie schematisch in 17 gezeigt, die eine weitere Ausführung der vorliegenden Erfindung und eine Implementation des in 12 gezeigten Schaltkreises ist. Man kann sehen, dass die Einführung des (1:α)-Rück-Abschluss-Transformators 22 in den Abschluss-Teil 10 den Leistung verbrauchenden Teil des Abschlusswiderstandes R_term auf (1 – α)·R_ref verringert. Beim Empfang sind die Ströme in den Sekundärwicklungen von Transformator 3 jedoch nicht gleich und entgegengesetzt. Dies muss durch eine aktive Komponente kompensiert werden. Die aktive Komponente ist praktischerweise der Verstärker 2, obwohl die vorliegende Erfindung einen zweiten Verstärker für diese Aufgabe nicht ausschließt. Ein Rückkopplungsfaktor 13 von α/2(1 – α) wird angewendet, um eine korrekte Impedanzanpassung während des Empfangs sicherzustellen. In dieser Ausführung wird die Rückkopplung 13 von der Ausgangsseite des Transformators 3 geliefert, wie oben gezeigt kann die Rückkopplung jedoch an jeder Stelle des Schaltkreises gewonnen werden, die von den Empfangssignalen beeinflusst wird. In dieser Anordnung sind m = 1, k = 1, a = 0. Die Konstante b kann auf folgende Weise berechnet werden:
Hieraus ergibt sich b = 2(1 – α)/(2 – α). Der Fachmann wird erkennen, dass dies auf andere Werte von m, k, a und b erweitert werden kann.
Mit Bezug auf die 18a und b wird nun eine einfachere Version offen gelegt, die der Ausführung aus 17 äquivalent ist, und in der nur zwei Transformatoren benötigt werden. Die Leistung verbrauchende Impedanz 7 des Abschluss-Teils 10 hat den Wert (1 – α)·R_ref. Das Wicklungsverhältnis des ersten Transformators 3 wird geändert, um den Rück-Transformator in diesen Transformator 3 mit aufzunehmen. Auf diese Weise kann eine komplette analoge Eingangsstufe mit nur zwei Transformatoren implementiert werden. 18b zeigt einen Schaltkreis auf der Grundlage des in 18a gezeigten Schaltbildes zur Versorgung einer 100-Ohm-Übertragungsleitung. Es werden einige praktische Werte für die Bauelemente gezeigt, wobei 2 = 40 μH, 1 = 10 μH, und die Werte 2,2, 25, 600, 900 und 1800 in Ohm angegeben sind, die Kapazitäten 13,6 Nanofarad (oder 13600 Picofarad), 6,8 Nanofarad (oder 6800 pF) sind. Die Kopplung der Transformatoren kann 99,5% oder besser sein.
In 19 wird der herkömmliche Hybrid-Leitungstreiber dargestellt, wobei ein einfacher Serien-Abschluss gezeigt wird. In diesem Fall wird beim Senden die Leistung über die Abschlussimpedanz 7 gesendet, da der Wert von R_H viel größer ist als die Werte der Widerstände 7 oder 8. Für den Empfänger-Ausgang 12 bilden die Widerstände R_H und die Impedanzen 7 und 8 parallele Spannungsteiler, die jede Wirkung des Verstärkers 2 beseitigen. Bild 20 zeigt ein Diagramm, wie der Schaltkreis der 8 bis 12 auf diesen einfachen Serien-Abschluss angewendet werden kann.
Der Rück-Abschluss der vorliegenden Erfindung dient zur Wiedergewinnung mindestens eines Teils des Stroms, der bisher an die Leistung verbrauchende Abschlussimpedanz verloren ging, und gibt diesen wiedergewonnenen Strom zurück an das aktive Element (Operationsverstärker 2). Dies ergibt einen Leitungstreiber mit einer Ausgangsleitung von zum Beispiel (2 – α)·V_NE ²/R, die um den Faktor α/2 kleiner ist als die einiger bisheriger Anordnungen und eine Kombination eines mit kleiner Spannung betriebenen Operationsverstärkers 2 mit einem Leitungs-Transformator (1:1:N) für beste Leistungsdaten ermöglicht. Zusätzlich dazu kann der Leitungs-Transformator (1:1:N) als Gleichtakt-Drossel betrieben werden um eine Anpassung bei einer Empfangs-Operation bereitzustellen, wird eine Rückkopplung 13 vom Signal-Teil des Schaltkreises zum Eingang eines aktiven Elementes, z.B. von Verstärker 2, angelegt.
Die vorliegende Erfindung ist besonders nützlich für die Implementation als Teil eines Modems für den Einsatz in der Breitband-Kommunikation, wie z.B. zur xDSL-Kommunikation. Es kann sich herausstellen, dass der aktive Rück-Abschluss dieser Erfindung mehr Platz beansprucht als zum Beispiel der ohmsche Rück-Abschluss von EP0901221 , da der zusätzliche Transformator (1:α) voluminös ist. Wenn sich dies herausstellt, kann es nützlich sein, den Leitungstreiber/das Modem dieser Erfindung beim Teilnehmer (CPE) zu implementieren und nicht in der Vermittlungsstelle (CO).
Fig. 1 Bisheriger Stand der Technik
Fig. 2
Fig. 3
Fig. 4
Fig. 5
Fig. 6
Fig. 7
Fig. 8
Fig. 9 Fig. 10a Fig. 10b Fig. 10c
Fig. 10d
Fig. 11 Fig. 12
Fig. 13 Fig. 14
Fig. 15
Fig. 16 (Bisheriger Stand der Technik)
Fig. 17
Fig. 18a Fig. 18b
Fig. 19 Bisheriger Stand der Technik
Fig. 20

Claims

Ein Leitungstreiber (20) zur Verwendung mit einer Leistung verbrauchenden Last (8, 9), wobei der Leitungstreiber (20) eine Hybridschaltung (1), einen Signal-Schaltkreis (17) zum Anschluss an der Last (8, 9) und einen Abschluss-Schaltkreis (10) enthält, der zur Impedanzanpassung der Last (8, 9) an einen Ausgang (12) der Hybridschaltung (1) angeschlossen ist, wobei der Abschluss-Schaltkreis (10) eine Leistung verbrauchende Abschlussimpedanz (7) enthält, an die im Betrieb von der Hybridschaltung (1) ein Abschluss-Strom geliefert wird, wobei der Abschluss-Schaltkreis (10) weiterhin einen Abschluss-Transformator (22) enthält, wobei eine erste Wicklung (24) des Abschluss-Transformators (22) zu einer Abschlussimpedanz (7) in Reihe geschaltet ist, so dass ein Strom über eine Wicklung des Abschluss-Transformators (22) in den Abschluss-Schaltkreis (10) injiziert wird, wobei eine zweite Wicklung (23) des Abschluss-Transformators (22) parallel mit der Abschlussimpedanz (7) gekoppelt ist, so dass ein Teil der Spannung, die über dem Abschluss-Schaltkreis (10) abfällt, über der ersten Wicklung (24) abfällt und dadurch bewirkt, dass die in der Abschlussimpedanz (7) verbrauchte Leistung kleiner ist als die Leistung, die dem Signal-Schaltkreis für die Signalübertragung zur Last (8, 9) zur Verfügung steht, wobei der Leitungstreiber (20) weiterhin einen Rückkopplungs-Schaltkreis enthält, um einen Teil des Stroms, der aus den vom Signal-Schaltkreis (17) von der Last (8, 9) empfangenen Signalen abgeleitet wird, zu einem Eingang der Hybridschaltung (1) zurückzukoppeln, und der einen Verstärker (2) enthält, um die Impedanz auf eine Weise an die Last (8, 9) anzupassen, dass die korrekte Eingangsimpedanz-Anpassung von dem Abschluss-Schaltkreis (10) während des Signalempfangs von der Last (8, 9) sichergestellt wird, dadurch gekennzeichnet dass die Abschlussimpedanz (7) um einen Faktor, der mit dem Wicklungsverhältnis des Abschluss-Transformators (22) in Zusammenhang steht, kleiner als die charakteristische Impedanz ist; und dadurch, dass der Teil des Stroms, der zu dem Verstärker (2) zurück gekoppelt wird, auch mit dem Wicklungsverhältnis des Abschluss-Transformators (22) in Zusammenhang steht.
Der Leitungstreiber (20) gemäß Anspruch 1, worin die Last eine Übertragungsleitung (9) ist.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der obigen Ansprüche, worin der Wert R_term der Abschlussimpedanz (7) um einen Faktor kleiner als eine charakteristische Impedanz R_load der zugeordneten Last (8, 9) ist, der proportional zu 1 – α ist, wobei m:α·k ein Wicklungsverhältnis des Abschluss-Transformators (22) ist, und m, α, k Konstanten sind.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der obigen Ansprüche, worin ein Wicklungsverhältnis m:α·k des Abschluss-Transformators (22) zwischen 0 und 1 liegt.
Der Leitungstreiber gemäß jedem beliebigen der Ansprüche 3 bis 4, worin der Teil eines Stroms, der aus einer Fern-Spannung V_FE abgeleitet wird, in einem Verhältnis zu dem Verstärker (2) zurückgestuft wird, das proportional zu α/[G·2(1 – α)] ist, und das dazu dient, den Ausgang des Verstärkers (2) auf eine Weise zu regeln, dass die korrekte Eingangsimpedanz-Anpassung von dem Abschluss-Schaltkreis (10) während des Signalempfangs von der Last (8, 9) sichergestellt wird.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der obigen Ansprüche, worin die Abschlussimpedanz (7) in Reihe zu einer Primärwicklung (24) des Abschluss-Transformators (22) geschaltet ist.
Der Leitungstreiber (20) gemäß Anspruch 7, worin der Wert R_term der Abschlussimpedanz (7) gemäß der Gleichung R_term = R_load·k²·(1 – α)/α² bestimmt wird, worin R_load die Lastimpedanz und m:α·k ein Wicklungsverhältnis des Abschluss-Transformators (22) ist.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der Ansprüche 1 bis 6, worin die Abschlussimpedanz (7) in Reihe zu einer Sekundärwicklung (23) des Abschluss-Transformators (22) geschaltet ist.
Der Leitungstreiber (20) gemäß Anspruch 8, worin der Wert R_term der Abschlussimpedanz (7) gemäß der Gleichung R_term = R_load·k²·(1 – α) bestimmt wird, worin R_load die Lastimpedanz und m:α·k ein Wicklungsverhältnis des Abschluss-Transformators (22) ist.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der Ansprüche 4 bis 9, worin der Verstärker (2) eine Verstärkung gemäß der Gleichung A = 2(1 – α)/(2 – α) hat, und wobei m:α·k das Wicklungsverhältnis des Abschluss-Transformators (22) ist.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der obigen Ansprüche, worin der Abschluss-Transformator einen Spartransformator (41) umfasst.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der Ansprüche 4 bis 11, worin der Abschluss-Transformator (42) in einer Rückkopplungs-Schleife enthalten ist, die eine Rückkopplung zur Eingangsseite des Verstärkers (2) liefert, wobei der Verstärker (2) unter Verwendung eines Operationsverstärkers, der mit einer geringen Versorgungsspannung arbeitet, implementiert wird.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der obigen Ansprüche, worin eine Sekundärwicklung (23) des Abschluss-Transformators (22) zu einer Primärwicklung (4) eines Leitungs-Anpassungs-Transformators (3) des Leitungstreibers (20) in Reihe geschaltet ist.
Der Leitungstreiber (20) gemäß Anspruch 13, worin der Leitungs-Anpassungs-Transformator einen Transformator mit geteilter Wicklung (3) umfasst, von dem eine erste Wicklung (4) in Reihe mit der Sekundärwicklung (23) des Abschluss-Transformators (22) geschaltet ist und von dem eine zweite Primärwicklung (5) mit einer Last (8) gekoppelt ist.
Der Leitungstreiber (20) gemäß Anspruch 13 oder Anspruch 14, worin eine Sekundärwicklung des Leitungs-Anpassungs-Transformators (3) mit Empfangs-Schaltkreisen (12) gekoppelt ist.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der Ansprüche 13 bis 15, worin der Leitungs-Anpassungs-Transformator (3) als Gleichtakt-Drossel betrieben wird.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der obigen Ansprüche, worin der Abschluss-Transformator (22) mit einem Übertragungsleitungs-Transformator integriert ist.
Der Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der obigen Ansprüche, worin die Nenn-Ausgangsleistung des Leitungstreibers (20) (2 – α)·V_NE ²/R_term ist, worin m:α·k ein Wicklungsverhältnis des Abschluss-Transformators (22) ist; V_NE eine Nah-Spannung des Leitungstreibers (20) ist; und R_term der Wert der Abschlussimpedanz (7) ist.
Ein Verfahren zum Betrieb eines Leitungstreibers (20) zur Verwendung mit einer zugeordneten Leistung verbrauchenden Last (9), wobei der Leitungstreiber (20) eine Hybridschaltung (1), einen Signal-Schaltkreis (17) und einen Abschluss-Schaltkreis (10) enthält, der eine Leistung verbrauchende Abschlussimpedanz (7) und einen Anschluss-Transformator (22) enthält, der mit der Abschlussimpedanz (7) gekoppelt ist, wobei das Verfahren es umfasst, einen Teil der Spannung, die über dem Abschluss-Schaltkreis (10) abfällt, über einer Wicklung (24) des Abschluss-Transformators (22) abfallen zu lassen, um dadurch zu bewirken, dass die in der Abschlussimpedanz (7) verbrauchte Leistung kleiner ist als die Leistung, die dem Signal-Schaltkreis für die Signalübertragung zur Last (9) zur Verfügung steht, und worin das Verfahren es umfasst, während einer Empfangs-Operation einen Impedanz-Synthese-Strom, der aus einer Fern-Spannung abgeleitet wird, in die Hybridschaltung (1) zurückzukoppeln, und dadurch während einer Empfangs-Operation eine bevorzugte Impedanzanpassungs-Impedanz in dem Abschluss-Schaltkreis (10) herzustellen, dadurch gekennzeichnet, dass die Abschlussimpedanz (7) um einen Faktor, der mit dem Wicklungsverhältnis des Abschluss-Transformators (22) in Zusammenhang steht, kleiner als die charakteristische Impedanz ist; und dadurch, dass der Strom, der zu der Hybridschaltung zurück gekoppelt wird, auch mit dem Wicklungsverhältnis des Abschluss-Transformators (22) in Zusammenhang steht.
Das Verfahren gemäß Anspruch 19, das es umfasst, in der Abschlussimpedanz (7) weniger Leistung zu verbrauchen als in der zugeordneten Last (8, 9) verbraucht wird.
Ein Modem, das zur Breitband-Kommunikation geeignet ist und das einen Leitungstreiber (20) gemäß jedem beliebigen der Ansprüche 1 bis 18 enthält.
Ein Verfahren zum Betrieb eines zur Breitband-Kommunikation geeigneten Modems, das den Betrieb eines Leitungstreibers (20) gemäß jedem beliebigen der Ansprüche 19 oder 20 umfasst.