AT389962B - Tonfrequentes-analog/digital-umsetzsystem - Google Patents

Description

Nr. 389962

Die Erfindung betrifft ein tonfrequentes Analog/Digital-Umsetzsystem, an dessen Eingang analoge Tonfrequenzsignale angelegt werden, mit einem Analog/Digital-Wandler mit Differenzmodulation, dessen Quantisierungsstufen an eine vorgeschaltete frequenzabhängige Stufe angepaßt werden.

Die Ausdrücke "niederfrequent" und "hochfrequent” beziehen sich auf den Hörfrequenzbereich, wobei diese auch den Ausdrücken "unterer Bereich des Tonfrequenzspektrums" bzw. "oberer Bereich des Tonfrequenzspektrums" entsprechen. Um dies verständlich zu machen, sollen die niederen Frequenzen als Frequenzen unterhalb etwa 1 kHz und die hohen Frequenzen als Frequenzen oberhalb etwa 2 kHz betrachtet werden. Bei praktischen Ausführungsformen können verschiedene Grenzbereiche angewandt werden, die beispielsweise von der oberen und unteren Frequenzgrenze des Systems, der Art der vom System übertragenen Tonsignale (z. B. Musik, Sprache) usw. abhängen. Der "Anstieg" bzw. die Steilheit eines Audiosignals ist dabei der Betrag der Amplitudenänderung des Audiosignals pro Zeiteinheit

Differenz-Kodierverfahren, hauptsächlich die Differenz-Impulskodemodulation, die ein oder mehr Bits verwenden, um eine Änderung von einem oder mehreren vorherigen Quantenpegeln zu kennzeichnen, sind bekannt Ein-Bit-Differential-Impulskodemodulationssysteme werden allgemein als Delta-Modulation bezeichnet. Alle Arten der Differenz-Impulskodemodulation einschließlich der Delta-Modulation, die feste Quantenschrittgrößen verwenden, leiden unter dem Problem, daß dann, wenn sich die Schwingungsform des am Kodierer liegenden Signals zu rasch ändert, der Quantisierer nicht Schritt halten kann. In diesem Zusammenhang sei allgemein auf "PCM and Digital Transmission Systems" von Frank F.E. Owen, McGraw-Hill Book Company, San Francisco, 1982, Seite 87-90 verwiesen.

Eine bekannte Lösung liegt darin, statt den festen eher variable Quantenschrittgrößen einzufühlen, so daß sich die Größe der Quantisierungsschritte mit dem Anstieg des Eiugangssignals ändert, wodurch das System einem sich plötzlich ändernden Eingangssignal genauer folgen kann. Derartige Systeme werden als anpassungsfähige Differential-Kodiersysteme bezeichnet und weisen eine anpassungsfähige Differential-Impulskodemodulation und eine anpassungsfähige Delta-Modulation auf. Beispiele für ein derartiges anpassungsfähiges Delta-Modulationssystem, das als fortlaufend veränderbare Anstiegs-Deltamodulation bezeichnet wird, sind in den US-PS 4,190.801 und 4,305.050 beschrieben, auf die hier jeweils in ihrer Gesamtheit Bezug genommen wird.

Eine Folge davon, daß sich bei anpassungsfähigen Differenz-Kodiersystemen die Größe der Quantisierungsschritte mit dem Anstieg des Eingangssignals ändert, liegt darin, daß der Quantisierungsfehler oder das Quantisierungsrauschen vom Einganssigangnal abhängt, wobei sie für Signale mit kleinem Anstieg gering und für Signale mit steilerem Anstieg größer sind. Das Spektrum des Quantisierungsrauschens erstreckt sich über die gesamte Tonfrequenzbandbreite und besitzt typisch eine annähernd gleichförmige Leistungsspektraldichte (d. h. es ist dem Rauschen ähnlich).

Eine Eigenschaft des menschlichen Ohres besteht darin, daß ein niedrigpegeliges Rauschen im gleichen Spektralbereich wie ein lauter Ton nicht wahrgenommen werden kann, ein Effekt, der als Maskierung bekannt ist. Ein Rauschen, das in Spektralteilen liegt, die von einem lauten oder dominanten Signal entfernt sind, bleibt jedoch hörbar. Die Maskierung gestattet den Aufbau von komplementären Rauschunterdriickungssystemen (Kompandem), mit denen die Modulation des Hintergrundgeräuschs mit dem Programm nicht wahrnehmbar ist Da sich ändernde Rauschpegel viel aufdringlicher als konstante Rauschpegel sind, stellt das Fehlen einer hörbaren Rauschmodulation eine wesentliche Eigenschaft von qualitativ hochwertigen Tonsystemen für die Musikwiedergabe dar.

Bei Kompandem, die in analogen Tonsystemen arbeiten, können die hörbaren Auswirkungen der Rauschmodulation durch Bandspalt- oder Gleitbandverfahren verringert werden, wodurch die Absenkung des Rauschabstands, der das bestimmte Signal begleitet, auf den gleichen Bereich des Spektrums begrenzt wird, wie das Signal. Dabei bleiben die Rauschpegel in anderen Teilen des Spektrums unbeeinflußt. Dadurch tritt die Rauschmodulation nur in Spektralbereichen auf, wo sie mit dem dominanten Signal maskiert wird, das den Kompanderbetrieb steuert, wobei die Rauschmodulation vom Zuhörer nicht wahrgenommen wird. Beispiele von bandspaltenden Analogkompandem sind in den US-PS 3,846.719; 3,903.485 sowie in "Journal of die Audio Engineering Society", Band 15, Nr. 4, Oktober 1967, Seite 383-388 angeführt. Auf beide US-PS wird hier in ihrer Gesamtheit Bezug genommen. Analogkompander, die Gleitbandverfahren verwenden, sind in den US-PS Re 28.426; 3,757.254; 4,072.914; 3,934.190 beschrieben. Auf alle vier US-PS wird hier in ihrer Gesamtheit Bezug genommen.

Die Anpassungsfunktion bei anpassungsfähigen Differenz-Kodiersystemen ist ihrer Form nach eine Kompanderfunktion oder eine Rauschunterdrückung, die an sich eine Modulation des breitbandigen Quantisierungsrauschens mit dem Signal verursacht. Der Anstieg eines Eingangssignals ist dem Produkt seiner Frequenz und der Amplitude proportional. Wenn das Eingangssignal vorwiegend hohe Frequenzen enthält, ist sein Anstieg steil und das Quantisierungsrauschen nimmt zu. Die hochfrequenten Rauschanteile werden mit dem Signal maskiert, doch bleiben oft die unmaskierten Änderungen in den niederfrequenten Rauschanteilen hörbar. Wenn ein breitbandiges, analoges Rauschunterdrückungssystem zusammen mit einem anpassungsfähigen, digitalen Diffeienzsystem verwendet wird, wird das niederfrequente Rauschen auch durch den Expansionsvorgang weiter angehoben. Es besteht daher der Bedarf, derartige unmaskierte Änderungen in hörbaren, niederfrequenten Rauschanteilen besonders bei qualitativ hochwertigen Tonsystemen für die Musikwiedergabe herabzusetzen, doch können derartige unmaskierte Änderungen in niederfrequenten Rauschanteilen mit einem rauschunterdrückenden -2-

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Kompanderverfahren nicht vermindert werden.

Wenn das Eingangssignal vorwiegend niedere Frequenzen enthält, ist sein Anstieg flach und das Quantisierungsrauschen bleibt gering. Irgendwelche Änderungen in den niederfrequenten Anteilen des Quantisierungsrauschens werden mit den niederfrequenten Signalen maskiert, wobei Änderungen in den hochfrequenten Anteilen, die nicht maskiert sein können, infolge des niedrigen Rauschpegels unbedeutend sein können. Wenn sie jedoch nicht unbedeutend sind, kann auch die Forderung bestehen, derartige hörbare, hochfrequente Anteile herabzusetzen, um eine Rauschminderung über das gesamte Tonfrequenzspektrum zu erreichen. Bei bestimmten Systemen kann das hochfrequente Rauschen bedeutend sein, da Verfahren für eine Verschiebung des Rauschspektrums Verwendung finden.

Die Erfindung ist auf die Unterdrückung von niederfrequenten Rauschmodulationswirkungen in Tonsystemen, die anpassungsfähige Differenz-Kodierverfahren verwenden, und andererseits auf die Herabsetzung sowohl der niederfrequenten als auch der hochfrequenten Rauschmodulationswirkung bei derartigen Systemen gerichtet

Bei anpassungsfähigen Differenz-Kodiersystemen bestimmt die Größe des Quantisierungsschritts den Anstieg des Eingangssignals, das vom Quantisierer angepaßt werden kann, ohne daß eine Anstiegsübersteuerung (oder eine Anstiegsbegrenzung, wie sie auch genannt wird) entsteht Diese Erfindung beruht wenn sie auf niedere Frequenzen angewandt wird, auf der Erkenntnis, daß dann, wenn ein anpassungsfähiger Differenz-Digital-Kodierer ein vorwiegend hochfrequentes Signal empfängt und eine Schrittgröße besitzt die ausreicht, um dieses Signal ohne Anstiegsübersteuerung zu empfangen, niederfrequente Signale, die gleichzeitig vorhanden sind, angehoben werden können, ohne den Anstieg des gesamten Eingangs wesentlich zu vergrößern. Beispielsweise kann eine Quantenschrittgröße, die einen Eingang von x Volt bei 10 kHz annimmt andernfalls 10 x Volt bei 1 kHz annehmen. Wenn bei der Wiedergabe eine komplementäre Niederfrequenzabschwächung angewandt wird (die auf die Digital/Analog-Umsetzung folgt), werden die niederfrequenten Anteile des Quantisierungsrauschens vermindert

Aufgabe der Erfindung ist es somit, ein verbessertes tonfrequentes Analog/Digital-Umsetzsystem zu schaffen, welches die oben beschriebenen Nachteile herkömmlicher Systeme vermeidet.

Diese Aufgabe wird bei einem tonfrequenten Analog/Digital-Umsetzsystem der eingangs angeführten Art gelöst durch eine frequenzabhängige Stufe mit steuerbarer Kennlinie, deren Übertragungskennlinie steuerbar ist und somit ein variables Verstärkungsmaß besitzt, welches die Signale im unteren Bereich des Tonfrequenzspektrums relativ zum restlichen Bereich des Tonfrequenzspektrums anhebt, wobei der Betrag der Anhebung mit zunehmender Amplitude von Signalanteilen im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums ansteigt.

Bei einigen anpassungsfähigen Analog/Digital-Umsetzem, wie sie beispielsweise in den US-PS 4 190 801 und 4 305 050 beschrieben sind, ist die Größe des Quantisierungsschrittes fortlaufend veränderbar, wobei sie oberhalb eines Schwellwertes des Eingangsanstiegs an eine Größe angepaßt wird, die gerade ausreicht, um den Anstieg anzupassen. Das bedeutet, daß die Schrittgröße oberhalb des Schwellwerts dem Eingangsanstieg direkt proportional ist und daher das Quantisierungsrauschen ebenfalls dem Eingangsanstieg direkt proportional wird. Dieses Verhältnis besteht nicht nur für das gesamte Spektrum des Quantisierungsrauschens, sondern auch für dessen niederfrequente Anteile. Wenn somit ein Eingangssignal vorwiegend bei einer hohen Frequenz seinen Anstieg besitzt, ist das niederfrequente Rauschen des Digital/Analog-Umsetzers der Amplitude der Hochfrequenz direkt proportional. Dies stellt ein unerwünschtes Merkmal von anpassungsfähigen Digitalsystemen dar, da das sich ändernde niederfrequente Rauschen mit dem hochfrequenten Signal nicht maskiert wird. Wenn mit dieser Erfindung die Niederfrequenzanhebung vor der Analog/Digital-Umsetzung und die Absenkung nach der Digital-Analog-Umsetzung dem Anstieg des hochfrequenten Signals direkt proportional gemacht werden, dann werden die Änderungen im niederfrequenten Rauschen von gleichen und entgegengesetzten Änderungen im Niederfrequenzverstärkungsfaktor begleitet, so daß das niederfrequente Rauschen konstant und unabhängig vom hochfrequenten Inhalt des Eingangssignals zum Vorschein kommt

In der Praxis wird es oft nicht möglich oder wünschenswert sein, die Niederfrequenzanhebung und Absenkung über einen großen Bereich zu steuern, so daß die Erfindung daher die Schwankung im Niederfrequenzrauschen, das die hochfrequenten Signale begleitet, nicht beseitigt, sondern lediglich herabsetzt.

Die Erfindung wird nun anhand der beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen zeigt:

Fig. 1 das vereinfachte Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen digitalen Kodierers;

Fig. 2 das vereinfachte Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen digitalen Dekodierers;

Fig. 3 eine Reihe von Kennlinien, die zum Verständnis der Erfindung beitragen;

Fig. 4 das vereinfachte Blockschaltbild einer Alternative zur Ausführungsform der Fig. 1;

Fig. 5 das vereinfachte Blockschaltbild einer Alternative zur Ausführungsform von Fig. 2;

Fig. 6 das vereinfachte Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform des digitalen Kodierers;

Fig. 7 das vereinfachte Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform des digitalen Dekodierers.

Fig. 8 das vereinfachte Blockschaltbild einer Alternative zur Ausführungsform von Fig. 6;

Fig. 9 das vereinfachte Blockschaltbild einer Alternative zur Ausführungsform von Fig. 7;

Fig. 10 das Blockschaltbild einer Ausführungsform des digitalen Kodierers;

Fig. 11 das Blockschaltbild einer Ausführungsform des digitalen Dekodierers;

Fig. 12 das Blockschaltbild einer Alternative zu einem Teil der Ausführungsform von Fig. 10; -3-

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Fig. 13 das Blockschaltbild einer Alternative zu einem Teil der Ausfiihrungsform von Fig. 11;

Fig. 14 eine Frequenzkennlinie eines Netzwerks, das bei Ausführungsformen des Kodierers verwendet wird;

Fig. 15 das Schaltbild eines Teils eines Kodierers;

Fig. 16 das Schaltbild eines Teils eines Dekodierers; und 5 Fig. 17 eine Reihe von beispielhaften Kennlinien, die zum Verständnis der Arbeitsweise des Schaltkreises von Fig. 15 nützlich sind.

Nunmehr wird auf Fig. 1 Bezug genommen, in der das einfache Blockschaltbild einer Ausführungsform dieser Erfindung dargestellt ist. Vor der Umsetzung in einem herkömmlichen, anpassungsfähigen Differenz-Analog/Digital-Umsetzer (2) (z. B. anpassungsfähige Delta-Modulation oder anpassungsfähige Differenz-10 Impulskodemodulation) wird das Eingangssignal von einer Stufe (4) aufbereitet, die eine frequenzabhängige, veränderliche Kennlinie besitzt und bei niedrigen Frequenzen arbeitet. In der Praxis weist die Stufe (4) zumindest eine Stufe zur Niederfrequenzanhebung auf und kann weiters eine Schwellwertbestimmungsstufe besitzen. Die Größe der Anhebung wird mit einem Steuersignal geregelt, das man vom Eingangssignal über eine Aufbereitungsstufe (6) erhält. Das Steuersignal spricht auf die hochfrequenten Anteile des Eingangssignals so an, 15 daß dann, wenn es an der Stufe (4) mit variabler Kennlinie liegt, eine steigende Niederfrequenzanhebung (oberhalb eines Schwellwerts) besteht, wenn die hochfrequenten Anteile zunehmen. In der Praxis weist die Aufbereitungsstufe (6) einen Hochpaß und ein Bewertungsfilter auf, auf die ein Gleichrichter und eine Glättungsstufe folgen. Die Aufbereitungsstufe (6) kann weiters eine Schwellwertbestimmungsstufe aufweisen. Der Eingang der Aufbereitungsstufe (6) kann andererseits vom Ausgang der Stufe (4) mit variabler Kennlinie 20 hergeleitet werden.

Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild der komplementären Dekodieranordnung. Die Aufbereitunggsstufe (6) entspricht jener in der Ausführungsform von Fig. 1 und erzeugt im wesentlichen das gleiche Steuersignal, das im Dekoder die Amplitude des Hochfrequenzanteils des Ausgangssignals kennzeichnet. Sie kann ihren Eingang vor oder nach der Stufe (10) erhalten. Die Stufe (10) mit frequenzabhängiger, veränderlicher Kennlinie, die bei 25 niedrigen Frequenzen arbeitet, liefert beim Anlegen des geeigneten Steuersignals eine Kennlinie, die zur Kennlinie der Stufe (4) im Kodierer komplementär ist. In der Praxis weist sie zumindest eine veränderliche Niederfrequenzabsenkstufe auf und kann eine Schwell wertbestimmungsstufe besitzen. Das Steuersignal verändert die Niederfrequenzabsenkung der variablen Niederfrequenzabsenkstufe so, daß die Gesamtwirkung der Anhebung im Kodierer und der Absenkung im Dekodierer eine flache Kennlinie ergibt. Wenn de niederfrequenten Anteile 30 des Quantisierungsrauschens, die aus dem Digital/Analog-Umsetzer (12) kommen, im Pegel ansteigen, da die Schrittgröße zunimmt, die für eine Anpassung an ein Hochfrequenzsignal mit hoher Amplitude erforderlich ist, ändert sich die Kennlinie der Stufe (10) mit variabler Kennlinie zu einer flachen Kennlinie, um eine Niederfrequenzabsenkung zu liefern, wodurch das verstärkte Niederfrequenzrauschen bedämpft wird.

Bei typischen Systemen wird das Niederfrequenzrauschen für Quantisierungsschrittgrößen unterhalb eines 35 bestimmten Wertes unhörbar sein, der mit der Amplitude der hochfrequenten Signalanteile in Beziehung steht. Es besteht selbsverständlich keine Notwendigkeit, eine Niederfrequenzanhebung und -absenkung vorzusehen, wenn das Niederfrequenzrauschen unhörbar ist. In den meisten praktischen Ausführungsformen ist daher ein Schwellwertpegel in der Aufbereitungsstufe (6) oder in den Stufen (4) und (10) mit variabler Kennlinie so vorgesehen, daß mit der Niederfrequenzanhebung und -absenkung nicht begonnen wird, bis ein bestimmter 40 Steuersignalpegel erreicht ist, beispielsweise gerade bevor das Niederfrequenzrauschen hörbar wird.

Fig. 3 zeigt das Kennlinienfeld von Kennlinien einer variablen Anhebung und variablen Absenkung. Wie bereits erwähnt, können zum besseren Verständnis die niederen Frequenzen als Frequenzen unterhalb 1 kHz betrachtet werden, wobei bei praktischen Ausführungsformen auch ein anderer Grenzbereich angewandt werden kann. Dementsprechend besitzt das Kennlinienfeld der Kennlinien von Fig. 3 eine Übergangsfrequenz von 1 kHz. 45 Die Kurven (a) und (a') stellen einfach eine flache Kennlinie für den Fall dar, daß in der Stufe (4) mit variabler Kennlinie von Fig. 1 keine Anhebung und in der Stufe (10) mit variabler Kennlinie von Fig. 2 keine Absenkung erfolgt. Wenn das Steuersignal aufgrund einer wachsenden Amplitude der Hochfrequenzanteile im Eingangssignal ansteigt, liefert die variable Anhebungsstufe eine ansteigende Niederfrequenzanhebungs-Kennlinie, beispielsweise die Kurven (b), (c) und (d), während das gleiche Steuersignal, wenn es an die variable 50 Absenkstufe angelegt wird, jeweils für bestimmte Werte des Steuersignals eine komplementäre Niederfrequenzabsenkungs-Kennline liefert, beispielsweise die Kurven (b'). (c*) und (d*). Es gibt selbstverständlich ein Kontinuum von Kurven, die von fortlaufenden Werten des Steuersignals abhängen. Die maximale Anhebung und Absenkung beträgt bei diesem Beispiel 10 dB. Bei praktischen Ausführungsformen kann es möglich sein, das Rauschen mit einer geringeren Anhebung und Absenkung wirkungsvoll zu 55 vermindern. Wie später noch gezeigt wird, wird die maximale Anhebung und Absenkung üblicherweise durch unerwünschte Nebenwiricungen begrenzt.

Kurven, wie sie Fig. 3 zeigt, können von herkömmlichen festbandigen, variablen Shelf-Stufen ausgeführt werden. Bei einigen Anwendungsformen kann eine Gleitband-Shelf-Stufe, die eine variable Übergangsfrequenz besitzt, eine wirkungsvollere Anpassung an das niederfrequente Rauschspektrum bei verschiedenen 60 Quantisierungsschrittpegeln liefern. Die wirkungsvollste Kurvenform hängt bei bestimmten Anwendungsformen vom niederfrequenten Rauschspektrum ab. Obwohl im allgemeinen eine Shelf-Kennlinie ausreicht, können bei kritischen Anwendungsformen auch andere Kennlinien wünschenswert sein. Bei einigen Anwendungsformen -4-

Nr. 389962 können gleichfalls einfachere Ansprechkennlinien akzeptabel sein.

Bei den Ausfuhrungsfoimen von Fig. 1 und 2 wird der niederfrequente Verstärkungsfaktor von einem Signal gesteuert, das von den analogen Tonsignalen stammt. Bei bestimmten Arten von digitalen Tonsystemen sind in den Analog-Digital-Umsetzern und Digital/Analog-Umsetzem Signale vorhanden, von denen die Steuersignale hergeleitet werden können, die sich für eine Regelung des Niederfrequenzverstärkungsfaktors eignen. Beispielsweise wird bei verschiedenen Ausführungsformen der anpassungsfähigen Delta-Modulation, beispielsweise den Delta-Modulationssystemen mit fortlaufend veränderbarer Steigung, die Schrittgröße mit einer Steuerspannung bestimmt, deren Wert dem Anstieg des Eingangssignals direkt proportional ist. Dies wird bei Delta-Modulationssystemen mit fortlaufend veränderbarer Steigung angewandt, wie sie in den US-PS 4,190.801 und 4,305.050 beschrieben sind.

Wenn ein willkürlicher/maximaler Eingangssignalpegel festgelegt wird, überträgt bei derartigen Delta-Modulationssystemen mit fortlaufend veränderbarer Steigung der Wert dieser Steuerspannung eine Information, ob das Eingangssignal hochfrequente Signale von hoher Amplitude enthält oder nicht. Wenn beispielsweise der Maximalpegel bei 1 kHz eine Spannung von 0,2 Volt erzeugt, wird der maximale Pegel bei 10 kHz eine Spannung von 2 Volt erzeugen, wobei man bei einer groben Annäherung sagen kann, daß irgendein Signal, das eine Spannung von mehr als beispielsweise 0,3 Volt erzeugt, Signale mit steilem Anstieg bei hohen Frequenzen enthält. Diese Steuerspannung kann daher für den Betrieb der variablen Niederfrequenzanhebungs- und Absenkstufe statt eines getrennt erzeugten Steuersignals verwendet werden, wie dies bei den Ausführungsformen von Fig. 1 und 2 der Fall ist. Andere Arten von anpassungsfähigen Differential-Kodierern und Dekodierern können ebenfalls Signale besitzen, von denen man geeignete Steuersignale herleiten kann.

Nunmehr wird auf Fig. 4 Bezug genommen. Fig. 4 zeigt das Blockschaltbild eines derartigen Aufbaus, bei dem die Schrittgrößen-Steuerspannung von einem anpassungsfähigen Differential-Analog/Digitai-Umsetzer (14), beispielsweise einem Analog-Digital-Umsetzer eines Delta-Modulationssystems mit fortlaufend veränderbarer Steigung, an die Stufe (4) mit frequenzabhängiger, variabler Kennlinie über eine Aufbereitungsstufe (16) gelegt wird. Die Ausführung der Stufe (4) ist dabei die gleiche, wie sie in Zusammenhang mit Fig. 1 beschrieben wurde. Die Aufbereitungsstufe (16) kann eine Schwellwertbestimmungsstufe und, wenn notwendig, eine Stufe aufweisen, um das Analogsignal des Analog/Digital-Umsetzers (14) zu formen. Wenn das Schrittgrößen-Steuersignal des Analog-Digital-Umsetzers (14) ein digitales Signal ist, wird die Aufbereitungsstufe (16) einen Digital/Analog-Umsetzer enthalten. Wie bei der Ausführungsform von Fig. 1 wird die Versetzung, falls sie angewandt wird, so sein, daß die Niederfrequenzanhebung nicht auftritt, bis die Steuerspannung groß genug ist, um das Vorhandensein eines Signals mit steilen Anstieg bei hohen Frequenzen anzuzeigen. Die Anhebung nimmt dann allmählich mit einem wachsenden Eingangsanstieg zu, wie dies in Fig. 3 angedeutet ist

Fig. 5 zeigt den komplementären Demodulationsaufbau, bei dem das Stufengrößen-Steuersignal von einem anpassungsfähigen Differential-Digital/Analog-Umsetzer (18), beispielsweise einem Digital/Analog-Umsetzer eines Delta-Modulationssystems mit fortlaufend veränderlicher Steigung, über eine Aufbereitungsstufe (16) an die Stufe mit frequenzabhängiger, variabler Kennlinie gelegt wird.

Bei der Ausführungsform von Fig. 4 wird eine positive Rückkopplung durch das Steuersignal geliefert, das vom Analog/Digital-Umsetzer hergeleitet wird, um den Niederfrequenzpegel jenes Signals zu regeln, das dem Analog/Digital-Umsetzer zugeführt wird. Die Rückkopplungsschleifen-Verstärkung muß folglich so ausgelegt sein, daß sie nicht unstabil wird. Weiters müssen der Betrag der Anhebung und der Frequenzbereich, über den sie angewandt wird, so begrenzt sein, daß das Steuersignal den Schwellwert nicht erreicht, oder den Sinn des Systems durch ein Anheben der Schrittgröße (und folglich des Rauschens) zunichte macht.

Bei den in der Folge beschriebenen Ausführungsformen sind Einrichtungen vorgesehen, um ein Hochfrequenzrauschen zusätzlich zum niederfrequenten Rauschen herabzusetzen. Die Ausführungsformen von Fig. 6 und 7 entsprechen im allgemeinen den Ausführungsformen von Fig. 1 und 2, doch weisen sie Einrichtungen auf, um ein Hochfrequenzrauschen herabzusetzen. Die Ausführungsformen von Fig. 8 und 9 entsprechen gleicherweise den Ausführungsformen von Fig. 3 bzw. 4.

Nunmehr wird auf Fig. 6 und 7 Bezug genommen, in denen Ausführungsformen eines Kodierers bzw. Dekodierers dargestellt sind, bei denen komplementäre Stufen (20) und (22) mit frequenzabhängiger, variabler Kennlinie vorgesehen sind, die im hochfrequenten Bereich des Tonfrequenzspektrums arbeiten. Einzelheiten der Stufen (20) und (22) mit komplementärer, veränderlicher Kennlinie sind in der allgemeinen Beschreibung von Fig. 6 bis 9 dargelegt. Bei der Kodierer-Ausführungsform von Fig. 6 und der Dekodierer-Ausführungsform von Fig. 7 werden einzelne Steuersignale für die hochfrequente und niederfrequente Stufe (4, 10, 20, 22) mit variabler Kennlinie von den entsprechenden Eingangs- und Ausgangssignalen über eine Aufbereitungsstufe (6) hergeleitet. Wie in Fig. 1 und 2 weist jede Aufbereitungsstufe (6) typisch ein Hochpaß- und Bewertungsfilter auf, so daß das Steuersignal nur den hochfrequenten Signalanteilen entspricht Weiters enthält sie typisch eine Gleichrichter- und Glättstufe, die eine geeignete Zeitkonstante besitzt so daß eine Steuergleichspannung entsteht die im wesentlichen der Hüllkurve der Hochfrequenzanteile folgt Der Eingang zur Aufbereitungsstufe (6) kann auch am Außgang der Stufe (20) oder am Eingang der Stufe (22) abgegriffen werden.

Anstatt ein einziges Steuersignal für die Stufen (4) und (20) herzuleiten, können andererseits auch getrennte Steuersignale abgeleitet werden, wobei man unabhängige Aufbereitungsstufen verwendet. Dies kann bei kritischen Anwendungen wünschenswert sein, um die Arbeitsweise der hochfrequenten und niederfrequenten Stufe -5-

Nr. 389962 mit variabler Kennlinie zu optimieren.

In Fig. 8 und 9 sind zusätzliche Kodierer- bzw. Dekodierer-Ausführungsformen dargestellt, die im allgemeinen gleich wie die Ausführungsformen von Fig. 6 und 7 aufgebaut sind, nur daß das Steuersignal (oder Signale, wenn unabhängige Aufbereitungsstufen verwendet werden) für die verschiedenen Hochfrequenz- und Niederfrequenzstufen mit variabler Kennlinie von den Umsetzern (2) und (12) über eine Aufbereitungsstufe (16) so hergeleitet wird, wie dies bei den Ausführungsformen von Fig. 3 und 4 der Fall war.

Bei den Ausführungsformen von Fig. 6-9 kann die Reihenfolge, in der die hochfrequente und niederfrequente Stufe mit variabler Kennlinie die Analogsignale aufbereitet, umgekehrt werden, ohne die Arbeitsweise des Systems zu beeinflussen, da die Stufen in unabhängigen, sich im wesentlichen nicht überlappenden Bereichen des Tonfrequenzspektrums arbeiten. Weiters ist es möglich, das Signal sowohl mit der hochfrequenten als auch der niederfrequenten Stufe im wesentlichen an der gleichen Stelle im Signalpfad aufzubereiten, wie dies später im Zusammenhang mit einer praktischen Ausführungsform erläutert wird.

Die Stufe mit frequenzabhängiger, variabler Kennlinie, die bei hohen Frequenzen (Block (20) in Fig. 6 und 8) arbeitet, und die komplementäre Stufe (Block (22) in Fig. 7 und 9) liefern vorzugsweise eine variable Vorverzerrung bei den Kodierer-Ausführungsformen (Fig. 6 und 8) sowie komplementäre variable Entzerrungen bei den Dekodierer-Ausführungsformen (Fig. 7 und 9).

Ein herkömmlich aufgebauter Lösungsversuch bei anpassungsfähigen Digitalsystemen, bei denen es sich, wie oben erwähnt, tatsächlich um digitale Kompander handelt, besteht darin, Entzerremetzweike mit fester Kennlinie (Vorverzerrung und Entzerrung) zu liefern, um das Spektrum des Quantisierungsrauschens in der Hoffnung zu verändern, daß das Rauschen in dem am stärksten hörbaren Bereich des Spektruns (üblicherweise bei hohen Frequenzen) auch dann unhörbar bleibt, wenn es auf seinen höchsten Pegel angestiegen ist, als Ergebnis einer Anpassung an ein Signal bei einer Frequenz, die dieses am stärksten hörbare Rauschen nicht maskiert. Unglücklicherweise handelt es sich dabei meistens um eine vage Hoffnung, wobei die vorverzerrten Digitalkompander üblicherweise bei einem kritischen Musikmaterial ein hörbares Rauschen liefern.

Die zulässige Kennlinie eines Entzerremetzwerks stellt einen Kompromiß zwischen zwei nicht zu vereinbarenden Forderungen dar. Am Ausgang des Digital/Analog-Umsetzers ist es wünschenswert, eine hohe Dämpfung bei jenen Frequenzen einzuführen, bei denen das Rauschen oder der Fehler am meisten hörbar sind. Der Eingang des Analog/Digital-Umsetzers erfordert dann das inverse Netzwerk, das bei diesen Frequenzen einen großen Verstärkungsfaktor liefert. Dieser Verstärkungsfaktor erhöht aber die Möglichkeit einer Systemüberlast und vermindert dadurch den tatsächlichen Aussteuerbereich des Systems für breitbandige Signale. Anders ausgedrückt: Feste Vorverzerrungen- und entzerrungen erhöhen nicht notwendigerweise den Aussteuerbereich.

Die Netzwerke (20) und (22) mit frequenzabhängiger, variabler Kennlinie mit oder ohne zugehörendem Verstärkungsfaktor ändern die Form ihrer Kennlinie in Abhängigkeit vom Steuersignal. Sie können als eine anpassungsfähige Vorverzerrung- und -entzemmg zusammen mit dem Analog/Digital-Umsetzer und Digital/Analog-Umsetzer betrachtet werden, wodurch das am meisten hörbare hochfrequente Rauschen vom Entzerremetzwerk herabgesetzt wird, wann immer Eingangssignalamplituden zu keiner Systemüberlast führen. Wenn die Überlast auftreten würde, sind die Netzwerke so aufgebaut, daß sie ein Anheben von vorherrschenden Spektralanteilen vermeiden, während eine Rauschunterdrückung zurückbleibt, wo ein Rauschen beim Vorhandensein dieser Spektralteile hörbar sein kann. Ein derartiges System gestattet eine stärkere Anhebung und Absenkung beim Auftreten von vorherrschenden Signalen bei Frequenzen, bei denen das Rauschen kein Problem darstellt, und kann daher eine Rauschmodulaüon unhörbar machen.

Bandspaltende sowie Gleitband-Analogkompander, wie sie beschrieben wurden, stellen selbstverständlich Beispiele einer anpassungsfähigen Vorzerrung- und Entzerrung dar. Zusätzlich zu Netzwerken mit einer frequenzabhängigen, variablen Kennlinie (d. h. anpassungsfähigen Kennlinie) weisen sie normalerweise ihre eigenen Schaltkreise auf, um die Amplitude und das Spektrum der Tonsignale zu messen, um die variable Kennlinie oder Anpassung in Betrieb zu setzen. Die Aufbereitungsstufen (6) (Fig. 6 und 7) sowie (16) (Fig. 8 und 9) können derartige Schaltkreise mit passenden Änderungen im Frequenzgang aufweisen, falls dies erwünscht ist.

Bei anpassungsfähigen Digitalsystemen, die eine variable Zahlenbereichsänderung verwenden, enthält der Analog/Digital-Umsetzer ein Steuersignal oder einen Maßstabfaktor, die üblicherweise digital hergelcilct und im Digital/Analog-Umsetzer (beispielsweise die Ausführungsformen von Fig. 8 und 9) umgewandclt werden müssen. Das Steuersignal kann für die Steuerung von Netzwerken mit anpassungsfähiger Kennlinie verwendet werden, wobei es als digital hergeleitete Messung des Tonsignals, das ursprünglich im Analog/Digital-Umsetzer erzeugt wurde, angesehen und mit jedem gewünschten Genauigkeitsgrad im Digital/Analog:Umsetzer wiedergewonnen werden kann. Damit ist eines der Hauptprobleme bei einem Analogkompander beseitigt, das darin besteht, daß die Signalmessung am Sende- und Empfangsende ident gemacht wird. Ein genauer "Nachlauf zwischen der variablen Vorverzerrung- und Entzerrung kann damit leichter erreicht weiden.

In der Praxis bestehen die Netzwerke (20) und (22) mit frequenzabhängiger, variabler Kennlinie aus Stufen mit frequenzabhängiger, variabler Verstärkung, beispielsweise aus Festband- oder Gleitbandkompressoren und Expandern (Kompandersystemen), die bei hohen Frequenzen arbeiten, wie dies erwähnt wurde.

Bei herkömmlichen Analogkompandern hängt die Hörbarkeit der Rauschmodulation vom Kompressionsverhältnis ab. Je höher das Verhältnis, umso größer ist die Signalamplitude bevor der Rauschpegel -6-

Nr. 389962 hörbar wird. Unglücklicherweise führt ein hohes Kompressions- und damit Expansionsverhältnis zu Nachlauffehlem, da zwischen den Signalmessungen am Kompander und am Expander Widersprüche bestehen, wobei praktische Analogkompander üblicherweise Verhältnisse im Bereich von 1,5 bis 3 besitzen. Die Genauigkeit, mit der das digital hergeleitete Steuersignal wieder umgewandelt werden kann, erlaubt die Verwendung von etwas höheren Verhältnissen bei den Ausführungsformen von Fig. 8 und 9. Die Vereinigung einer anpassungsfähigen Vorverzerrung und des Maßstabfaktors innerhalb des Analog/Digital-Umsetzers kann als ein ausgangsgesteuerter Kompressor betrachtet werden, dessen Kompressionsverhältnis von den Steuerkennlinien des variablen Netzwerks und den Eingangs/Ausgangs-Kennlinien der digitalen Messung abhängt. Wenn man das letzte kennt, ist es möglich, das erste herzuleiten, das erforderlich ist, um ein gegebenes, erforderliches Kompressionsverhältnis zu liefern.

Nunmehr wird auf Fig. 10 und 11 Bezug genommen, in denen speziellere Ausführungsformen da- Aufbauten von Fig. 8 bzw. 9 dargestellt sind. Bei diesen Ausführungsformen wird ein relativ einfaches, Kodier/Dekodier-Tonsystem verwendet: Die bekannten Vorteile der anpassungsfähigen Delta-Modulation werden einschließlich ihres einfachen Aufbaus beibehalten, während weiters der Aussteuerbereich des Systems vergrößert wird, ohne daß Nebenwirkungen, beispielsweise eine Rauschmodulation, eingeführt wird. Das System ist besonders bei beschränktem Datenfluß geeignet, wo ein großer Aussteuerbereich und ein hoher Rauschabstand erwünscht sind.

Verschiedene Delta-Modulationsarten sind im Artikel "Delta Modulation" von H.R. Schinler, "IEEE Spectrum", Band 7, Seite 69-78, Oktober 1970, beschrieben. Der Artikel enthält eine Erörterung der anpassungsfähigen Delta-Modulation und besitzt weiters eine ausführliche Literaturangabe. Ein anpassungsfähiges Delta-Modulationsystem ist weiters in "High Performance Digital Audio Systems", von Robert I. Masta, "Electronic Products", Seite 66, 20. April 1982, beschrieben. Weiters sind anpassungsfähige Delta-Modulationssysteme in den US-PS 4,190.801; 4,254.502; 4,305.050 und 4,313.204 geoffenbart Auf die erwähnten US-PS 4,254.502 und 4,313.204 wird hier in ihrer Gesamtheit Bezug genommen.

Bei den Analog/Digital- und Digital/Analog-Umsetzem (24) und (26) handelt es sich um Delta-Modulationsumsetzer mit anpassungsfähiger, fortlaufend veränderlicher Steigung. Derartige Vorrichtungen sind bekannt. Um hörbares Rauschen weiter zu vermindern, ist im Analog/Digital-Umsetzer (24) eine Fehler-Rückkopplung eingebaut. Derartige Verfahren sind ebenfalls bekannt. Dabei sei beispielsweise auf die US-PS 2,927.962; 4,313.204 sowie auf "Reduction of Quantizing Noisy by Use of Feedback", von Spang und Schultheiss, "IRE Trans. Commun. Syst.", Band CS-10, Seite 373-380, Dezember 1962, verwiesen. Ein Hochfrequenz-Gleitbandkompressor (28) und ein komplementärer Gleitbandexpander (30) werden jeweils von ihrem zugehörenden Umsetzer gesteuert und liefert die hochfrequente Rauschunterdrückung.

Der Betrag der Rauschunterdrückung, die vom Gleitbandsystem geliefert wird, sowie das Frequenzspektrum, in dem sie wirksam ist, können so gewählt werden, daß sie sich an das Rauschspektrum anpassen, das auch dann zurückbleibt, wenn eine Fehlerrückkopplung verwendet wird. Wenn beispielsweise die Taktfrequenz nicht genügend hoch ist, bleibt ein beträchtliches Rauschen bei sehr hohen Tonfrequenzen bestehen, auch wenn eine Fehlerrückkopplungskorrektur verwendet wird. Wenn man das Gleitband-Rauschunterdrückungssystem so aufbaut, daß es in diesem Bereich des Tonfrequenzspektrums arbeitet, wird die Vereinigung der beiden Ergebnisse zu einer Verminderung des Rauschens über das hochfrequente Tonfrequenzspektrum führen, während bei Taktfrequenzen gearbeitet wird, die andererseits für einen qualitativ hochwertigen Klang unannehmbar sind. Die Vereinigung dieses Aufbaus mit einer variablen Niederfrequenzanhebung (32) und einer komplementären variablen Niederfrequenzabsenkung (34), die so ausgelegt sind, daß sie irgendein zurückbleibendes niederfrequentes Rauschen herabsetzen, führen im wesentlichen zu einer Verminderung des gesamten Rauschens über das Tonfrequenzspektrum,

Die Gleitbandvorrichtungen können verschiedene Formen annehmen, wie dies im oben erwähnten Stand der Technik ausgeführt wurde. Bei dieser Ausführungsform sind diese Vorrichtungen Abarten der bekannten Gleitbandvorrichtungen, die als B-Kompressoren und Expander bekannt sind, von denen eine in der US-PS Re 28.426 beschrieben ist. Bei dieser Anwendung ist kein Steuerkreis erforderlich, da das Steuersignal von den Umsetzern (24) und (26) hergeleitet wird. Zusätzlich sind diese Vorrichtungen erforderlich, um nur bei hohen Frequenzen zu arbeiten, da die niederfrequente Rauschunterdrückung vom niederfrequenten variablen Anhebungsund Absenkaufbau erreicht wird, und das Rauschspektrum bei diesem Delta-Modulationssystem vorwiegend hochfrequenter Art ist, wenn die verwendete Fehlerrückkopplungskorrektur das Rauschspektrum nicht vollständig aus dem verwendbaren Tonfrequenzband verschiebt, da eine relativ niedrige Taktfrequenz Verwendung findet. Wie erwähnt, ist es erwünscht, daß das Kompandersystem nicht bei niedrigen Frequenzen arbeitet, da eine derartige Anordnung die unmaskierten Änderungen im niederfrequenten Rauschen beim Vorhandensein von hochfrequenten Signalen anhebt. Die Frequenzbänder, in denen die hochfrequente Rauschunterdrückung und die niederfrequente Anhebung/Absenkung erfolgen, sollen sich daher gegenseitig ausschließen.

Nunmehr wird auf Fig. 10 Bezug genommen, wobei ein einfaches Tiefpaßfilter (36) am Systemeingang das Toneingangssignal begrenzt. Im Gegensatz zu herkömmlichen Impulskodemodulationssystemen mit niedrigen Abtastfrequenzen sind keine komplizierten anti-Umfaltfilter (anti-aliasing Filter) erforderlich. Ein ähnliches Tiefpaßfilter (38) wird hinter dem Digital/Analog-Umsetzer (26) (Fig. 11) eingesetzt. Der Gleitbandkompressor (28) ist ein Kompressor ähnlich jenem, der in der GB-PS 2,097.114 beschrieben ist Der Hauptpfad enthält eine Formerstufe (40) mit fester, pegelunabhängiger Kennlinie gemäß Fig. 14, die die Übertragung von -7-

Nr. 389962 hochpegeligen, hochfrequenten Signalen zuläßt.

Der Zusatzpfad enthält ein spannungsgesteuertes Hochpaßfilter (42). Im Ruhezustand beträgt dessen Grenzfrequenz etwa 1 kHz. Dieses steuerbare Filter wirkt wie ein Kompressor mit einem Kompressionsverhältnis, das von der Form der Filter/Steuer-Kennlinie abhängt, wobei diese Kompression oberhalb eines Schwellwertpegels auftritt, der von der Rückkopplungsschleifen-Verstärkung des Steuersystems abhängt. Der Verstärkungsfaktor vor der Summation mit dem Hauptpfad beträgt 14 dB, was eine Ruhe-Vorverzerrung ergibt, die mit 6 dB/Oktav von etwa 2 kHz bis etwa 10 kHz ansteigt. Oberhalb eines Schwellenwertes des Steuersignals bewegt sich diese Vorverzerrung in ihrer Frequenz als ansteigende Funktion eines Steuersignals nach oben, das vom Bit-Strom hergeleitet wird. Eine Überschwingunterdrückung (44) (beschrieben in der US-PS Re 28.426) verhindert eine Einschwingverzerrung im Analog/Digital-Umsetzer. Der Haupt- und Zusatzpfad werden in einer Vereinigungsstufe (46) summiert.

Das aufbereitete Tonsignal wird vom Gleitbandkompressor (28) über ein Summationsstufe (48) an einen Vergleicher (50) gelegt. Am anderen Eingang liegt das Tonsignal, das vom Ausgang des digitalen Bit-Stroms wiedergegeben wurde. Der Ausgang des Vergleichers wird mit der Taktfrequenz vom Flip-Flop (52) abgetastet, um den Ausgangs-Bit-Strom zu erhalten. Der Ausgangs-Bit-Strom steuert die Polarität der Integration (Block (54)), so daß das wiedergegebene Tonsignal dem Eingangstonsignal folgt. Die Anpassungsalgorithmusstufe (56) verwendet den Bit-Strom, um eine analoge Steuerspannung zu erzeugen die integriert wird (Block (54)), um das Tonsignal aufzubauen. Das Steuersignal wird auch dazu verwendet, um das analoge Rauschunterdrückungssystem zu steuern.

Der Fehler, der bei diesem Umsetzvorgang gemacht wurde, tritt am Eingang des Vergleichers auf. Das Fehlersignal wird über eine Fehler-Rückkopplungsschleife (56) abgegriffen, die ein Tiefpaßfilter (58) besitzt, und mit dem aufbereiteten Tonsignal vereinigt. Dieses Verfahren verschiebt das Spektrum des Fehlers in seiner Frequenz nach oben. Mit einer ausreichend hohen Abtastfrequenz ist oberhalb der oberen Grenze des Tonfrequenzbereichs und unterhalb der Taktfrequenz genügend Platz, in den das Fehlerspektrum geschoben werden kann. Damit kann ein Großteil des Quantisierungsrauschens aus dem Hörbereich geschoben werden, wobei viel weniger hörbares Rauschen zurückbleibt, als es üblicherweise bei herkömmlichen Delta-Modulationssystemen anzutreffen ist. Wenn eine niedrigere Abtastfrequenz verwendet wird, besteht ein sehr hochfrequentes Restrauschen, wie dies erwähnt wurde.

Der Basisausgangs-Bit-Strom wird dann so aufbereitet, wie er für die Anwendung auf das Übertragungsmedium eindeutig erforderlich ist

Nunmehr wird auf Fig. 11 Bezug genommen, in der Einzelheiten des Dekodierers dargesellt sind, der dem Kodierer von Fig. 10 komplementär ist. Das Signal vom Übeitragungsmedium wird so aufbereitet, wie dies erforderlich ist, um den Basiseingangs-Bit-Strom zu liefern. Die Aufbereitungsstufe enthält eine Einrichtung, um ein Taktsignal herzuleiten. Derartige Verfahren sind in der Technik bekannt

Der Digital/Analog-Umsetzer (26) ist ein apassungsfähiger Delta-Demodulator, der mit einem Teil des Analog/Digital-Umsetzers (24) ident ist. Der Vergleicher (50) und der Fehlerrückkopplungskreis (56) sind beim Demodulator nicht erforderlich. Die Blöcke (54), (55) und (56) sind in beiden Umsetzern gleich. Der Tonausgang des Integratorausgangs läuft über ein zweipoliges Tiefpaßfilter zum komplementären Gleitbandexpander (30). Dieser ist ebenfalls zweiwegig aufgebaut wobei der Hauptpfad eine Formerstufe (40*) mit einer pegelunäbhängigen Kennlinie (invers zu Fig. 14) besitzt und der Zusatzpfad eine Gegenkopplung vom Ausgang zu einer summierenden Vereinigungsstufe (46) am Eingag über ein steuerbares Hochpaßfilter (42) und eine Überschwingunterdrückerstufe (44) liefert Das Filter (42) wird vom Steuersignal gesteuert das vom Bit-Strom im Digital/Analog-Umsetzer stammt, wobei das Ergebnis eine Kennlinie liefert die zur Kennlinie der kodierenden Rauschunterdrückungsstufe komplementär ist

Die Aussagen, die in Zusammenhang mit der Beschreibung der Ausführungsformen von Fig. 6-9 getroffen wurden und die relative Anordnung der hochfrequenten und niederfrequenten Stufe mit variabler Kennlinie betreffen, gelten auch für die steuerbare Niederfrequenzanhebstufe (32) und den Gleitwandkompressor (28) von Fig. 10 sowie für die steuerbare Niederfrequenzabsenkstufe (34) und den Gleitbandexpander (30) von Fig. 11. Das bedeutet, daß die Reihenfolge, in der die Schaltkreise die Analogsignale aufbereiten, das Ergebnis nicht beeinflußt da die Schaltkreise in getrennten, sich im wesentlichen nicht überlappenden Frequenzbändern arbeiten. Da dies der Fall ist, kann der Aufbau vereinfacht werden, so daß die variable Niederfrequenzanhebungs- und Absenkstufe im Gleitbandkompressor bzw. Expander weitere Seitenpfade bilden, wie dies Fig. 12 und 13 zeigt. Das Ergebnis ist äquivalent einer Vorrichtung, die außerhalb des Expanders und Kompressors von Fig. 10 und 11 liegt

Nunmehr wird auf Fig. 12 Bezug genommen. Die Niederfrequenzanhebungsstufe wird von einem Gegenkopplungskreis gebildet, der einen Inverter (60) sowie einen Block (62) aufweist, der ein gesteuertes Tiefpaßfilter und einen Verstärker besitzt, der einen festen Verstärkungsfaktor liefert. Das Steuersignal für das gesteuerte Tiefpaßfilter kann das gleiche analoge Steuersignal des Analog/Digital-Umsetzers (24) sein, das am gesteuerten Hochpaßfilter (42) liegt.

In Fig. 13 wird die variable Niederfrequenzabsenkstufe von einem Mitkopplungskreis gebildet, der die gleichen Bauteile wie der Block (62) von Fig. 12 aufweist.

Fig. 14 zeigt eine Frequenzkennlinie des Kennlinien-Entzerremetzwerks (40), das in den Kodierern von -8-

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Fig. 10 und 12 verwendet wird. Diese Kennlinie ist fest und pegelunabhängig. Die komplementäre Kennlinie wird im Netzwerk (40') der Dekodierer von Fig. 11 und 13 verwendet

Praktische Ausführungsformen der Anordnung von Fig. 12 und 13 sind in den Schaltbildern von Fig. 15 und 16 dargestellt. Die Schaltkreise werden in einem Delta-Modulationssystem mit fortlaufend veränderlicher Steigung verwendet, wie es beispielsweise im Zusammenhang mit den Ausführungsformen von Fig. 10 und 11 (z. B. Block (24) von Fig. 10 und Block (30) von Fig. 11) beschrieben wurde. Die Steuerspannung vom Delta-Modulator wird für die Ansteuerung eines einzigen stromgesteuerten Widerstands verwendet, der sowohl eine Gleitband-Hochfrequenzanhebung als auch eine steuerbare Niederfrequenzanhebung liefert Wie später noch gezeigt wird, besteht in diesem Fall die Niederfrequenzanhebung tatsächlich aus einer verminderten Niederfiequenzabsenkung, wobei die Hochfrequenzanhebung der Hochfrequenzentzerrung überlagert wird, die das Netzwerk (40) liefert.

Fig. 17 zeigt eine repräsentative Schar von Frequenzkennlinien für allmählich zunehmende Werte der Steuerspannung (die dem wachsenden Eingangssignalanstieg proportional ist). Die Pfeile in Fig. 17 zeigen die Richtung der ansteigenden Steuersignalspannung an. In Fig. 16 ist der komplementäre Dekoder dargestellt, bei dem die Steuerspannung vom Delta-Demodulator auch einen einzigen stromgesteuerten Widerstand steuert, der im Falle des Dekoders eine Gleitband-Hochfrequenzabsenkung sowie eine steuerbare Niederfiequenzabsenkung liefert. Die Dekoderkennlinien sind den Kennlinien von Fig. 17 komplementär. Beim Kodierer und Dekodierer ist es möglich, den gleichen stromgesteuerten Wiederstand sowohl für die Hochfrequenzgleitbandfunktion als auch die steuerbare Niederfequenzkennlinienfunktion zu verwenden, da die Funktionen in getrennten Frequenzbändern aufireten, wie dies später erläutert wird.

Nunmehr wird auf die Einzelheiten von Fig. 15 Bezug genommen. Das Toneingangssignal wird an ein zweipoliges Tiefpaß-Eingangsfilter gelegt, daß eine Grenzfrequenz von etwa 16 kHz besitzt. Das Filter wird von einem Operationsverstärker (1/2 IC101) mit den zugeordneten Widerständen und Kondensatoren (C101, C102, C103, R101, R102 und R103) gebildet. Der Filterausgang wird an den Hauptpfad gelegt, in dem daß Antisättigungsnetzwerk angeordnet ist, das von (R104, R106 und C104) gebildet wird. Diese Bauteilekombination bildet ein Tiefpaßfilter mit einer Eckfrequenz von etwa 6 kHz. Der Ausgang des Antisättigungsnetzwerks wird an eine Additons/Inverter-Stufe (Operationsverstärker (1/2 IC102)) gelegt. Der Eingangsfilterausgang liegt gleichfalls an einem Kondensator (C109), der zusammen mit dem stromgesteuerten Widerstand (1/2 IC103) ein variables Hochpaßfüter bildet. Der stromgesteuerte Widerstand wird von einem Signal gesteuert, das im Delta-Modulator mit fortlaufend variabler Steigung aufbereitet wird und am Steuerkodiereingang anliegt. Die Aufbereitung enthält eine Spitzenhalte- und Schwellwertstufe, die den Operationsverstärker (1/2 EC101), die Dioden (D101, D102), die Widerstände (R110 und R112), sowie die Bezugsspannnung enthält, die über den Widerstand (Rill) anliegt ein Tiefpaßfilter, das eine Eckfrequenz von etwa 700 Hz besitzt, wird von (R120, R121 und C110) gebildet und liefert einen Rückkopplungspfad vom Ausgang der Additions/lnverter-Stufe (1/2 IC 102) zum Eingang des Operationsverstärkers (1/2IC102). Der Kondensator (C108) besitzt bei den betroffenen Tonfrequenzen ein Null-Impedanz. Damit wirkt das Tiefpaßfilter mit dem gesteuerten Widerstand so, daß es ein variables Dämpfungsglied bildet, in dem der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers (1/2 IC102) geregelt wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers (1/2 IC102) wird an den Additions/Inverter-Eingang gelegt, um einen Vorwärtsregelkreis zu schaffen, der das variable Hochpaßfilter besitzt, und einen Rückkopplungskreis zu bilden, der ein Dämpfungsglied enthält. Die Dioden (D103, D104) liefern eine Überschwingunterdrückung.

Die Wirkungsweise des Dämpfungsglieds kann wie folgt aufgegliedert weiden. Wenn der Widerstandswert des variablen Widerstands unendlich groß ist (wenn sein Steuerstrom gleich null wird), kann oberhalb der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters der Gegenkopplungskreis vernachlässigt werden, während unterhalb der Grenzfrequenz der Regelkreis einen endlichen Verstärkungsfaktor besitzt. Für die hier gezeigten Bauteilwerte erhält man eine Dämpfung mit etwa 6 dB für Signale innerhalb des Durchlaßbereichs des Tiefpaßfilters. Wenn der Widerstandswert des geregelten Widerstandes in seinem Wert sinkt (wenn das Steuersignal ansteigt), wird die Gegenkopplung herabgesetzt, wodurch die Dämpfung sinkt und der Verstärkungsfaktor des Regelkreises ansteigt. Bei sehr niedrigen Widerstandswerten des gesteuerten Widerstands wird sich die Niederfrequenz-Gesamtkennlinie des Hauptpfads und der Seitenpfade einschließlich des Rückkopplungs- und Gegenkopplungsregelkreises der flachen Kennlinie nähern. Dieser Aufbau ist einer Niederfrequenzanhebung in Vereinigung mit einer Niederfrequenzabsenkung mit fester Kennlinie äquivalent. Wenn man die Kennlinien von Fig. 17 betrachtet, so erkennt man das Absinken der Niederfrequenzabsenkung, wenn das Steuersignal ansteigt. Der Hochfrequenz-Vorwärtsregelpfad leistet keinen Beitrag zum Signalausgang in jenem Frequenzband, in dem der Gegenkopplungspfad arbeitet. Der Hochfrequenzpfad stellt eine heikömliche hochfrequente Gleitbandkennlinie dar, was zu einer Hochfrequenzgesamtkennlinie des Hauptpfads und der Seitenpfade führt, die eine Absenkung der Hochfrequenzanhebung liefert, wenn das Steuersignal ansteigt. Die Gesamtkennlinie fällt oberhalb eines flachen Kennlinienteils bei hohen Frequenzen infolge der Auswirkung des Antisättigungsnetzwerks ab.

Fig. 17 zeigt allgemein die gewünschte zusammengesetzte Gesamtkennlinie der Niederfrequenzanhebung und der Hochfrequenzvorverzerrung, die erforderlich sind, um das Rauschen über das gesamte Tonfrequenzspektrum in einem digitalen System auf ein Minimum zu bringen, das oben beschrieben wurde. Wenn der hochpegelige Hochfrequenzanteil des Tonfrequenzsignals ansteigt, wird die Hochfrequenzvorverzerrung herabgesetzt, während -9-

Nr. 389962 gleichzeitig die Niederfrequenzanhebung zunimmt. ' In Fig. 16 ist der Schaltkreis dargestellt, der in einem Dekodierer verwendet werden kann und zum Schaltkreis von Fig. 15 komplementär ist. Der allgemeine Aufbau beruht auf der Ausführungsform von Fig. 13, wo beispielsweise die komplementäre Stufe mit steuerbarer Niederfrequenzabsenkung von einem Vorwärtsregelkreis gebildet wird, während die komplementäre variable Hochfrequenzentzeirung mit einem Gegenkopplungskreis erzielt wird. Die Arbeitsweise des Schaltkreises ist jener von Fig. 15 analog. Die Steuerspannung des Delta-Demodulators wir für die Ansteuerung eines einzigen stromgesteuerten Widerstands verwendet, der sowohl eine Gleitband-Hochfrequenzabsenkung als auch eine steuerbare Niederfrequenzabsenkung liefert. Wie später noch gezeigt wird, besteht in diesem Fall die Niederfrequenzabsenkung tatsächlich aus einer absenkenden Niederfrequenzanhebung, wobei die Hochfrequenzabsenkung der Hochfrequenzvarverzerrung überlagert ist, die das Netzwerk (40’) liefert.

Nunmehr wird auf die Einzelheiten von Fig. 16 Bezug genommen. Das analoge Eingangssignal vom Delta-Demodulator wird an dem Hauptpfad am Eingang von (1/2IC202) gelegt, um den das Antsättigungsnetzwerk angeordnet ist, das aus (R204, R206 und C204) besteht und als Rückkopplungskreis arbeitet, um einen dem Netzwerk von Fig. 15 komplementären Frequenzgang zu erhalten. Diese Kombination eines Rückkopplungskreises rund um den Operationsverstärker bildet eine Hochfrequenzvorverzerrung, die mit 6 dB/Oktav oberhalb etwa 6 kHz ansteigt. Der Additions/Inverter-Ausgang liegt an einem Tiefpaßfilter, das eine Grenzfrequenz von etwa 16 kHz besitzt, d. h. dem Operationsverstärker (1/2IC201) und den zugeordneten Widerständen und Kondensatoren (C201, R202, R203, C202 und C203). Der Additions/Inverter-Ausgang wird auch an den Kondensator (C209) gelegt, der zusammen mit dem stromgesteuerten Widerstand (1/2IC203) ein Hochpaßfilter in einem Gegenkopplungskreis bildet Da stromgesteuerte Widerstand wird mit einem Signal gesteuert, das vom Delta-Demodulator mit fortlaufend veränderbarer Steilheit aufbereitet wird und am Steuerdekodiereingang anliegt. Die Aufbereitung weist eine Spitzenhalte- und Schwellwertstufe auf, die den Operationsverstärker (1/2 IC201), die Dioden (D201, D202), die Widerstände (R210 und R212), sowie die Bezugsspannung enthält, die über den Widerstand (R211) anliegt. Ein Tiefpaßfilter, das eine Eckfrequenz von etwa 700 Hz besitzt und von (R220, R221 und C210) gebildet wird, enpfängt ebenfalls das analoge Eingangssignal und stellt einen Teil eines Vorwärtsregelkreises zum Eingang des Operationsverstärkers (1/2 IC202) dar. Der Kondensator (C208) besitzt bei den betreffenden Tonfrequenzen eine Null-Impedanz. Damit arbeitet das Tiefpaßfilter mit dem gesteuerten Widerstand so, daß es ein Dämpfungsglied bildet, um den Verstärkungsfaktor des Regelkreises zu steuern, der den Operationsverstärker (1/2IC202) aufweist. Damit arbeitet der Vorwärtsregelkreis als steuerbare Anhebung. Der Ausgang des Operationsverstärkers (1/2IC202) wird an den Additions/Inverter-Eingang gelegt, um den Gegenkopplungskreis (steuerbare Entzerrung) zu vervollständigen, der das Hochpaßfilter besitzt, und den Vorwärtsregelkreis (steuerbare Anhebung) zu vervollständigen, der ein variables Dämpfungsglied enthält. Die Dioden (D203, D204) liefern eine Überschwingunterdrückung.

Der Betrieb des steuerbaren Anhebungs-Regelkreises kann wie folgt aufgegliedert werden. Wenn der Widerstandswert des variablen Widerstands unendlich groß ist (wenn sein Steuerstrom gleich null wird), kann oberhalb der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters der Rückkopplungskreis vernachlässigt werden, während unterhalb der Grenzfrequenz der Regelkreis einen gewissen endlichen Verstärkungsfaktor besitzt Für die hier gezeigten Bauteilwerte erhält man eine Anhebung um etwa 6 dB für Signale innerhalb des Durchlaßbereichs des Tiefpaßfilters. Wenn der Widerstandswert des geregelten Widerstandes in seinem Wert sinkt (wenn das Steuersignal ansteigt), wird die Rückkopplung herabgesetzt, wodurch die Dämpfung zunimmt und der Verstäikungsfaktor des Regelkreises sinkt Bei sehr niedrigen Widerstandswerten des gesteuerten Widerstands wird sich die Niederfrequenz-Gesamtkennlinie des Hauptpfads und der Seitenpfade einschließlich des Rückkopplungsund Gegenkopplungsregelkreises der flachen Kennlinie nähern. Dieser Aufbau ist einer variablen Niederfrequenzabsenkung in Vereinigung mit einer Niederfrequenzanhebung mit fester Kennlinie äquivalent. Wenn man die Kennlinien von Fig. 17 betrachtet, so erkennt man beim Schaltkreis von Fig. 15 das Absinken der Niederfrequenzabsenkung, wenn das Steuersignal ansteigt. In diesem Fall erhält man die komplementäre Kennlinie. Der Hochfrequenz-Gegenkopplungsregelpfad leistet keinen Beitrag zum Signalausgang in jenem Frequenzband, in dem der Rückkopplungspfad arbeitet. Der Hochfrequenzpfad stellt eine herkömmliche hochfrequente Gleitbandkennlinie dar, was zu einer Hochfrequenzgesamtkennlinie des Hauptpfads und der Seitenpfade führt, die eine Absenkung der Hochfrequenzverzerrung liefert, wenn das Steuersignal ansteigt. Die Gesamtkennlinie steigt oberhalb eines flachen Kennlinienteils bei hohen Frequenzen infolge der Auswirkung des Antisättigungsnetzwerks an.

Bei den verschiedenen Ausführungsformen, die hier beschrieben wurden, werden die digitalen Signale zwischen dem digitalen Kodierer und Dekodierer von einem Übertragungsmedium übertragen, das viele Formen annehmen kann. Beispielsweise können die digitalen Signale direkt an ein Aufreichen- und Wiedergabe-Medium (Magnetband, Platten usw.) oder an ein Sende- und Empfangssystem angelegt werden, um eine drahtgebundene oder drahtlose Übertragung durchzuführen usw. Weiters kann vor der Aufzeichnung oder da Übertragung eine weitere Modulation oder Kodierung erfolgen.

Obwohl die verschiedenen Ausführungsformen der Kodierer und Dekodierer für sich selbst verwendet werden können, können sie mit einem Übertragungsmedium vereinigt werden, um ein vollständiges Kodier/Dekodier- -10-

Claims (17)

1. Nr. 389962 System zu liefern. PATENTANSPRÜCHE 1. Tonfrequentes Analog/Digital-Umsetzsystem, an dessen Eingang analoge Tonfrequenzsignale angelegt werden, mit einem Analog/Digital-Wandler mit Differenzmodulation, dessen Quantisierungsstufen an eine vorgeschaltete frequenzabhängige Stufe angepaßt werden, gekennzeichnet durch eine frequenzabhängige Stufe (4, 6; 4,16) mit steuerbarer Kennlinie, deren Übertragungskennlinie steuerbar ist und somit ein variables Verstärkungsmaß besitzt, welches die Signale im unteren Bereich des Tonfrequenzspektrums relativ zum restlichen Bereich des Tonfrequenzspektrums anhebt, wobei der Betrag der Anhebung mit zunehmender Amplitude von Signalanteilen im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums ansteigt.
2. 2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der Anhebung bei zunehmender Steilheit der Signalanteile im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums ansteigt.
3. 3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der Anhebung im wesentlichen direkt proportional dem Anstieg des analogen Eingangs-Tonffequenzsignalanteils im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums ist
4. 4. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der Anhebung mit einem Steuersignal gesteuert wird, wobei die frequenzabhängige Stufe (4,6; 4,16) eine Hilfsschaltung (6; 16) aufweist, welche ein Steuersignal erzeugt, das von den analogen Eingangs-Tonfrequenzsignalen hergeleitet ist
5. 5. System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfsschaltung (6,16) ein Hochpaß· und Bewertungsfilter sowie einen Gleichrichter aufweist.
6. 6. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog/Digital-Wandler ein Quantisierungsstufengrößensignal erzeugt, wobei der Grad der Anhebung von der frequenzabhängigen Stufe (4,6; 4,16) mit einem Steuersignal gesteuert wird, das auf das Stufengrößensignal bezogen ist.
7. 7. System nach Anspruch 1,2, 3,4, 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die ffequenzabhängige Stufe (4, 6; 4, 16) einen Sch well wertpegel besitzt, so daß eine Anhebung erfolgt, wenn die Amplitude der Signalanteile im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums über dem Schwellwertpegel liegt, und keine Anhebung erfolgt, wenn die Amplitude der Signalkomponenten im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums unter dem Schwellwertpegel liegt.
8. 8. Tonfrequentes Digital/Analog-Umsetzsystem, an dessen Eingang digitale Tonfrequenzsignale angelegt werden, mit einem digital/Analog-Wandler mit Differenzmodulation, dessen Quantisierungsstufen an eine nachgeschaltete frequenzabhängige Stufe angepaßt sind, gekennzeichnet durch eine frequenzabhängige Stufe (10, 6; 10,16) mit steuerbarer Kennlinie, deren Übertragungskennlinie steuerbar ist und somit ein variables Verstärkungsmaß besitzt, welches Signale im unteren Bereich des Tonfrequenzspektrums relativ zum übrigen Bereich des Tonfrequenzspektrums absenkt, wobei der Betrag der Absenkung mit zunehmender Amplitude der Signalanteile im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums ansteigt.
9. 9. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der Absenkung zunimmt, wenn die Steilheit der Signalanteile im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums ansteigt.
10. 10. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Benag der Absenkung im wesentlichen direkt proportional dem Anstieg der Amplituden der Signalanteile im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums ist
11. 11. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der Absenkung mit einem Steuersignal gesteuert wird, wobei die frequenzabhängige Stufe (10,6; 10,16) eine Hilfsschaltung (6; 16) aufweist, welche ein Steuersignal erzeugt, das von den analogen Tonfrequenzsignalen hergeleitet ist -11- Nr. 389962
12. 12. System nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfsschaltung (6; 16) ein Hochpaß- und Bewertungsfilter sowie einen Gleichrichter aufweist.
13. 13. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Digital/Analog-Wandler ein Quantisierungsstufengrößensignal erzeugt und daß der Betrag der Anhebung von der frequenzabhängigen Stufe mit einem Steuersignal gesteuert wird, welches auf das Stufengrößensignal bezogen ist
14. 14. System nach Anspruch 8,9,10,11,12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzabhängige Stufe (10, 16) einen Schwellwertpegel besitzt, sodaß eine Absenkung erfolgt, wenn die Amplitude der Signalanteile im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums über dem Schwellwert liegt, und keine Absenkung erfolgt, wenn die Amplitude der Signalanteile im oberen Bereich des Tonfrequenzspektrums unterhalb des Schwellwertpegels liegt.
15. 15. Analog/Digital-Umsetzsystem nach Anspruch 1 in Kombination mit einem Digital/Analog-Umsetzsystem, um die analoge Form der Signale wiederherzustellen, die vom Analog/Digital-Umsetzsystem digitalisiert wurden und über ein Übertragungsmedium empfangen werden, wobei das Digital/Analog-Umsetzsystem einen anpassungsfähigen Differenz-Digital/Analog-Wandler aufweist, an dessen Eingang die digitalisierten Signale angelegt werden, gekennzeichnet durch eine weitere frequenzabhängige Einrichtung (10, 6; 10,16) mit steuerbarer Kennlinie, deren Übertragungskennlinie steuerbar ist und somit ein variables Verstärkungsmaß besitzt, wobei sich die Form der steuerbaren Übertragungskennlinie der frequenzabhängigen Stufe (10,6; 10,16) komplementär zur steuerbaren Übertragungskennlinie der dem Analog/Digital-Wandler (2; 14) vorgeschalteten frequenzabhängigen Stufe (4, 6; 4,16) ändert.
16. 16. System nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß sich die steuerbare Übertragungskennlinie der weiteren frequenzabhängigen Stufe (10,6; 10,16) in Abhängigkeit vom Analogsignal ändert.
17. 17. System nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Digital/Analog-Wandler ein Quantisierungsstufengrößensignal erzeugt und daß sich die steuerbare Übertragungskennlinie der weiteren frequenzabhängigen Stufe (10,6; 10,16) unter Steuerung durch ein auf das Stufengrößensignal bezogenes Signal ändert. Hiezu 8 Blatt Zeichnungen -12-