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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für ein digitales Übertragungssystem für Analogsignale, nämlich Analog/Digital-Umsetzer vor der digitalen Übertragung oder Digital/Ana- log-Umsetzer nach der digitalen Übertragung, wobei je ein A/D-Umsetzer und D/A-Umsetzer vor bzw. nach einer Übertragungsstrecke zusammen mit dieser ein digitales Übertragungssystem bilden, bei der der Umsetzer eine vom zu übertragenden bzw. übertragenen Signal gesteuerte
Steuerschaltung zur Steuerung eines Teils des Umsetzers aufweist.
Bei digitalen Tonsystemen ist es oft notwendig, einen breiteren Lautstärkeumfang vorzusehen, als man ihn bei der Verwendung von verfügbaren Übertragungs- und/oder Aufzeichnungsdaten und Fehlerdaten erreichen kann. Ein derartiger erweiterter Lautstärkeumfang kann durch die
Verwendung von Verfahren erreicht werden, durch die die Kennlinien der Analog/Digital-Umsetzer und der Digital/Analog-Umsetzer nicht fest sondern dem Programm angepasst sind. Bei einer
Art eines anpassungsfähigen, digitalen Tonsystems wurden logarithmische Kompandoren (oft auch als Breitbandkompandoren bezeichnet) verwendet, um den Lautstärkeumfang zu erweitern. Anderseits wurden auch digitale Verfahren vorgesehen, um die Anpassungsfunktion zu liefern, beispielsweise durch nichtlineare Quantisierungs- oder variable Teilsysteme.
Sowohl analoge als auch digitale Kompandierungsanordnungen leiden bei der Anwendung auf digitale Systeme möglicherweise an dem Nachteil, dass der Pegel des Quantisierungsfehlers variabel wird, während der Lautstärkeumfang (das Verhältnis des Signalmaximums zum Signal- minimum, das erreicht werden kann) ansteigt. Dies führt zu einer merklichen Modulation dieses
Fehlers (üblicherweise als Rauschen betrachtet) mit dem Signal. Bei analogen Kompandoren kann die hörbare Auswirkung dieser Modulation durch ein Bandspalt- oder Gleitbandverfahren vermindert werden, wodurch die Herabsetzung des Rauschabstands, der ein bestimmtes Signal begleitet, auf den gleichen Spektralbereich wie das Signal begrenzt wird, wobei die Rauschpegel in andern
Teilen des Spektrums unbeeinflusst bleiben. Mit dieser Vorrichtung wird der Anstieg im Rauschen überdeckt.
Beispiele für bandspaltende Analogkompandoren befinden sich in den US-PS Nr. 3, 846, 719,
Nr. 3, 903, 485 und im "Journal of the Audio Engineering Society", Band 14, Nr. 4. October 1967,
Seite 383-388. Analogkompandoren, die Gleitbandverfahren verwenden, sind in den US-PS Re 28, 426, Nr. 3, 757, 254, Nr. 4, 072, 914, Nr. 3, 934, 190 beschrieben.
Bei digitalen Kompandoren, die mit einer nichtlinearen Quantisierung oder einer variablen
Teilung verknüpft sind, wo die Programmanpassung im digitalen Bereich stattfindet, ist es üblicherweise unpraktisch, die Rauschmodulation durch eine Bandspaltung oder eine Bandgleitung zu beseitigen, so dass die Konstrukteure gezwungen waren, Entzerrernetzwerke mit festen Kennlinien (Vorverzerrung und Entzerrung) zu verwenden, um die Hörbarkeit der Rauschschwankung herabzu- setzen.
Derartige Verfahren arbeiten nicht so, dass sie die Modulation des Rauschens in einem Spektralbereich durch das Signal in einem andern verhindern, sondern dass das Rauschspektrum in der Hoffnung verändert wird, dass das Rauschen in dem am meisten hörbaren Bereich des Spektrums (üblicherweise bei den hohen Frequenzen) auch dann unhörbar bleibt, wenn es infolge einer Anpassung in Abhängigkeit von einem Signal bei einer Frequenz, die dieses am meisten hörbare Rauschen nicht überdeckt, auf seinen höchsten Pegel angehoben wurde. Unglücklicherweise ist dies oft nur eine vergebliche Hoffnung, wobei vorverzerrte, digitale Kompandoren üblicherweise einem kritischen Tonkunstmaterial eine hörbare Rauschmodulation verleihen.
Die zulässige Kennlinie eines Entzerrernetzwerkes stellt einen Kompromiss zwischen zwei nicht zu vereinbarenden Forderungen dar. Am Ausgang des Digital/Analog-Umsetzers ist es wünschenswert, eine grosse Dämpfung bei Frequenzen einzuführen, bei denen das Rauschen oder der Fehler am meisten zu hören ist. Der Eingang des Analog/Digital-Umsetzers erfordert dann das inverse Netzwerk, das bei diesen Frequenzen einen grossen Verstärkungsfaktor besitzt. Dieser Verstärkungsfaktor erhöht jedoch die Möglichkeit einer Systemüberlast und schränkt damit den wirkungsvollen Lautstärkeumfang des Systems bei breitbandigen Signalen ein. Anders ausgedrückt : Die Vorverzerrung und die Entzerrung erhöhen nicht zwangsläufig den Lautstärkeumfang.
Bandspaltende und Gleitband-Analogkompandoren, wie sie häufig verwendet wurden, stellen Beispiele von anpassungsfähigen Vorverzerrern und Entzerrern dar. Zusätzlich zu Netzwerken mit frequenzabhängiger, variabler Kennlinie (d. h. anpassungsfähiger Kennlinie) weisen sie normalerweise ihre eigenen Schaltkreise auf, um die Amplitude und das Spektrum der Tonsignale
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zu messen, um die variable Kennlinie oder Anpassung in Betrieb zu setzen.
Bei anpassungsfähigen Digitalsystemen, die eine variable Teilung verwenden, enthält der
Analog/Digital-Umsetzer ein Steuersignal oder einen Teilungsfaktor, den man üblicherweise digital erhält und der im Digital/Analog-Umsetzer wiedergebildet werden muss. Es ist bekannt, dass ein derartiges digital hergeleitetes Steuersignal dazu verwendet wird, um frequenzunabhängige
Bauelemente mit variablem Verstärkungsfaktor vor dem Analog/Digital-Umsetzer und nach dem
Digital/Analog-Umsetzer in Betrieb zu setzen, doch zeigt die obige Erläuterung, dass ein derartiges
Verfahren zu einer noch stärkeren Rauschmodulation führen wird. Das Steuersignal kann jedoch dazu verwendet werden, um Netzwerke mit anpassungsfähiger Kennlinie in Betrieb zu setzen.
Das Steuersignal kann als eine digital hergeleitete Messung des Tonsignals betrachtet werden, das ursprünglich im Analog/Digital-Umsetzer erzeugt wurde und mit irgndeinem gewünschten
Genauigkeitsgrad im Digital ! Analog-Umsetzer wiedergebildet werden kann. Damit ist eines der
Hauptprobleme bei einem analogen Kompander beseitigt, das darin besteht, dass am Sende- und
Empfangsende die gleichen Messungen des Signals durchgeführt werden, wodurch ein genauer "Nachlauf" zwischen der variablen Vorverzerrung und der Entzerrung leichter erreicht werden kann.
Bei digitalen Übertragungssystemen für analoge Signale ist es immer notwendig, einen
Umsetzer vorzusehen, der das analoge Signal in ein für die Übertragung vorgesehenes Digital- signal umwandelt (dieser Umsetzer befindet sich vor der eigentlichen Übertragungsstrecke), und einen Umsetzer, der das von der Übertragungsstrecke kommende Digitalsignal wieder in ein Analogsignal zurückumsetzt (dieser ist selbstverständlich hinter der Übertragungsstrecke angeordnet). Beide Umsetzer müssen exakt komplementär arbeiten, wenn das wiedergewonnene
Analogsignal dem ursprünglichen Analogsignal entsprechen soll, was ja üblicherweise gefordert wird. Dabei können der Umsetzer vor Beginn der Übertragungsstrecke und der Umsetzer hinter der Übertragungsstrecke von unterschiedlichen Personen betrieben werden, ein typischer Fall ist eine Rundfunkübertragung.
Der Betreiber der Sendestation benutzt einen Analog/Digital-Umset- zer, der Empfänger dieser Rundfunksendung benutzt einen Digital/Analog-Umsetzer.
Bei einer digitalen Übertragung von Analogsignalen tritt immer ein sogenanntes Quantisie- rungsrauschen auf. Dieses Quantisierungsrauschen, das in der Beschreibungseinleitung z. B. im Aufsatz von Schindler in "IEEE Spectrum", Okt. 1970, S. 69-78, Fig. 5 auf Seite 72 und Fig. 16 auf Seite 76, dargestellt ist, ergibt sich daraus, dass die Quantisierung, die Vorstufe zu einer Umwandlung eines Analogsignals in ein Digitalsignal, betriffsnotwendig den kontinuierlichen Verlauf des Analogsignals in einzelne Schritte oder Stufen zerlegt. Wenn solche schrittweise oder stufenförmig verlaufenden Signalverläufe wieder in Analogsignale umgewandelt werden, entsteht ein hochfrequenter Signalanteil, der im ursprünglichen Analogsignal nicht enthalten war. Auch diese Problematik ist in dem Aufsatz von Schindler recht anschaulich erläutert, es sei dabei z.
B. auf Seite 72, rechte Spalte, Abs. 2 und Fig. 7 auf der gleichen Seite verwiesen.
Dieser Aufsatz von Schindler befasst sich in erheblichem Umfang mit verschiedenen Techniken zur Verringerung dieses Quantisierungsrauschens bzw. zur Verbesserung des Verhältnisses Nutzsignal zu Quantisierungsrauschen. Alle diese Techniken beruhen darauf, dass der Umsetzungsprozess des Analogsignals in das Digitalsignal (und entsprechend die Umsetzung des Digitalsignals in das Analogsignal auf der Wiedergabeseite) in geeigneter Weise beeinflusst wird, wobei interessanterweise für diese Techniken unter anderem der Ausdruck"Kompander"benutzt wird. Solche "Kompander"-Techniken, bei denen die Übertragung - oder genauer gesagt, die Umsetzung - an den Signalpegel angepasst wird, stellen nämlich eine digitale Form von Kompandersystemen dar, wie sie in der analogen Tonübertragungstechnik bekannt sind.
Solche digitalen Kompander führen wie sie einer sogenannten "adaptiven" Modulation, insbesondere der adaptiven Deltamodulation, inhärent sind, jedenfalls bei kritischem Musikmaterial nicht zum gewünschten Erfolg, u. zw. durch die sogenannte Rauschmodulation, die sich dadurch ergibt, dass die Kompanderwirkung durch Signale in einem Frequenzbereich gesteuert wird, sich aber (auch) in einem andern Frequenzbereich auswirkt und dadurch hörbar wird. Dadurch wird lediglich eine Verlängerung des Rauschens bewirkt.
Ziel der Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art
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vorzuschlagen, die eine Reduzierung des Quantisierungsrauschens ermöglicht, ohne dass andere
Störungen in Kauf genommen werden müssen.
Erfindungsgemäss wird dies dadurch erreicht, dass an die Analog-Anschlüsse des Umsetzers eine Filterschaltung angeschlossen ist, die durch ein äusseres Signal steuerbar ist, und dass die Steuerschaltung des Umsetzers auch an diese steuerbare Filterschaltung angeschlossen ist.
Durch diese Massnahmen wird zusätzlich zu der Kompandierungstechnik, die jedem adaptiven
Modulationssystem inhärent ist, noch eine analoge Kompandertechnik angewendet, u. zw. eine, die darauf abzielt, einen Teil des Signalfrequenzbandes der Kompanderwirkung zu unterwerfen einen andern aber unbeeinflusst zu lassen. Ferner wird eine Kompandertechnik angewendet, bei der ein Steuersignal erzeugt und verwendet wird, um die Kompanderwirkung zu steuern, und schliesslich wird-abweichend zur analogen Kompandertechnik - dieses Steuersignal nicht aus dem zu übertragenden Analogsignal abgeleitet, sondern es wird das Steuersignal verwendet, was im jeweiligen Umsetzer zur Steuerung des Umsetzvorganges abgeleitet und verwendet wird.
Diese Kombination führt dazu, dass nicht nur die Verwendung eines Analogkompanders
Schwächen des Digitalsystems, insbesondere des Digitalkompanders, behebt, sondern umgekehrt sogar noch dazu, dass dem analogen Kompander inhärente Schwächen vermieden werden, u. zw. ganz speziell auch die Rauschmodulation. Diese tritt bei den bekannten analogen Kompandern auf, und ist umso stärker, je höher das Kompressionsverhältnis ist.
Unvermeidliche Pegelschwankun- gen der Übertragungsstrecke führen nämlich dazu, dass das Eingangssignal des Expanders nicht exakt identisch ist mit dem Ausgangssignal des Kompressors, und diese Schwankungen werden mit der Steilheit der Expanderkennlinie multipliziert, so dass bei einer steilen Expanderkennlinie bereits sehr kleine und ansonsten nicht wahrnehmbare Pegelschwankungen der Übertragungs- strecke zu Störungen im wiedergegebenen Signal führen, mindestens aber zu einer Rauschmodula- tion, nämlich einer Änderung des Grundrauschens. Da nun, wie bei der erfindungsgemässen Kombina- tion, das Steuersignal für den Expander vom digital übertragenen Signal abgeleitet wird, ent- spricht es mit sehr hoher Präzision dem Steuersignal im Kompressor, so dass dieser Abtast- oder Nachlauffehler praktisch ausgeschlossen wird.
Bei der erfindungsgemässen Kombination wird daher nicht nur das Rauschen oder die Rauschmo- dulation beseitigt oder wenigstens sehr stark vermindert, die durch die Digitaltechnik angeführt wird, sondern es wird ausserdem noch eine Rauschmodulation beseitigt, die normalerweise bei Analogtechnik mehr oder weniger unvermeidlich ist.
Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnungen beschrieben, in denen zeigen Fig. 1 das vereinfachte Blockschaltbild eines Systems, das diese Erfindung enthält ; Fig. 2 bis 4 vereinfachte Blockschaltbilder von andern Netzwerken mit variabler Kennlinie und den Formen von Steuersignalen für diese ; Fig. 5 das Blockschaltbild eines spezielleren Systems, das diese Erfindung enthält ; Fig. 6 das Blockschaltbild einer Kodierstufe, die diese Erfindung enthält ; Fig. 7 eine beispielhafte Frequenzkennlinie eines Netzwerks, das in der Kodierstufe von Fig. 6 enthalten ist ; und Fig. 8 das Blockschaltbild einer Dekodierstufe, die diese Erfindung enthält.
In Fig. 1 ist das vereinfachte Blockschaltbild eines digitalen Kodier/Dekodier-Systems, das diese Erfindung umfasst, dargestellt, bei dem ein analoges Eingangssignal an ein Netzwerk mit frequenzabhängiger, variabler Kennlinie --2-- angelegt wird, das das analoge Eingangssignal aufbereitet, bevor es an einen Analog/Digital-Umsetzer --4-- gelegt wird. Der Analog/Digital-Umsetzer --4-- besitzt Kennlinien, die sich einem angelegten Signal anpassen, und weist eine Vorrichtung auf, um ein Steuersignal zu erzeugen, das vom anliegenden Signal stammt, um die Kennlinien zu regeln. Verschiedene Arten von anpassungsfähigen Analog/Digital-Umsetzern und Digital/Analog-Umsetzern sind im Stand der Technik bekannt. Beispiele dafür enthalten anpassungsfähige Impulskodemodulations- und anpassungsfähige Deltamodulationsstufen.
Eine allgemeine Anpassungsform liegt darin, die Grösse der Quantisierungsschritte als Funktion der Eingangssignalparameter zu ändern. Der Ausgang des Analog/Digital-Umsetzers --4-- liegt an einem Übertragungsmedium --6-- und dann an einem anpassungsfähigen Digital/Analog-Umset- zer --8--, dessen Ausgang einem Netzwerk mit frequenzabhängiger, variabler Kennlinie --10-zugeführt wird, dessen Kennlinien zum Netzwerk --2-- komplementär sind. Das Übertragungsmedium --6-- kann viele Formen annehmen. Es kann beispielsweise eine direkte Aufnahme oder
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Zusätzlich arbeiten die Stufen infolge der sehr hochfrequenten Eigenschaften des Rausch- spektrums im Deltamodulationssystem nur bei höheren Frequenzen, wobei eine Fehler-Gegenkopplungskorrektur verwendet wird, die das Rauschspektrum nicht vollständig aus dem verwendbaren Tonfrequenzband drückt, da eine relativ niedrige Taktfrequenz Verwendung findet. Am Eingang zum System begrenzt ein einfaches zweipoliges Tiefpassfilter --22-- das Band des Toneingangssignals. Im Gegensatz zu herkömmlichen Impulskode+-Modulationssystemen mit niedrigen Abtastfrequenzen sind keine komplizierten Anti-Spektralumfalt- (anti-aliasing)-Filter erforderlich. Ein ähnliches Tiefpassfilter --24-- ist hinter dem Digital/Analog-Umsetzer --18-- eingesetzt.
Nunmehr wird auf Fig. 6 Bezug genommen, bei der der Kodierteil des Systems ausführlicher dargestellt ist. Der Gleitbandkompressor besteht aus einer doppelpfadigen Type I-Stufe ähnlich jener, die in der GB-PS Nr. 2, 079, 114 beschrieben ist. Der Hauptpfad enthält eine Formerstufe mit fester, pegelunabhängiger Kennlinie --26-- gemäss Fig.7, die die Übertragung von hochpegeligen, hochfrequenten Signalen zulässt.
Der weitere Pfad enthält ein spannungsgesteuertes, einpoliges Hochpassfilter --28--, dessen Grenzfrequenz im Ruhezustand etwa bei 10 KHz liegt. Das variable Filter stellt einen Kompressor mit einem Kompressionsverhältnis dar, das von der Form der Filter/Steuer-Kennlinie abhängt, wobei diese Kompression oberhalb eines Schwellwertpegels auftritt, der von der Rückkopplungsschleifen-Verstärkung des Steuersystems abhängt. Der Verstärkungsfaktor vor der Summation mit dem Hauptpfad beträgt 14 dB, womit sich eine Ruhe-Vorverzerrung ergibt, die mit 6 dB/Oktav von etwa 2 kHz bis etwa 10 kHz ansteigt. Oberhalb eines Schwellwerts des Steuersignals bewegt sich diese Vorverzerrung in der Frequenz als ansteigende Funktion eines Steuersignals nach oben, das man von der Bit-Folge erhält.
Die Überschwingunterdrückungsstufe --30-- (beschrieben in der US-PS Re 28, 426) verhindert Einschwingverzerrungen im Analog/Digital-Umsetzer. Der
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--32-- summiert.fe --34-- an einen Vergleicher --36-- gelegt. Der andere Eingang des Vergleichers ist das Tonsignal, das von der digitalen Bit-Ausgangsfolge wiedergegeben wurde. Der Ausgang des Vergleichers wird von einem Flip-Flop --38-- mit der Taktfrequenz abgetastet, um die Bit-Ausgangsfolge zu erhalten. Die Bit-Ausgangsfolge steuert die Polarität der Integration (Block --40--), so dass das wiedergegebene Tonsignal dem Eingangstonsignal folgt. Die Anpassungs-Algorithmusstufe - verwendet die Bit-Folge dazu, um eine analoge Steuerspannung zu erzeugen, die integriert wird (Block --44--), um das Tonsignal aufzubauen.
Das Steuersignal wird weiters dazu verwendet, um das analoge Rauschverminderungssystem zu steuern.
Der Fehler, der durch dieses Umsetzverfahren entstanden ist, tritt am Eingang des Vergleichers auf. Das Fehlersignal wird über einen Fehler-Gegenkopplungskreis --45-- abgegriffen, der ein Tiefpassfilter --46-- besitzt, und mit dem aufbereiteten Tonsignal vereinigt. Dieses Verfahren verschiebt das Fehlerspektrum in der Frequenz nach oben. Bei einer ausreichend hohen Abtastfrequenz besteht oberhalb der oberen Grenze des Tonfrequenzbereichs und unterhalb der Taktfrequenz genügend Platz, um das Fehlerspektrum dorthin zu verschieben. Ein Grossteil des Quantisierungsrauschens kann somit aus dem Hörbereich verschoben werden, wobei viel weniger hörbares Rauschen zurückbleibt, als es üblicherweise mit einem herkömmlichen Deltamodulationssystem verknüpft ist.
Wenn eine niedrigere Abtastfrequenz verwendet wird, entsteht ein gewisser Rest eines sehr hochfrequenten Rauschens, wie dies oben erörtert wurde.
Die grundsätzliche Bit-Ausgangsfolge wird dann so aufbereitet, wie dies für die Anwendung auf das Übertragungsmedium --6-- eindeutig erforderlich ist.
Nunmehr wird auf Fig. 8 Bezug genommen, in der weitere Einzelheiten des Dekodierteils von Fig. 5 dargestellt sind. Das Signal vom Übertragungsmedium --6-- wird so aufbereitet, wie es erforderlich ist, um die grundsätzliche Bit-Eingangsfolge zu liefern. Die Aufbereitungsstufe wird eine Vorrichtung enthalten, um ein Taktsignal herzuleiten. Derartige Verfahren sind in der Technik bekannt.
Der Digital/Analog-Umsetzer --18-- ist ein anpassungsfähiger Deltademodulator, der einem Teil des Analog/Digital-Umsetzers --16-- ident ist. Der Vergleicher --36-- und der Fehler-Gegen- kopplungskreis --45-- sind beim Demodulator nicht erforderlich. Die Blöcke--40, 42 und 44--
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der Fig. 7) besitzt und der weitere Pfad eine Gegenkopplung vom Ausgang zu einer summierenden Vereinigungsstufe --32-- am Eingang über ein variables Hochpassfilter --28-- und eine Überschwingunterdrückungsstufe --30-- liefert.
Das Filter --28-- wird von einem Steuersignal in Betrieb gesetzt, das von der Bit-Folge im Digital/Analog-Umsetzer hergeleitet wird, wodurch sich eine Kennlinie ergibt, die der Kennlinie des aufzeichnungsseitigen Rauschunterdrückungsprozessors komplementär ist.
In Betrieb wird der Frequenzgang des Systems der Fig. 5, 6 und 7 von den das Eingangsund Ausgangsband begrenzenden Tiefpassfiltern --22 und 24-- und nicht von den Fähigkeiten des Analog/Digital-Umsetzers und Digital/Analog-Umsetzers bestimmt. Bei einer Abtastfrequenz
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lich und es reichen zweipolige Filter aus. Damit kann ein Frequenzgang von 0, 5 dB bis 15 kHz leicht erreicht werden.
Relativ zu einem Nennbezugspegel beträgt der Rauschabstand 78 dB. Das System kann Signale bis zu 15 kHz beim Bezugspegel verarbeiten. Der Pegel, bei dem eine Steilheitsüberlast bei 3 kHz beginnt (entsprechend der Überlastkennlinie eines Systems mit 50 Ils Vorverzerrung und Entzerrung) beträgt etwa +10 dB bezogen auf den Bezugspegel. Im Vergleich zu Rundfunkübertragungssystemen beträgt somit der Lautstärkeumfang etwa 88 dB. PATENTANSPRÜCHE :
1.
Schaltungsanordnung für ein digitales Übertragungssystem für Analogsignale, nämlich Analog/Digital-Umsetzer vor der digitalen Übertragung oder Digital/Analog-Umsetzer nach der digitalen Übertragung, wobei je ein A/D-Umsetzer und D/A-Umsetzer vor bzw. nach einer Übertragungsstrecke zusammen mit dieser ein digitales Übertragungssystem bilden, bei der der Umsetzer eine vom zu übertragenden bzw. übertragenen Signal gesteuerte Steuerschaltung zur Steuerung eines Teils des Umsetzers aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass an die Analog-Anschlüsse (42) des Umsetzers (4, 8 ; 16,19) eine Filterschaltung (2, 10 ; 18, 20) angeschlossen ist, die durch ein äusseres Signal steuerbar ist, und dass die Steuerschaltung (42) des Umsetzers (4, 8 ; 16,19) auch an diese steuerbare Filterschaltung (2, 10 ; 18, 20) angeschlossen ist.