NL8303035A - Stelsel voor het onderdrukken van ruis in een digitaal audiosysteem met gebruikmaking van een adaptieve modulatie-techniek. - Google Patents

Description

t' ί t s m

Stelsel voor het onderdrukken van ruis in een digitaal audiosysteem met gebruikmaking van een adaptieve modulatie-techniek.

De uitvinding heeft in het algemeen betrekking op de onderdrukking van ruis in een digitaal audio-systeem en in het bijzonder op een digitaal-audio-systeem waarin gebruik wordt gemaakt van een adaptieve differentiële codeer-techniek.

5 In deze aanvrage hebben de uitdrukkingen "lage frequen tie" en "hoge frequentie" betrekking op het gebied van de hoorbare frequenties en zij worden door elkaar gebruikt met de uitdrukkingen "onderste deel van het audio-spectrum", respectievelijk "bovenste deel van het audio-spectrum". Ter verduidelijking kan hierbij wor-10 den gesteld dat de lage frequenties de frequenties zijn onder ongeveer 1 kHz en de hoge de frequenties boven 2 kHz. In praktische uitvoeringen kunnen andere grenzen van toepassing zijn, afhankelijk bijvoorbeeld van de frequentie bovengrens en de frequentie ondergrens van het systeem, de aard van de door het systeem overgebrachte 15 signalen (bijvoorbeeld muziek of spraak), enzovoort.

Differentiële digitale codeertechnieken, voornamelijk differentiële puls code modulatie (PCM) waarbij ëën of meer bits worden benut om een verandering uitgaande van ëën of meer eerdere quantum-niveaus voor te stellen (in plaats van dat een absolute 20 waarde ten opzichte van een referentieniveau wordt gegeven) zijn algemeen bekend. Enkel-bits differentiële PCM-stelsels worden in het algemeen aangeduid met Δ-modulatie. Alle vormen van differentiële PCM, daaronder begrepen Δ-modulatie, waarin vaste quantum-stapgroottes worden gebruikt, hebben het bezwaar dat indien de sig-25 naalvorm van het aan het codeerorgaan aangelegde signaal te snel verandert, het quantiseer-orgaan dit niet kan bijhouden. Zie in het algemeen PCM and Digital Transmission Systems, van Frank F.E. Owen, McGraw-Hill Book Company, San Francisco, 1982, biz. 87-90.

Een bekende oplossing is te voorzien in variabele in 30 * plaats van in vaste quantum stapgroottes zodat de grootte van de 83:3035 * .

, -2 - quantiseringsstappen varieert met de tijddifferentiaal (helling) van het ingangssignaal, aldus het systeem gelegenheid te geven een snel variërend ingangssignaal dichter te volgen. Dergelijke systemen worden genoemd adaptieve differentiële digitale codeersyste-5 men en omvatten adaptieve differentiële PCM (ADPCM) en adaptieve Δ-modulatie (ADM). Voorbeelden van een soort adaptief d-modulatie-stelsel dat wordt genoemd continu variabele helling 4-modulatie (CVSD) worden gegeven in de Amerikaanse octrooischriften 4.190.801 en 4.305.050 die hier in hun geheel door deze verwijzing worden ge-10 acht te zijn opgenomen.

Een gevolg van de omstandigheid dat in adaptieve differentiële digitale codeersystemen de grootte van de quantiseringsstappen varieert met de helling van het ingangssignaal, is dat de quantiseringsfout of quantiseringsruis afhangt van het ingangssig-15 naai, daarbij het kleinste is voor signalen met een geringe helling en toeneemt bij het steiler worden van de helling van de signalen.

Het spectrum van de quantiseringsruis strekt zich uit over de gehele audio-wandbreedte, en heeft typerend een ruwweg gesproken gelijkmatige energiespectrumdichtheid (d.w.z. dat het lijkt op witte ruis). 20 Het is een eigenschap van het menselijk gehoor dat ruis met een geringe sterkte in hetzelfde gebied van het spectrum als een hard geluid niet kan worden waargenomen, een effect dat bekend staat als maskeren. Echter blijft ruis in gedeelten van het spectrum die van een hard of dominerend signaal verweg liggen, hoorbaar. 25 Het maskeren maakt het mogelijk complementaire ruisonderdrukkings-stelsels (companders) te ontwerpen waarmee de modulatie van de achtergrondruis door het programma onmerkbaar is. Aangezien variërende ruisniveaus veel meer opvallen dan constante ruisniveaus, is het ontbreken van een hoorbare ruismodulatie een essentiële eigen-30 schap van audio-systemen van grote kwaliteit voor het weergeven van muziek.

In companders die werkzaam zijn in analoge audio-systemen, kunnen de hoorbare effecten van ruismodulatie worden onderdrukt door middel van bandsplits- of bandschuiftechnieken waardoor 35 de verslechtering van de signaal/ruisverhouding waarmee een bepaald r* 77 — λ 7 ? ^ O v Z> ϋ 0 0 « * , - 3 - signaal gepaard gaat, wordt beperkt tot hetzelfde gebied van het spectrum als het signaal, waarbij de ruisniveaus in andere delen van het spectrum onbeïnvloed blijven. Het gevolg is dat alleen ruismodulatie optreedt in gebieden van het spectrum waar de ruis-5 modulatie wordt gemaskeerd door het dominante signaal dat het com-panderen beheerst, en dat de ruismodulatie niet door de toehoorder wordt opgemerkt. Voorbeelden van bandsplitsende analoge companders worden gegeven in de Amerikaanse octrooischriften 3.846.719 en 3.903.485, en in het Journal of the Audio Engineering Society, 10 Vol. 15, Nr. 4, oktober 1967, blz. 383-388. De twee genoemde Amerikaanse octrooischriften worden hier geacht te zijn opgenomen door de verwijzing, en wel in hun geheel. Analoge companders die gebruik maken van bandschuif-technieken, worden beschreven in de Amerikaanse octrooischriften Re 28.426, 3.757.254, 4.072.914 en 3.934.190 en 15 in de Japanse octrooiaanvrage 55529/71. Alle vier genoemde Amerikaanse octrooischriften worden hier geacht te zijn opgenomen door de verwijzing en wel in hun geheel.

De adaptie-functie in adaptieve differentiële digitale codeerstelsels is een vorm van companderen of ruis onderdrukking 20 die naar zijn aard oorzaak is van modulatie van de breedbandige quantiseringsruis door het signaal. De helling van een ingangssignaal is evenredig aan het product van zijn frequentie en zijn amplitude. Wanneer het ingangssignaal in overwegende mate hoge frequenties bevat, is zijn helling groot en neemt de quantiseringsruis toe.

25 De hoogfrequente ruiscomponenten zullen door het signaal worden gemaskeerd, maar de niet-gemaskeerde veranderingen in de laagfrequen-te ruiscomponenten zullen vaak hoorbaar zijn. Indien een breedbandig analoog ruisonderdrukkingsstelsel wordt gebruikt samen met een adaptief differentieel digitaalsysteem, neemt de laag frequente 30 ruis zelfs nog meer toe door het expansieproces. Bijgevolg bestaat er behoefte aan het onderdrukken van dergelijke niet-gemaskeerde veranderingen in hoorbare laagfrequente ruiscomponenten, in het bij— ' zonder in audio-stelsels van hoge kwaliteit voor het weergeven van muziek, maar dergelijke niet-gemaskeerde veranderingen in laagfre-35 quente ruiscomponenten kunnen niet worden onderdrukt door compande-

o *: J

4 V

- 4 - ren met als doel ruisonderdrukking.

Wanneer het ingangssignaal overwegend lage frequenties bevat, is zijn helling klein en blijft de quantiseringsruis gering. Iedere verandering in de laagfrequente componenten van de quantise-5 ringsruis zal door de laagfrequente signalen worden gemaskeerd en veranderingen in de hoogfrequente componenten die niet kunnen worden gemaskeerd, kunnen onbetekenend zijn als gevolg van het lager niveau van de ruis of, indien zij niet onbetekenend zijn, kan er eveneens behoefte bestaan aan het onderdrukken van een dergelijke hoorbare 10 hoogfrequente componenten teneinde ruisonderdrukking over het gehele audio-spectrum te verkrijgen. In bepaalde stelsels kan hoogfrequente ruis van betekenis zijn als gevolg van het gebruik van technieken die het ruisspectrum verschuiven.

De uitvinding is gericht op het onderdrukken van laag-15 frequente ruismodulatie-effecten in audiostelsels die gebruikmaken van adaptieve differentiële digitale codeertechnieken, en, als alternatief, op de onderdrukking van zowel laagfrequente als hoogfrequente ruismodulatie-effecten in dergelijke stelsels.

In adaptieve differentiële digitale codeerstelsels be-20 paalt de quantiseringsstap de helling van het ingangssignaal die door het quantiseerorgaan kan worden verwerkt zonder helling-over-belasting (of helling-afknotting, zoals het ook wordt genoemd). De uitvinding bij toepassing op lage frequenties, is gebaseerd op het inzicht dat wanneer een adaptief differentieel digitaal codeerorgaan 25 een overheersend hoogfrequent signaal ontvangt en een stapgrootte heeft die voldoende is om dat signaal te accepteren zonder helling-overbelasting, aanwezige laagfrequente signalen tegelijkertijd kunnen worden versterkt zonder de helling van het totale ingangssignaal op betekenende wijze te vergroten. Bijvoorbeeld kan een 30 quantum stapgrootte die een ingangssignaal van x V bij 10 kHz accepteert, ook ΙΟχ V bij 1 kHz accepteren. Wanneer bij het weergeven (volgend op de digitaal/analoog-omzetting) een complmentaire laagfrequente afkapping wordt toegepast, worden de laagfrequente componenten van de quantiseringsruis onderdrukt.

35 In de praktijk vereist de uitvinding bij toepassing op .j v 'j V 0 ^ ar - 5 - laagfrequente ruis dat voorafgaand aan de analoog/digitaal-omzetter (ADC) een keten aanwezig is waarvan de versterkingsfactor bij lage frequenties toeneemt met het toenemen van de amplitude van hoogfrequente signaalcomponenten in het ingangssignaal, en na de digitaal/ 5 analoog-omzetting (DAC) een complementaire keten waarvan de versterkingsfactor bij lage frequenties daalt met het toenemen van de amplitude van hoogfrequente signaalcomponenten in het uitgangssignaal. Merk op dat deze bewerkingen lijken op expansie in de code-ringstrap en compressie in de decoderingstrap en dat zij dus in 10 tegengestelde zin werken ten opzichte van de dynamische bewerkingen die normaal met ruis onderdrukkingsstelsels worden geassocieerd. Voorts werken bekende ruisonderdrukkingsstelsels in hoofdzaak en het meest doeltreffend wanneer de ingangsamplitide gering is, terwijl de uitvinding ruisonderdrukking verschaft wanneer het ingangs-15 signaal hoogfrequente signalen met een grote amplitude bevat. Bovendien verschilt dit aspect van de uitvinding van de bekende ruisonderdrukkingsstelsels hierin dat de regeling van signaalniveaus bij lage frequenties niet afhangt van de laagfrequente inhoud van het signaal.

20 In sommige adaptieve ADC's, zoals beschreven in de

Amerikaanse octrooischriften 4.190.801 en 4.305.050, is de quanti-seringsstapgrootte continu variabel en past deze zich boven een ingangshellingdrempel aan aan een grootte die juist voldoende is om de helling aan te kunnen; d.w.z. dat boven de drempel de stapgroot-25 te recht evenredig is met de ingangshelling en dus de quantiserings-ruis eveneens rechtevenredig is met de ingangshelling. Deze betrekking geldt niet alleen voor het volle spectrum van de quantiserings-ruis, maar ook voor zijn laagfrequente componenten. Indien dus een ingangssignaal zijn overheersende helling heeft bij een hoge fre-30 quentie, in de laagfrequente ruis uit de DAC recht evenredig met de amplitude van de hoge frequentie. Dit is een ongewenst kenmerk van adaptieve digitale stelsels aangezien de variërende laagfrequente ruis niet door het hoogfrequente signaal wordt gemaskeerd. Indien met de uitvinding de laagfrequente versterking voorafgaan aan de 35 ADC en de afkapping na de DAC worden uitgevoerd recht evenredig met ~ - 7 « it· . < Λ - 6 - de helling van het hoogfrequente signaal, dan worden de veranderingen in de laagfrequente ruis vergezeld van gelijke en tegengestelde veranderingen in de laagfrequente versterking zodat de laagfrequente ruis als een constante en onafhankelijk van de hoogfrequente inhoud 5 van het ingangssignaal te voorschijn komt.

In de praktijk zal het vaak niet mogelijk of wenselijk zijn de laagfrequente versterking en afkapping over een groot bereik te regelen en de uitvinding zal dus de variatie in nog laagfrequente ruis waarmee hoogfrequente signalen vergezeld gaan, niet 10 elimineren maar niet meer dan onderdrukken.

Bij een tweede aspect van de uitvinding wordt een inrichting die een laagfrequente versterking en afkapping bij de aanwezigheid van sterke hoogfrequente signalen oplevert, gecombineerd met een ruisonderdrukkingsstelsel dat selectief werkzaam is op 15 hoogfrequente ruis om zo op doeltreffende wijze ruis te onderdrukken in adaptieve differentiële digitale codeerstelsels over het gehele audiospectrum. Bepaalde aspecten van een dergelijk hoogfrequente ruis-onderdrukkingsstelsels worden beschreven in de Nederlandse octrooiaanvrage 8301572 van aanvraagster.

20 De uitvinding wordt hierna toegelicht in een beschrij ving van een aantal uitvoeringsvoorbeelden die verwijst naar een tekening.

Fig. 1 is een gegeneraliseerd blokschema van een digitaal codeerorgaan volgens de uitvinding.

25 Fig. 2 is een gegeneraliseerd blokschema van een digi taal decodeerorgaan volgens de uitvinding.

Fig. 3. toont een stel voorbeelden van responsiekrommen die van nut zijn bij het begrijpen van de uitvinding.

Fig. 4 is een gegeneraliseerd blokschema van een alter-30 natief voor het uitvoeringsvoorbeeld volgens fig. 1.

Fig. 5. is een gegeneraliseerd blokschema van een alternatief voor het uitvoeringsvoorbeeld volgens fig. 2.

Fig. 6 is een gegeneraliseerd blokschema van een ander uitvoeringsvoorbeeld van het digitale codeerorgaan volgens de uit-35 vinding.

·-> - ·- v,.· cj 3 - 7 -

Fig. 7 is een gegeneraliseerd blokschema van een ander digitaal deeodeerorgaan volgens de uitvinding.

Fig. 8 is een gegeneraliseerd blokschema van een alternatief van het uitvoeringsvoorbeëld volgens fig. 6.

5 Fig. 9 is een gegeneraliseerd blokschema van een alter natief van het uitvoeringsvoorbeeld volgens fig. 7.

Fig. 10 is een blokschema van een uitvoeringsvoorbeeld van een digitaal codeerorgaan volgens de uitvinding.

Fig. 11 is een blokschema van een digitaal decodeer-10 orgaan volgens de uitvinding.

Fig. 12 is een blokschema dat een alternatief toont van een gedeelte van het uitvoeringsvoorbeeld volgens fig. 10.

Fig. 13 is een blokschema dat een alternatief toont van een gedeelte van het uitvoeringsvoorbeeld volgens fig. 11.

15 Fig. 14 geeft een voorbeeld van een frequentieresponsie- kromme van een netwerk dat wordt toegepast in uitvoeringsvoorbeel-den van het codeerorgaan volgens de uitvinding.

Fig. 15 is een schema van een gedeelte van een codeerorgaan volgens de uitvinding.

20 Fig. 16 is een schema van een gedeelte van een decodeer- orgaan volgens de uitvinding.

Fig. 17 toont een stel responsiekrommen bij wijze van voorbeeld die van nut zijn bij het begrijpen van de werking van de in fig. 15 getekende schakeling.

25 In fig. 1 wordt een eenvoudig blokschema van een uit- voeringsvoorbeeld van de uitvinding getoond. Voorafgaand aan de conversie in een op zich bekende adaptieve differentiële analoog/ digitaal-omzetter 2 (bijvoorbeeld ADM of ADPCM), wordt het ingangssignaal bewerkt door een frequentie-afhankelijke variabele respon-30 sie-orgaan 4 dat bij lage frequenties werkzaam is. In de praktijk bevat het variabele responsie-orgaan 4 tenminste een variabele laag-frequente versterkingsketen en kan het tevens bevatten een drempel-bepalingsorgaan. De mate van versterking wordt bestuurd door een bestuursignaal dat wordt verkregen uit het ingangssignaal via een 35 processor-orgaan 6. Het stuursignaal reageert op de hoogfrequent ·> ·'“ . \ '·-* ·„ —*· - 8 - componenten van het ingangssignaal, zodanig dat wanneer het wordt aangeboden aan het variabele responsie-orgaan 4 er een toenemende laagfrequente versterking (boven een drempel, indien aanwezig) naarmate de hoogfrequente componenten toenemen. In de praktijk om-5 vat het processororgaan 4 een hoog doorlaat-, tevens wegingsfilter, gevolgd door een gelijkrichter en een afvlakketen. De processor-keten 4 kan tevens een drempelbepalingsorgaan bevatten. Het ingangssignaal van het processororgaan 6 kan op alternatieve wijze worden afgeleid uit het uitgangssignaal van het variabele responsie-orgaan 10 4.

Fig. 2 toont een blokschema van de complementaire deco-deringsvoorziening. Het procesorgaan 6 komt overeen met dat in het uitvoeringsvoorbeeld volgens fig. 1 en genereert in hoofdzaak hetzelfde stuursignaal dat in het decodeerorgaan de amplitude voor-15 stelt van de hoogfrequente inhoud van het uitgangssignaal. Het kan zijn ingangssignaal ontlenen voor of achter het orgaan 10. Het fre-quentie-afhankelijke variabele responsie-orgaan 10 dat bij lage frequenties werkt, levert wanneer het toepasselijke stuursignaal wordt aangelegd, een complementaire responsie op het orgaan 4 in 20 het codeerorgaan. In de praktijk bevat het tenminste een variabele laagfrequente afsnijketen en kan het een drempelbepalingsorgaan bevatten. Het stuursignaal varieert de laagfrequente afkapping van de variabele laagfrequente afsnijketen zodat het totale effect van de versterking in het codeerorgaan en de afkapping in het decodeer-25 orgaan een vlakke responsie is. Wanneer de laagfrequente componenten van de quantiseringsruis die uit de digitaal/analoog-omzetter 12 komen, in sterkte toenemen als gevolg van de toename van de stap-grootte die nodig is om een hoogfrequent signaal met grote amplitude te kunnen verwerken, verandert de responsie van het variabele res-30 ponsie-orgaan 10 van een vlakke responsie tot één die een laagfrequente afkapping verschaft, waardoor de toegenomen laagfrequente ruis wordt verzwakt.

In typerende systemen zal de laagfrequente ruis onhoorbaar zijn voor quantiseringsstapgroottes onder een bepaalde waarde 35 die verband houdt met de amplitude van de hoogfrequente signaalcom- Γ ^ 5 .· · -J 'J Si* - 9 - ponenten. Er is vanzelfsprekend geen behoefte aan te zorgen voor een laagfrequente versterking en afkapping wanneer de laagfrequente ruis onhoorbaar is. In de meeste praktische uitvoeringen is dus een drempelniveau voorzien in het processororgaan 6 of in de variabele 5 responsie-organen 4 en 10 zodanig dat de laagfrequente versterking en afkapping niet wordt begonnen voordat een bepaald bestuurssig-naalniveau is bereikt, bijvoorbeeld een niveau juist voordat de laagfrequente ruis hoorbaar wordt.

Fig. 3 toont een familie van als voorbeeld dienende 10 variabele versterking en variabele afkap-krommen. Zoals hierboven gesteld kunnen lage frequenties tot beter begrip worden aangenomen te liggen beneden 1 kHz terwijl in praktische uitvoeringsvoorbeel-den een andere grens van toepassing kan zijn. De familie krommen in fig. 3 heeft derhalve een keerpuntfrequentie van 1 kHz. De krommen 15 a en aT stellen eenvoudig een vlakke responsie voor voor het geval dat het variabele responsie-orgaan 4 volgens fig. 1 geen versterking oplevert en het variabele responsie-orgaan 10 volgens fig. 2 geen afkapping. Naarmate het bestuurssignaal toeneemt met een toenemende amplitude van hoogfrequente componenten in het ingangssig-20 naai levert de variabele versterkingsketen een toenemende laagfrequente versterkingsresponsie zoals tot aan de krommen b, c en d, terwijl hetzelfde stuursignaal aangelegd aan de variabele afsnij-keten een complementaire laagfrequente afsnijresponsie levert, zoals tot aan de krommen bT, c’ en df, respectievelijk voor bepaalde 25 waarden van het stuursignaal. Er is vanzelfsprekend een continium van krommen in responsie op continu variabele waarden van het stuursignaal. De maximale versterking en afkapping is in dit voorbeeld 10 dB. In praktische uitvoeringsvoorbeelden kan het mogelijk zijn de ruis op doeltreffende wijze te onderdrukken met minder verster-30 king respectievelijk afkapping. Ook wordt, zoals hierna wordt uiteengezet, de maximale versterking, respectievelijk afkapping, gewoonlijk. begrensd door ongewenste bijwerkingen.

Krommen als getekend in fig. 3 kunnen worden tot stand gebracht door middel van opzich bekende variabel-plateau-ketens met 35 een vaste bandbreedte. In sommige toepassingen kan een variabel- ~ ' " " . "T 3 .-10- plateauketen met een schuivende bandbreedte die een variabele om-keerfrequentie heeft, een doeltreffende aanpassing aan het laagfre-quente ruisspectrum bij verschillende quantiseringsstapvochten opleveren. De meest doeltreffende vorm van de kromme zal in bepaalde 5 toepassingen afhangen van het laagfrequente ruisspectrum. Ofschoon een plateau-responsie in het algemeen bevredigend is, kunnen in kritische toepassingen ingewikkelde responsie-eigenschappen wenselijk zijn. Ook kunnen in bepaalde toepassingen eenvoudiger respon-sietoepassingen aanvaardbaar zijn.

10 In de uitvoeringsvoorbeelden volgens fig. 1 en fig. 2 wordt de laagfrequente versterking bestuurd door een signaal dat is afgeleid uit de analoge audiosignalen. In bepaalde soorten digitale audiosystemen zijn in de ADC’s en DAC’s signalen aanwezig waaruit stuursignalen kunnen worden afgeleid die geschikt zijn voor het be-15 sturen van de laagfrequente versterking. Bijvoorbeeld wordt in bepaalde uitvoeringen van adaptieve i.-modulatie, bijvoorbeeld de genoemde 4-modulatiesysternen met continu variabele helling die bekend staan als CVSD, de grootte van de stap bepaald door een stuurspan-ning waarvan de waarde recht evenredig is met de helling van het 20 ingangssignaal. Dit is van toepassing op de CVSD-systemen die worden beschreven in de genoemde Amerikaanse octrooischriften 4.190.801 en 4.305.050.

In zodanige CVSD-systemen draagt indien een willekeurig maximaal ingangssignaalniveau is gedefinieerd, de waarde van deze 25 stuurspanning informatie omtrent de omstandigheid of al dan niet het ingangssignaal een hoogfrequente inhoud heeft met een grote amplitude. Indien bijvoorbeeld het maximale niveau bij 1 kHz 0,2 V genereert, zal het maximale niveau bij 10 kHz 2 V genereren en in een ruwe benadering kan worden gesteld dat ieder signaal dat meer 30 dan zeg 0,3 V genereert, signalen bij hoge frequenties met een sterke helling bevat. Deze stuurspanning kan daarom worden gebruikt voor het werkzaam zijn in de variabele laagfrequente versterkings-en afkap-ketens in plaats van een afzonderlijk gegenereerd stuursignaal zoals in de uitvoeringsvoorbeelden volgens figuren 1 en 2.

35 Andere soorten adaptieve differentiële digitale codeerorganen en ~ ' ~ ~ Λ - 11 - decodeerorganen kunnen eveneens signalen aanwezig hebben waaruit geschikte stuursignalen kunnen worden afgeleid.

In fig. 4 is een blokschema van een dergelijke schakeling getekend waarin de stapgrootte-stuurspanning uit een adaptieve 5 differentiële analoog/digitaal-omzetter 14, oals een CVSD ADC, wordt aangeboden aan het frequentie-afhankelijke variabele respon-sie-orgaan 4 via een processor-orgaan 16. De instrumentatie van het orgaan 4 is dezelfde als hierboven is beschreven in verband met fig. 1. Het processor-orgaan 16 kan een drempelbepalingsorgaan en, 10 indien nodig, een orgaan voor het vormen van het analoge signaal dat uit de ADC 14 komt, bevatten. Indien het stapgrootte-stuursig-naal uit de ADC 14 digitaal is, zal het processor-orgaan 16 een digitaal/analoog-omzetter bevatten. Zoals in het geval van het uit-voeringsvoorbeeld volgens fig. 1 is het ongevoeligheidsgebied indien 15 dit wordt gebruikt zodanig dat de laagfrequente versterking niet wordt aangewend voordat de stuurspanning groot genoeg is om de aanwezigheid aan te geven van een signaal met een grote helling bij hoge frequenties. De versterking neemt dan progressief toe met het toenemen van de helling van het ingangssignaal, zoals in fig. 3 is 20 aangeduid.

Fig. 5 toont de complementaire demodulatie-schakeling waarin het stapgrootte-stuursignaal vanuit een adaptieve differentiële digitaal/analoog-omzetter 18, zoals een CVSD DAC, wordt aangelegd aan het frequentie-afhankelijke variabele responsie-orgaan 25 via het processor-orgaan 16.

In het uitvoeringsvoorbeeld volgens fig. 4 wordt een positieve terugkoppellus verschaft door het aan de ADC ontleende stuursignaal het laagfrequente niveau van het aan de ADC aangelegde signaal te laten besturen. De stijging in de lus moet derhalve zo 30 zijn, dat deze niet onstabiel wordt. Ook moeten de matige versterking en het frequentietrajeet waarover de versterking wordt toegepast, zo zijn begrensd dat de schakeling het stuursignaal de drempel niet laat bereiken of het doel van het stelsel laat voorbijstreven door de stapgrootte (en bijgevolg de ruis) te vergroten.

35 In de hierna te beschrijven uitvoeringsvoorbeelden zijn C \

C - V

- 12 - organen voor het onderdrukken van hoogfrequente ruis naast organen voor het onderdrukken van laagfrequente ruis aanwezig. De uitvoe-ringsvoorbeelden volgens figuren 6 en 7 komen in het algemeen overeen met de uitvoeringsvoorbeelden volgens de figuren 1 en 2, maar 5 bevatten het orgaan voor het onderdrukken van hoogfrequente ruis.

De uitvoeringsvoorbeelden volgens figuren 8 en 9 komen op dezelfde wijze overeen met de uitvoeringsvoorbeelden volgens de figuren 3, respectievelijk 4.

In de figuren 6 en 7 worden respectievelijk een uitvoe-10 ringsvoorbeeld van een codeerorgaan en een uitvoeringsvoorbeeld van een decodeerorgaan getoond, waarin complementaire frequentie-afhankelijke variabele responsie-organen 20 en 22 die werkzaam zijn in het hoogfrequente gedeelte van het audiospectrum, aanwezig zijn. Bijzonderheden van de complementaire variabele responsie-organen 15 20 en 22 worden gegeven na de algemene beschrijving van de figuren 6 t/m 9. In het uitvoeringsvoorbeeld in fig. 6 van een codeerorgaan en in fig. 7 van een decodeerorgaan worden enkelvoudige stuursignalen voor het hoogfrequente en laagfrequente variabele responsie-orgaan (4, 10, 20, 22) afgeleid uit de respectievelijke ingangs-20 en uitgangssignalen via een processor-orgaan 6. Zoals in de figuren 1 en 2 omvat elk processororgaan 6 typerend een hoog doorlaat-, tevens wegingsfilter zodat het stuursignaal uitsluitend reageert op onfrequente signaalcomponenten en, eveneens typisch, bevat elk processororgaan een gelijkrichter- en afvlak-keten met een geschik-25 te tijdconstante zodanig dat een stuurgelijkspanning wordt ontwikkeld die althans nagenoeg de omhullende van de hoogfrequente componenten volgt. Het ingangssignaal voor het processororgaan 6 kan ook worden ontleend aan de uitgang van het orgaan 20 tot aan de ingang van het orgaan 22.

30 Als alternatief kunnen in plaats van dat een enkel stuur signaal voor de organen 24 wordt afgeleid, afzonderlijke stuursignalen worden afgeleid met gebruikmaking van onafhankelijke proces-sororganen. Dit kan wenselijk zijn in kritische toepassingen teneinde de werking van het hoogfrequente en laagfrequente variabele res-35 ponsie-orgaan optimaal te maken.

β T ' ~ ' " ‘ - 13 -

In de figuren 8 en 9 worden andere uitvoeringsvoorbeel-den van het codeerorgaan, respectievelijk decodeerorgaan getoond die in het algemeen gesproken dezelfde zijn als de uitvoeringsvoor-beelden in de figuren 6 en 7, met de uitzondering dat het stuursig-5 naai (hoofdsignalen indien onafhankelijke processororganen worden gebruikt) voor de verschillende hoogfrequente en laagfrequente variabele responsie-organen worden afgeleid uit de omzetters 2 en 12 via een processororgaan 16 op de wijze van de uitvoeringsvoorbeelden in de figuren 3 en 4.

10 In de uitvoeringsvoorbeelden volgens de figuren 6 t/m 9 kan de volgorde waarin de hoogfrequente en laagfrequente variabele responsie-organen op de analoge signalen werken, worden omgekeerd ten opzichte van de getekende volgorde zonder de werking van het stelsel nadelig te beïnvloeden omdat de organen in onafhankelijke, 15 in wezen elkaar niet-overlappende delen van het audiospectrum werken. Het is ook mogelijk op het signaal in te werken met zowel het hoogfrequente als het laagfrequente orgaan op nagenoeg hetzelfde punt in de signaalweg, zoals hierna wordt uiteengezet in verband met een praktisch uitvoeringsvoorbeeld.

20 Het frequentie-afhankelijke variabele responsie-orgaan dat bij hoger frequenties werkt (blok 20 in fig. 6 en fig. 8) en het complementaire orgaan (blok 22 in fig. 7 en fig. 9) voorzien bij voorkeur in een variabele benadrukking vooraf in de uitvoeringsvoorbeelden van het codeerorgaan (fig. 6 en fig. 8) en in een com-25 plementaire variabele opheffing van de nadruk in de uitvoeringsvoorbeelden van decodeerorgaan (fig. 7 en fig. 9).

Een bekende oplossing bij het ontwerpen van adaptieve digitale systemen die, zoals hierboven besproken, in feite digitale companders zijn, is het voorzien in vormgevende netwerken (nadruk 30 vooraf en het opheffen daarvan achteraf) met een vaste responsie teneinde het spectrum van de quantiseringsruis te veranderen in de hoop dat ruis in het meest hoorbare gebied van het spectrum (gewoonlijk de hoge frequenties) onhoorbaar zullen blijven zelfs wanneer de ruis tot zijn hoogste niveau is opgelopen, en wel als een resul-35 taat van adaptie in responsie op een signaal bij een frequentie die Λ ^ - *·» 'j

* J

- .. -J

- 14 - niet deze meest hoorbare ruis zal maskeren. Ongelukkigerwijs is dit vaak een ijdele hoop en geven digitale companders met benadrukking vooraf gewoonlijk hoorbare ruis-modulatie in kritisch muzikaal materiaal.

5 De toelaatbare responsie van een vormgevend netwerk is een compromis tussen twee onverenigbare eisen. Aan de uitgang van de DAC is het gewenst een groot verlies te introduceren bij de frequenties waarbij ruis of fouten het meest hoorbaar zijn; het ingangssignaal van de ADC zal dan het omgekeerd werkende netwerk nodig 10 hebben dat bij deze frequenties een groter versterking geeft. Echter vergroot deze versterking de waarschijnlijkheid van overbelasting van het stelsel en vermindert het daardoor het effectieve dynamische rijk van het stelsel voor breedbandige signalen. Met andere woorden, een vaste benadrukking vooraf en opheffing van de benadruk-15 king achteraf vergroten niet noodzakelijkerwijs het dynamische bereik.

De frequentie-afhankelijke variabele responsie-netwerken 20 en 22, met of zonder daarmee gebonden versterking, veranderen de vorm van hun responsie-karakteristiek in reactie op het stuursig-20 naai. Zij kunnen worden gezien als een adaptieve benadrukking vooraf en opheffing van de benadrukking achteraf in combinatie met de ADC en DAC, waardoor de meest hoorbare hoogfrequente ruis wordt verminderd door het responsie-vormende netwerk steeds wanneer de amplitude van het ingangssignaal niet tot overbelasting van de stelsel voert, 25 maar wanneer overbelasting zou optreden passen de netwerken zich aan teneinde het versterken van overheersende spectrale componenten te vermijden met behoud van de ruisonderdrukking waar ruis hoorbaar zou zijn in de aanwezigheid van deze spectrale componenten. Een dergelijk stelsel maakt een veel grotere versterking en afhakking in 30 de aanwezigheid van overheersende signalen bij frequenties waar ruis geen probleem is, mogelijk en kan om deze reden ruismodulatie onhoorbaar maken.

Analoge companders met bandsplitsing of schuivende band, zoals de hierboven zijn genoemd, zijn natuurlijk voorbeelden van 35 adaptieve benadrukking vooraf en opheffing van de benadrukking ach- :··« . - , t— va .· ,.k V .Λ V J ·*} - 15 - teraf; behalve frequentie-afhankelijke variabele responsie (dat wil zeggen adaptieve responsie) netwerken, omvatten zij gewoonlijk hun eigen ketens voor het meten van de amplitude en het spectrum van de audiosignalen teneinde de variabele responsie of adaptie te bewer-5 ken. Het processororgaan 6 (fig. 6 en fig. 7) en het processor-orgaan 16 (fig. 8 en fig. 9) kunnen dergelijke ketens bevatten met toepasselijke veranderingen in de frequentieresponsie indien dat nodig is.

In adaptieve digitale stelsels die gebruikmaken van 10 variabele schaalbepaling, bevat de ADC een stuursignaal of schaal-bepalingsfactor, gewoonlijk langs digitale weg afgeleid, die moet worden gereconstrueerd in de DAC (bijvoorbeeld de uitvoeringsvoor-beelden in fig. 8 en fig. 9). Het stuursignaal kan worden gebruikt voor het werken op adaptieve responsie-netwerken; het stuursignaal 15 kan worden opgevat als een langs digitale weg afgeleid meting van het audiosignaal die oorspronkelijk is uitgevoerd in de ADC en die kan worden gereconstrueerd in iedere gewenste mate van nauwkeurigheid in de DAC. Vandaar dat een van de belangrijkste problemen in een analoge compander, namelijk dat van het uitvoeren van de iden-20 tieke meting van het signaal aan het zendeind en aan het ontvangst-eind, is geëlimineerd en dat het nauwkeurig '’sporen" van de variabele benadrukking vooraf en het opheffen daarvan achteraf gemakkelijker is tot stand te brengen.

In de praktijk zullen de frequentie-afhankelijke varia-25 bele responsie-netwerken 20 en 22 de vorm hebben van frequentie-afhankelijk variabele versterkingsinrichtingen zoals compressoren en expanders (companderstelsels) voor een vaste band of een schuivende band die bij hoge frequenties werken, zoals die die hierboven zijn genoemd.

30 In bekende analoge companders hangt de hoorbaarheid van ruismodulatie af van de compressie-verhouding; hoe groter de compres-sie-verhouding, hoe groter de signaalamplitude voordat het ruisniveau voldoende toeneemt om hoorbaar te worden. Ongelukkigerwijs voeren hoge compressie-verhouding een daarom ook hoge expansie-ver-35 houding tot spoor-fouten als gevolg van de discrepanties tussen de Λ ·' '-N *—·» \ * ^ - v·» - 16 - metingen van het signaal uitgevoerd in de compressor en in de expander en in de praktijk hebben analoge companders gewoonlijk compres-sieverhoudingen tussen 1,5 en 3. De nauwkeurigheid waarmee het digitaal afgeleide stuursignaal kan worden gereconstrueerd, maakt het 5 toepassen mogelijk van wat grotere verhoudingen in de uitvoerings-voorbeelden in de figuren 8 en 9. De combinatie van adaptieve benadrukking vooraf en afleiding van de schaalbepalingsfactor in de ADC kan worden opgevat als een door zijn uitgangssignaal bestuurde compressor waarvan de compressieverhouding afhangt van de stuur-eigen-10 schappen van het variabele netwerk en van de ingang/uitgang-karak-teristieken van de digitale meting. Wanneer de laatste bekend is, is het mogelijk de eerste af te leiden hetgeen nodig is om een gegeven vereiste compressie-verhouding te verschaffen.

In de figuren 10 en 11 zijn meer specifieke uitvoerings-15 voorbeelden van de schakelingen in de figuren 8, respectievelijk 9 voorgesteld. In deze uitvoeringsvoorbeelden wordt een betrekkelijk eenvoudig, goedkoop digitaal codeer/decodeer-audiostelsel met grote prestaties verschaft: de bekende voordelen van adaptieve -modulatie worden behouden, daaronder begrepen zijn eenvoudige instrumentatie, 20 terwijl verder het dynamische bereik van het stelsel wordt vergroot zonder hinderlijke bijwerkingen te introduceren, zoals ruismodulatie. Het verkregen stelsel is in het bijzonder geschikt voor toepassing in goedkope, door de datasnelheid begrensde stelsels waarin een groot dynamisch bereik en een grote signaal/ruisverhouding worden 25 verlangd.

Verschillende schema’s voor Δ-modulatie worden beschreven in het artikel "Delta Modulation" van H.R. Schindler, IEEE Spectrum, Vol. 7, blz. 69-78, oktober 1970. Het artikel bevat een bespreking van adaptieve h-modulatie en het is ook voorzien van een 30 uitgebreide bibliografie. Voorts is een adaptief 4-modulatie-stelsel beschreven in "High Performance Digital Audio Systems" van Robert I. Masta, Electronic Products, blz. 66, 20 april 1982. Verder worden A-modulatie-stelsels beschreven in de Amerikaanse octrooischriften 4.190.801, 4.254.502, 4.305.050 en 4.313.204. De Amerikaanse oc-35 trooischriften 4.254.502 en 4.313.204 worden geacht hier te zijn

. ,, , ,} J

- 17 - opgenomen door de verwijzing, beide in hun geheel.

De A/D- en D/A omzetters 24 en 26 zijn van het type met adaptieve Δ-modulatie op basis van continu variabele helling (CVSD). Dergelijke inrichtingen zijn algemeen bekend. Teneinde hoorbare 5 ruis nog verder te onderdrukken wordt in de ADC 24 gebruik gemaakt van fout-terugkoppeling. Dergelijke technieken zijn eveneens bekend. Zie bijvoorbeeld de Amerikaanse octrooischriften 2.927.962 en 4.313.204, en het artikel "Reduction of Quantizing Noise by Use of Feedback" van Spang en Schultheiss, IRE Trans. Commun. Syst., Vol.

10 CS-IO, biz. 373-380, december 1962. Een hoogfrequente compressor 28 met schuivende band en een complementaire expander 30 die beide worden bestuurd door de bijbehorende omzetter, zorgen voor de onderdrukking van hoogfrequente ruis.

De mate waarin ruisonderdrukking wordt verkregen in het 15 stelsel met schuivende band en het frequentiespectrum waarin hij effectief is, kunnen worden gekozen om te passen bij het ruisspectrum dat overblijft, zelfs bij gebruikmaking van fout-terugkoppelin& Bijvoorbeeld zal, tenzij de klokfrequentie voldoende groot is, ruis J van betekenis overblijven bij zeer hoge audio-frequenties wanneer 20 gebruik wordt gemaakt van correctie door fout-terugkoppeling. Bij het opzetten van het ruisonderdrukkingsstelsel met schuivende band om dit te laten werken in het genoemde gebied van het audiospectrum resulteert de combinatie van de twee in een ruisonderdrukking over het gehele hoogfrequente audio-spectrum terwijl wordt gewerkt met 25 klokfrequenties die anders onaanvaardbaar zouden zijn voor audio van hoge kwaliteit. De combinatie van deze schakeling met een variabele laagfrequente versterking 32 en een complementaire variabele laagfrequente afkapping 34 die zijn opgezet om alle overblijvende laagfrequente ruis te onderdrukken, resulteert in de onderdrukking 30 van praktisch alle ruis over het gehele audio-spectrum.

De inrichtingen met schuivende band kunnen verschillende vormen aannemen, zoals is uiteengezet in de hierboven genoemde literatuur. In dit uitvoeringsvoorbeeld zijn de inrichtingen wijzigingen van algemeen bekende inrichtingen met schuivende band die bekend 35 staan als B-type compressoren en expanders, waarvan een vroege uit- w ^ .. -- F - .

- 18 - voeringsvorm is beschreven in het Amerikaanse octrooischrift RE 28426. In het uitvoeringsvoorbeeld is geen stuurschakeling nodig omdat het stuursignaal wordt afgeleid uit de omzetters 24 en 26.

Bovendien behoeven de inrichtingen alleen bij hoge frequentie werk-5 zaam te zijn als gevolg van de laagfrequente ruisonderdrukking die wordt verkregen door de laagfrequente variabele versterkings- en afkappingsschakelingen en als gevolg van het overheersend hoogfrer quente karakter van het ruisspectrum in dit A--modulatie-stelsel wanneer de gebezigde fout-terugkoppelingcorrectie het ruisspectrum niet 10 geheel buiten de bruikbare audio-band drukt door gebruik te maken van een betrekkelijk kleine klokfrequentie. Zoals hierboven vermeld is het gewenst dat het companderingsstelsel niet bij lage frequenties werkt omdat een dergelijke inrichting de niet-gemaskeerde veranderingen in laagfrequente ruis bij aanwezigheid van hoogfrequente 15 signalen zal vergroten. Aldus moeten de frequentiebanden waarin de hoogfrequente ruisonderdrukking en waarin de laagfrequente versterking /afkapping werkzaam zijn, praktisch gesproken elkaar uitsluiten.

In fig. 10 begrenst de ingang voor het stelsel, een eenvoudig twee-polig laag doorlaatfilter 36, de bandbreedte van het 20 audio-ingangssignaal. In tegenstelling tot de bekende PCM-stelsels met een geringe bemonsteringsfrequentie, zijn geen ingewikkelde filters voor het wegnemen van aliasvorming nodig. Een dergelijk laag doorlaatfilter 38 is geplaatst na DAC 26 (fig. II). De compressor 28 met verschuivende bandbreedte is een tweewegs Type I-inrichting 25 die overeenkomt met de inrichting die is beschreven in de ter inzage gelegde Britse octrooiaanvrage 2.079.114A. De hoofdweg bevat een vaste, van het niveau onafhankelijke responsievormend netwerk 40 volgens fig. 14 dat de transmissie van sterke hoogfrequente signalen mogelijk maakt.

30 De tweede weg bevat een spanningbestuurd enkelpolig hoog doorlaatfilter 42. In de rusttoestand is de afsnij frequentie daarvan ongeveer 10 kHz. Het effect van het variabele filter is een compressor met een compressieverhouding die afhangt van de vorm van de filter/stuur-karakteristiek, welke compressie plaatsvindt boven 35 een drempelniveau dat afhangt van de lusversterking van het stuur- *·*·-· Λ *«* ·*» • - 19 - stelsel. De versterkingsfactor voor optelling met de hoofdweg is 14 dB, hetgeen een benadrukking vooraf in de rusttoestand oplevert die oploopt met 6 dB/octaaf vanaf ongeveer 2 kHz tot 10 kHz. Boven een drempelwaarde van het stuursignaal verplaatst deze benadrukking 5 vooraf zich omhoog langs de frequentieschaal als een toenemende functie van een stuursignaal dat wordt ontleend aan de bit-stroom. Een orgaan 44 voor het onderdrukken van doorschieten (beschreven in het Amerikaanse octrooischrift RE 28.426) voorkomt vervorming door inschakelverschijnselen in de A/D-omzetter. De hoofdweg en de twee-10 de weg worden in een combinatie-orgaan 46 opgeteld.

Het bewerkte audiosignaal uit de schuifbandcompressor 28 wordt via een opteltrap 48 toegevoerd aan een vergelijkingsorgaan 50. Het andere ingangssignaal van het vergelijkingsorgaan is een audio-signaal dat is gereproduceerd uit de digitale bituitgangs-15 stroom. Het uitgangssignaal van het vergelijkingsorgaan wordt bemonsterd met de klokfrequentie door middel van een flip-flop 52 om zo de bituitgangsstroom te worden. De bituitgangsstroom bestuurt het teken van de integratie (blok 54) zodat het gereproduceerde audio-signaal het audio-ingangssignaal volgt. De adapterende algo-20 rithme 56 maakt gebruik van de bitstroom om een analoge stuurspan-ning tot stand te brengen die wordt geïntegreerd (blok 54) om zo het audio-signaal te construeren. Het stuursignaal wordt ook gebruikt voor het besturen van het analoge ruisonderdrukkingsstelsel.

De fout die wordt gemaakt bij dit conversie-proces, 25 verschijnt aan de ingang van het vergelijkingsorgaan. Het foutsig-naal wordt door een foutterugkoppellus 56 waarin een laag doorlaat-filter 58 aanwezig is, gevoerd en wordt gecombineerd met het bewerkte audio-signaal. Deze gang van zaken verschuift het spectrum van de fout naar boven langs de frequentieschaal. Met een voldoend hoge 30 bemonsteringsfrequentie is er voldoende ruimte boven de bovengrens van het audiofrequentiegebied en onder de klokfrequentie om het foutspectrum in te schuiven. Aldus kan het grootste deel van de kwanticeringsruis uit het hoorbare gebied worden weggeschoven, hetgeen veel minder hoorbare ruis achterlaat dan gewoonlijk is verbon-35 den met een bekend 4-modulatiestelsel. Indien gebruik wordt gemaakt ^ — --· v ·-’ " V v‘ * - 20 - van een lagere bemonsteringsfrequentie is er enige resterende zeer hoogfrequente ruis, zoals hiervoor besproken.

De basis-bituitgangsstroom wordt vervolgens verwerkt als nodig kan zijn alleen voor het aanbieden aan het transmissiemedium.

5 In fig. 11 zijn bijzonderheden van het decodeerorgaan dat complementair is aan het codeerorgaan in fig. 10, weergegeven. Het signaal uit het transmissiemedium wordt bewerkt als nodig kan zijn om de basis-bitingangsstroom te verkrijgen. Het bewerkingsor-gaan zal een orgaan voor het afleiden van een kloksignaal bevatten.

10 Dergelijke technieken zijn algemeen bekend.

De D/A-omzetter 26 is een adaptieve Λ-demodulator die identiek is met een deel van de A/D-omzetter 24. Het vergelijkings-orgaan 50 en de foutterugkoppellus 56 zijn niet nodig voor de demodulator. De blokken 54, 55 en 56 zijn dezelfde in de beide omzetters. 15 Het audio-uitgangssignaal uit de uitgang van de integrator loopt via een tweepolig laag doorlaatfilter naar de complementaire schuif-bandexpander 30. Deze heeft ook een tweewegs configuratie waarin de hoofdweg een niveau-onafhankelijke responsie-vormend netwerk 40’ (de omgekeerde van fig. 14) en de tweede weg zorgt voor negatieve 20 terugkoppeling vanuit de uitgang naar een sommerend combinatieorgaan 46 aan de ingang via een variabel hoog doorlaatfilter 42 en een doorschiet-onderdrukkingsorgaan 44. Het filter 42 wordt bediend door het stuursignaal dat is afgeleid uit de bitstroom in de D/A-omzetter, en het resultaat is een reponsie die complementair is met 25 die van de coderingsruisonderdrukkingsprocessor.

De hierboven gegeven verklaringen met betrekking tot de beschrijving van de uitvoeringsvoorbeelden in de figuren 6 t/m 9 en die betrekking hebben op de relatieve lokaties van de hoogfrequente en laagfrequente variabele responsie-organen, zijn ook van toepas-30 sing op het variabele laagfrequente versterkingsorgaan 32 en de schuifbandcompressor 28 in fig. 10, en ook het variabele laagfrequente afkaporgaan 34 en de schuifbandexpander 30 volgens fig. 11.

Dat wil zeggen dat de volgorde waarin de ketens op de analoge signalen werken, het resultaat niet beïnvloedt omdat de ketens werk-35 zaam zijn in afzonderlijke, althans nagenoeg elkaar niet overlappen- ^ ....... . . V-, -st -J v *·> - 21 - de frequentiebanden. Omdat dit het geval is, kan de inrichting worden vereenvoudigd zodanig dat de organen voor respectievelijk de variabele laagfrequente versterking en de variabele laagfrequente afkapping extra zijwegen vormen in de schuifbandcompressor, res-5 pectievelijk de schuifbandexpander, zoals is aangegeven in figuren 12 en 13. De resultaat is equivalent met het aanbrengen van organen buiten de expander en de compressor zoals in de figuren 10 en 11.

In fig. 12 wordt het variabele laagfrequente verster-kingsorgaan gevormd door een negatieve terugkoppellus die een om-10 keerorgaan 60 en een blok 62 met daarin een bestuurd laag doorlaat-filter en een versterker die een vaste versterkingsfactor verzorgt, bevat. Het stuursignaal voor het bestuurde laag doorlaatfilter kan heztelfde analoge stuursignaal zijn uit de ADC 24 dat wordt aangelegd aan het bestuurde hoog doorlaatfilter 42.

15 In fig. 13 wordt het variabele laagfrequente afkaporgaan gevormd door een positief voedende voorwaartse lus die dezelfde elementen bevat als aanwezig zijn in het blok 62 in fig. 12.

Fig. 14 toont een voorbeeld van een frequentieresponsie-kromme van het responsie-vprmende netwerk 40 zoals gebruikt in de 20 codeerorganen in de figuren 10 en 12. De responsie is onveranderlijk en onafhankelijk van het niveau. De complementaire responsie wordt gebruikt in het netwerk 40' in de decodeerorganen in de figuren 11 en 13.

Praktische uitvoeringsvoorbeelden van de inrichting vol-25 gens de figuren 12 en 13 worden getoond in de schema’s in fig. 15 en fig. 16. De schakelingen zijn voor gebruik met een -modulatie-stelsel van het CVSD-type, zoals hiervoor beschreven in verband met de uitvoeringsvoorbeelden in de figuren 10 en 11 (bijvoorbeeld blok 24 in fig. 10 en blok 30 in fig. 11). De stuurspanning uit de 30 -modulator wordt gebruikt om te werken op een enkele stroombestuur-de weerstand die zowel zorgt voor een hoogfrequente versterking met een schuivende band en een variabele laagfrequente versterking. In dit geval, zoals hierna nader wordt toegelicht, bestaat de laagfrequente versterking in werkelijkheid uit een afnemende laagfrequente 35 afkapping en wordt de hoogfrequente versterking gesuperponeerd op sT ·. ' ··. / % * - 22 - de hoogfrequente opheffing van de benadrukking vooraf die door het netwerk 40 wordt verzorgd. Fig. 17 toont een representatief stel frequentie responsiekrommen voor progressief toenemende waarden van de zuurspanning (die evenredig is aan de toenemende helling van het 5 ingangssignaal). De pijlen in fig. 17 geven de richting aan van de toenemende stuursignaalspanning. In fig. 16 wordt het complementaire decodeerorgaan getoond waarin de stuurspanning uit de -demodulator ook een enkele stroom-besturude weerstand bestuurt die in het geval van het decodeerorgaan zorgt voor een hoogfrequente afkapping met 10 een schuivende band en een variabele laagfrequente afkapping. De responsiekarakteristieken van het decodeerorgaan zijn complementair aan die in fig. 17 zijn gegeven. In het codeerorgaan en in het decodeerorgaan is het mogelijk dezelfde stroombestuurde weerstand te gebruiken voor zowel de hoogfrequente schuivende band-functie en de 15 variabele laagfrequente responsie-functie omdat de functies optreden in afzonderlijke frequentiebanden, zoals hierna nog wordt toegelicht. Wat betreft de bijzonderheden van fig. 15 wordt het audio-ingangs-signaal aangelegd aan een tweepolig laag doorlaat ingangsfilter met een afsnijfrequentie van ongeveer 16 kHz. Het filter bestaat uit 20 1/2 IC101 (een operationele versterker) samen met zijn bijbehorende weerstanden en condensatoren (C101, C102, C103, R101, R102 en R103). Het filteruitgangssignaal wordt toegevoerd aan de hoofdweg waarin het verzadiging-verhinderende netwerk dat bestaat uit R104, R106 en Cl04 is geplaatst. Deze combinatie van onderdelen vormt een enkel-25 polig laag doorlaatfilter met een hoekfrequentie bij ongeveer 6 kHz. Het uitgangssignaal van het verzadiging-verhinderende netwerk wordt toegevoerd aan een opteller/omkeerorgaan (op amp 1/2 IC102). Het in-gangsfilter uitgangssignaal wordt ook aangelegd aan een condensator Cl09 die samen met de stroom-bestuurde weerstand Q/2 IC103) een 30 variabel hoog doorlaatfilter vormt. De stroombestuurde weerstand wordt bestuurd door een signaal dat vanuit de CVSD- -modulator wordt aangelegd aan de ingang voor het coderingsstuursignaal en dat verder is bewerkt. De bewerking omvat een piek-vasthoud- en drempel-keten die omvat op amp 1/2 IC101, de diodes D101 en D102, de weerstanden 35 R110 en R112 en de via een weerstand R111 aangeboden referentiespan- 5':: :-o5 Λ - 23 - ning. Een. laag doorlaatfliter met een hoekfrequentie van ongeveer 700 Hz dat bestaat uit R120, R.121 en Cl 10, vormt een negatieve terugkoppelweg vanuit de uitgang van de opteller/omkeerorgaan (1/2 IC102) naar de ingang van de op amp (1/2 IC102). De impedantie van 5 een condensator Cl08 is 0 bij de audio-frequenties waar het hier om gaat. Het lage doorlaatfilter werkt bijgevolg met de bestuurde weerstand om een variabele verzwakker te vormen door de versterking van de op amp 1/2 IC102 te regelen. Het uitgangssignaal van op amp 1/2 IC102 wordt aangeboden aan de ingang van de opteller/omkeeror-10 gaan om zo een voorwaarts voedende lus te completeren met daarin het variabele hoge doorlaatfilter en een negatieve terugkoppellus met daarin een variabele verzwakker. De diodes Dl03 en Dl04 zorgen voor onderdrukking van doorschieten.

De werking van de variabele verzwakker kan als volgt 15 worden geanalyseerd. Wanneer de weerstand van de variabele weerstand oneindig groot is (wanneer zijn stuurstroom 0 is) boven de afsnij-frequentie van het lage doorlaatfilter, kan de negatieve terugkoppellus buiten beschouwing blijven, terwijl onder de afsnij-frequentie de lus een eindige versterkingsfactor heeft. Voor de waarden van de 20 onderdelen die zijn getekend is het resultaat een verzwakking met ongeveer 6 dB voor signalen die binnen de doorlaatband van het laag doorlaatfilter liggen. Wanneer de weerstandswaarde van de bestuurde weerstand daalt (bij het stijgen van het stuursignaal) wordt de negatieve terugkoppeling verkleind waarbij dus de verzwakking kleiner 25 wordt en de versterkingsfactor van de lus toeneemt. Bij zeer geringe waarden van de bestuurde weerstand nadert de totale laagfrequente responsie van de hoofdweg en van de zijwegen die de voorwaartse voeding- en negatieve terugkoppel-lussen bevatten, een vlakke responsie. Deze inrichting is het equivalent van een variabele laagfrequen-30 te versterking in combinatie met een vaste laagfrequente responsie-afkapping. Bij bestudering van de responsiekrommen in fig. 17, blijkt dat de laagfrequente afkapping afneemt wanneer het stuursignaal toeneemt. De hoogfrequente weg voor voorwaartse voeding draagt geen uitgangssignaal bij in de frequentieband waar de negatieve terug-35 koppelweg dit wel doet. De hoogfrequente weg is een op zich bekende * * '*

W» ,u. “ / V

. ' - 24 - hoogfrequente schuivende band-responsie die resulteert in een totale hoogfrequente responsie van de hoofdweg en de zijwegen die een af nemende hoogfrequente versterking is bij het toenemen van het stuursignaal. De totale responsie daalt tot onder een vlakke res-5 ponsie bij hoge frequenties als gevokg voor het effect van het ver-zadigingverhinderende netwerk.

Fig. 17 geeft in het algemeen de verlangde gecombineerde totale responsie aan van de variabele laagfrequente versterking en de variabele hoogfrequente benadrukking vooraf die nodig zijn om 10 ruis over het gehele audio-spectrum in een digitaal stelsel van de beschreven soort minimaal te maken. Naarmate de hoogfrequente inhoud met een hoog niveau van het audiosignaal toeneemt, neemt de hoogfrequente benadrukking vooraf af terwijl tegelijkertijd de laagfrequente versterking wordt vergroot.

15 In fig. 16 is de schakeling voor gebruik in een decodeer- orgaan die complementair is met die in fig. 15, getekend. De inrichting is in het algemeen gebaseerd op het uitvoeringsvoorbeeld in fig. 13, en bijvoorbeeld is het complementaire variabele laagfrequente afkaporgaan gevormd door een positief voorwaarts voedende 20 lus, terwijl de complementaire variabele hoogfrequente opheffing van de benadrukking vooraf wordt verkregen in een negatieve terugkoppellus. De werking van de schakeling is analoog aan die van de schakeling in fig. 15. De stuurspanning uit de -modulator wordt gebruikt om te werken op een enkele stroombestuurde weerstand die zowel een 25 hoogfrequente afkapping met schuivende band als een variabele laagfrequente afkapping verzorgt. In dit geval, zoals hierna uiteengezet, bestaat de laagfrequente afkapping in werkelijkheid uit een afnemende laagfrequente versterking en is de hoogfrequente afkapping ge-superponeerd op de hoogfrequente benadrukking vooraf die wordt ver-30 zorgd door het netwerk 40’.

In fig. 16 wordt het analoge ingangssignaal uit de -modulator aangeboden aan de hoofdweg aan de ingang van 1/2 IC202 waaromheen het verzadiging-verhinderende netwerk dat bestaat uit R204, R206 en C204 is geplaatst als een terugkoppellus teneinde te 35 zorgen voor de complementaire responsie bij de vergelijking met het r. Λ . : ‘ - j ï

V v v v j *J

. · - >* * · ; -y' i ,______ - 25 - netwerk in fig. 15. Deze combinatie van een terugkoppellus rondom de op amp vormt een hoogfrequente benadrukking vooraf die met 6 dB/ octaaf toeneemt boven ongeveer 6 kHz. Het uitgangssignaal van de opteller/omkeerorgaan wordt toegevoerd aan een tweepolig laag door-5 laatfilter met een afsnijfrequentie van ongeveer 16 kHz, d.w.z. de op amp 1/2 IC201 en bijbehorende weerstanden en condensatoren C201, R202, R203, C202 en C203. Het uitgangssignaal van de opteller/omkeerorgaan wordt ook aangelegd aan de condensator C209 die samen met de stroombestuurde weerstand (1/2 IC203) een variabel hoog doorlaat-10 filter vormt in een negatieve terugkoppellus. De stroombestuurde weerstand wordt bestuurd door een signaal dat afkomstig is uit de CVSD -modulator dat aan de deqoderingsstuurs s ignaalingang wordt aangelegd en vervolgens bewerkt. De bewerking omvat een piek-vast-houd- en drempelketen die bestaat uit op amp 1/2 IC201, de diodes 15 D201 en D202, de weerstanden R210 en R212, en de referentiespanning die via een weerstand R211 wordt aangelegd. Een laag doorlaatfilter met een hoekfrequentie van ongeveer 700 Hz dat bestaat uit R220, R221 en C210, ontvangt ook het analoge ingangssignaal en maakte deel uit van een voorwaarts voedende lus naar de ingang van de op amp 20 (1/2 IC202). De condensator C208 heeft een impedantie 0 bij de audio-frequenties waar het hier om gaat. Bijgevolg werkt het lage doorlaatfilter met de bestuurde weerstand samen om een variabele verzwakker te vormen voor het besturen van de versterking van de lus die de op amp 1/2 IC202 bevat. Aldus werkt de voorwaarts voedende 25 lus als een variabele versterking. Het uitgangssignaal van op amp 1/2 IC202 wordt aangelegd aan de ingang van de opteller/omkeerorgaan om zo de negatieve terugkoppellus (variabele opheffing van benadrukking vooraf) met het variabele hoge doorlaatfilter en de voorwaarts voedende lus (variabele versterking) met een variabele verzwakker 30 te completeren. Diodes D203 en D204 zorgen voor onderdrukking van doorschieten.

De werking van de variabele versterkingsllus kan als volgt worden geanalyseerd. Wanneer de weerstandswaarde van de variabele weerstand oneindig groot is (wanneer zijn stuurstroom 0 is) kan 35 boven de afsnij frequentie van het lage doorlaatfilter de voorwaarts ^ ~ " Γ ” 5 • - 26 - voedende lus buiten beschouwing blijven, terwijl onder de afsnij -frequentie de lus de een of andere eindig versterkingsfavtor heeft. Voor de ingetekende waarden van de onderdelen is het resultaat een versterking met ongeveer 6 dB voor signalen binnen de doorlaatband 5 van het lage doorlaatfilter. Wanneer de weerstandswaarde van de bestuurde weerstand daalt (wanneer het stuursignaal sterker wordt), neemt de voorwaartse voeding af waardoor dus de verzwakking wordt vergroot en de lusversterking afneemt. Bij zeer geringe waarden van de bestuurde weerstand benadrukt de totale laagfrequente responsie 10 van de hoofdweg en van de zijwegen die de voorwaartse voeding, respectievelijk de negatieve terugkoppeling-lussen bevatten, een vlakke responsie. Deze inrichting is het equivalent van een variabele laagfrequente afkapping in combinatie met een vaste laagfrequente responsie-versterking. Bestudering van de responsiekrommen in fig.

15 17 laat de afnemende laagfrequente afkapping bij toename van het stuursignaal voor de in fig. 15 getekende schakeling zien. In dit geval resulteert de complementaire responsie. De hoogfrequente weg met negatieve terugkoppeling draagt geen uitgangssignaal bij in de frequentieband waar de laagfrequente weg met voorwaartse voeding 20 dit wel doet. De hoogfrequente weg is een op zich bekende hoogfrequente schuifband-responsie die resulteert in een totale hoogfrequente responsie van de hoofdweg en de zijwegen die een afnemende hoogfrequente opheffing van benadrukking vooraf is naarmate het stuursignaal toeneemt. De responsie komt boven een vlakke responsie 25 uit bij hoge frequenties als gevolg van het effect van het verzadi-gings-onderdrukkende netwerk.

In de verschillende hierin beschreven uitvoeringsvoor-beelden worden de digitale signale tussen het digitale codeerorgaan en het digitale decodeerorgaan gedragen door een transmissiemedium 30 dat vele vormen kan aannemen. Bijvoorbeeld kunnen de digitale signalen rechtstreeks worden aangelegiaan een registratie- en afspeel-medium (magneetband, schijven, enz.) of aan zend- en ontvangst-stel-sel voor transmissie langs de draad of draadloos, enz. Ook kan een verdere modulatie of codering wordt toegepast voorafgaand aan het 35 registreren of aan de uitzending.

r> ·· · -

-J - ·-' -J 'J

- 27 -

Ofschoon de verschillende uitvoeringsvoorbeelden van codeerorgaan en decodeerorgaan op zichzelf bruikbaar zijn, kunnen zij worden gecombineerd door middel van een transmissiemedium om zo een compleet stelsel van codeerorgaan en decodeerorgaan te vormen.

*

Claims (28)

1. Stelsel voor omzetting van analoge audiosignalen in digital audiosignalen dat analoge audio-ingangssignalen ontvangt, 5 gekenmerkt door een analoog/digitaal omzetterorgaan dat werkt met adaptieve differentiële modulatie, een frequentie-afhankelijk variabele responsie-orgaan voor het bewerken van de audioingangssignalen voordat zij worden aangelegd aan het omzetterorgaan, waarbij het orgaan met variabele versterking eigenschappen heeft die ten opzich- 10 te van andere delen van het audiospectrum signalen in het onderste deel van het audiospectrum versterken waarbij de mate van versterking toeneemt met het toenemen van de amplitude van signaalcompo-nenten in het bovenste deel van het audiospectrum.

2. Stelsel volgens conclusie 1, waarin de mate van ver- 15 sterking een oplopende functie is van de helling van de audio- ingangs signaalcomponenten in het bovenste deel van het audio-spec-trum.

3. Stelsel volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de mate van versterking althans in hoofdzaak recht evenredig is met de 20 helling van de amplitudes van audio-ingangssignaalcomponenten in het bovenste deel van het audio-spectrum.

4. Stelsel volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de mate van versterking wordt bestuurd door een stuursignaal en dat het variabele versterkingsorgaan een orgaan bevat voor het genereren 25 van een stuursignaal dat is afgeleid uit de audio-ingangssignalen.

5. Stelsel volgens conclusie 4, met hét kenmerk, dat het orgaan voor het genereren van een stuursignaal omvat een hoog doorlaat- en wegingsfilter en een gelijkrichter.

6. Stelsel volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat 30 het omzetterorgaan een orgaan omvat voor het genereren van een stap-groottesignaal en dat de mate van de versterking door het variabele versterkingsorgaan wordt bestuurd door een stuursignaal dat is afgeleid uit het stapgroottesignaal.

7. Stelsel volgens conclusie 1, 2, 3, 4, 5 of 6, 35 gekenmerkt door een orgaan voor het leveren van een drempelniveau ** -- - T £ *- v ' ~ ^ -29- zodanig dat boven een drempelniveau van de amplitude van signaal-componenten in het bovenste deel van een audio-spectrum versterking optreedt en onder dit drempelniveau geen versterking.

8. Stelsel volgens de conclusies 1, 2, 3, 4, 5 of 6, 5 gekenmerkt door een tweede frequentie-afhankelijke variabele res- ponsie-orgaan voor het bewerken van de audio-ingangssignalen voor dat zij worden aangeboden aan het omzetterorgaan, welk tweede variabele versterkingsorgaan eigenschappen heeft die ten opzichte van andere delen van het audiospectrum signalen in het bovenste deel 10 van het audio-spectrum versterken waarbij de mate van versterking af neemt met het toenemen van de amplitude van signaalcomponenten in het bovenste deel van het audio-spectrum.

9. Stelsel volgens conclusie 8» met het kenmerk, dat het tweede frequentie-afhankelijke variabele responsie-orgaan een 15 schuifbandkarakteristiek heeft.

10. Stelsel volgens conclusie 8, met het kenmerk, dat het tweede frequentieafhankelijke variabele responsie-orgaan een vaste bandkarakteristiek heeft.

11. Stelsel volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat 20 het met adaptieve differentiële modulatiewerkende analoog/digitaal- omzetterorgaan een met adaptieve differentiële -modulatie werkend conversie-orgaan is.

12. Stelsel volgens conclusie 11, met het kenmerk, dat het met adaptieve differentiële -modulatie werkende omzetterorgaan 25 een met een continu variabele helling werkende -modulatie codeer-orgaan is.

13. Stelsel voor digitaal-analoog-omzetting van audio-signalen dat digitale audioingangssignalen ontvangt, gekenmerkt door een met adaptieve differentiële modulatiewerkend digitaal/ 30 analoog-omzetterorgaan, een frequentieafhankelijke variabele respon-sie-orgaan voor het bewerken van analoog audio-signalen die aan het omzetter-orgaan worden ontleend, waarbij het variabele responsie-orgaan eigenschappen heeft die ten opzichte van andere delen van het audio-spectrum signalen in het onderste deel van het audio- 35 spectrum afkappen, waarbij de mate van afkapping toeneemt met het ” '' r' '7 *7 •. ‘ ·· v μ - 30 - toenemen van de amplitude van signaalcomponenten in het bovenste deel van het audiospectrum.

14. Stelsel volgens conclusie 13, met hét kenmerk, dat de mate van afkapping een toenemende functie is van de helling van 5 de amplituden van signaalcomponenten in het bovenste deel van het audiospectrum.

15. Stelsel volgens conclusie 13, met het kenmerk, dat de mate van afkapping althans nagenoeg recht evenredig is met de helling van de amplituden van signaalcomponenten in het bovenste 10 deel van het audio-spectrum.

16. Stelsel volgens conclusie 13, met het kenmerk, dat de mate van afkapping wordt bestuurd door een stuursignaal en het variabele responsie-orgaan een orgaan bevat voor het genereren van een stuursignaal dat wordt afgeleid uit de analoge audiosignalen.

17. Stelsel volgens conclusie 16, met het kenmerk, dat het orgaan voor het genereren van het stuursignaal een hoog/-door-laat- en wegingsfilter bevat alsmede een gelijkrichter.

18. Stelsel volgens conclusie 13, met hét kenmerk, dat het omzetterorgaan een orgaan bevat voor het genereren van een 20 stapgroottesignaal en dat demate van afkapping door het variabele responsie-orgaan wordt bestuurd door een stuursignaal dat uit het stapgroottesignaal wordt afgeleid.

19. Stelsel volgens de conclusies 13, 14, 15, 16, 17 of 18, gekenmerkt door. een orgaan voor het leveren van een drempel- 25 niveau zodanig dat boven een drempelniveau van de amplitude van signaalcomponenten in het bovenste deel van het audiospectrum afkapping plaatsvindt en onder het drempelniveau niet.

20. Stelsel volgens conclusies 13, 14, 15, 16, 17 of 18, gekenmerkt door een tweede frequentie-afhankelijke variabele 30 responsie-orgaan voor het bewerken van analoge audiosignalen die zijn afgeleid uit het omzetterorgaan, waarbij het tweede variabele responsie-orgaan eigenschappen heeft, die ten opzichte van andere delen van het audiospectrum signalen in het bovenste deel van het audiospectrum afkappen, waarbij de mate van afkapping afneemt met 35 het toenemen van de amplitude van signaalcomponenten in het bovenste —» V, „ *v, r*3 ;·*· - : 4jf - ** - 31 - * * deel van "het audio-spectrum.

21. Stelsel volgens conclusie 20, met het kenmerk, dat het tweede frequentie-afhankelijke variabele responsie-orgaan een schuivende band-karakteristiek heeft.

22. Stelsel volgens conclusie 20, met het kenmerk, dat het tweede frequentie-afhankelijke variabele responsie-orgaan een vaste band-karakteristiek heeft.

23. Stelsel volgens conclusie 13, met het kenmerk, dat het met adaptieve differentiële modulatiewerkende analoog/digitaal 10 omzetter-orgaan een met adaptieve differentiële -modulatie werkend omzetterorgaan is.

24. Stelsel volgens conclusie 23, met het kenmerk, dat het met adaptieve differentiële -modulatiewerkende omzetterorgaan een -modulatiecodeerorgaan is dat werkt met een continu variabele 15 helling.

25. Stelsel volgens conclusie I in combinatie met een digitaal/analoog-omzetterstelsel voor het herstellen in analoge vorm van de signalen die door het analoog/digitaal-omzetterstelsel in digitale vorm zijn gebracht en die via een transmissiemedium 20 zijn ontvangen, waarbij het digitaal/analoog-omzetterstelsel omvat: een met adaptieve differentiële modulatiewerkend digi-taal/analoog-omzetterorgaan dat de in digitale vorm gebrachte signalen ontvangt voor het omzetten van de in digitale vorm gebrachte signalen in analoge vorm, en 25 een complementair frequentie-afhankelijk variabele res ponsie-orgaan voor het bewerken van de analoge signalen die uit het digitaal/analoog-omzetterorgaan komen, waarbij het complementaire variabele responsie-orgaan een responsie-karakteristiek heeft waarvan de vorm complementair varieert met de responsie-karakteristiek 30 van het variabele responsie-orgaan in het analoog-digitaal-omzetter-stelsel.

26. Stelsel volgens conclusie 25, met het kenmerk, dat het complementaire frequentie-afhankelijke variabele responsie-orgaan varieert in responsie op het analoge signaal.

27. Stelsel volgens conclusie 25, met het kenmerk, dat *» '- -- — ·-· ... ^ \« +4 - 32 - het digitaal/analoog-omzetterorgaan een orgaan bevat voor het gene-reren van een stapgroottesignaal en dat het complementaire frequen-tie-afhankelijke variabele responsie-orgaan in responsie varieert op een signaal dat is afgeleid van het stapgroottesignaal.

28. Analoog/digitaal-omzetterstelsel volgens conclusie 8 in combinatie met een digitaal/analoog-omzetterstelsel voor het herstellen in analoge vorm van de signalen die door het analoog/ digitaal-omzetterstelsel in digitale vorm zijn gebracht en die zijn ontvangen via een transmissiemedium, waarbij het digitaal/analoog-10 omzetterstelsel omvat: een digitaal/analoog-omzetterorgaan dat met adaptieve differentiële modulatie werkt en dat de in digitale vorm gebrachte signalen ontvangt voor het omzetten van de in digitale vorm omgezette signalen in analoge vorm, een complementair frequentie-afhan-15 kelijk variabele responsie-orgaan voor het bewerken van de analoge signalen die afkomstig zijn van het digitaal/analoog-omzetterorgaan, waarbij het complementaire variabele responsie-orgaan een responsie-karakteristiek heeft waarvan de vorm varieert complementair met de responsie-karakteristiek van het laagfrequente variabele responsie-20 orgaan in het analoog/digitaal-omzetterstelsel, en een tweede complementaire frequentie-afhankelijk variabele responsie-orgaan voor het bewerken van de analoge signalen die afkomstig zijn van het digitaal/analoog-omzetterorgaan, waarbij van het complementaire variabele responsie-orgaan de vorm van zijn res-25 ponsie-karakteristiek complementair varieert met de responsie-karakteristiek van het hoogfrequente variabele responsie-orgaan in het analoog/digitaal-omzetterstelsel. ~ ' 7 Λ -V V ^ V