DK169693B1 - Fremgangsmåde og kredsløbsanordning for spektral korrektion og efterkorrektion - Google Patents

Description

DK 169693 B1

Opfindelsen angår en fremgangsmåde til korrektion og komplementær efterkorrektion, ved hvilken fremgangsmåde et informationssignal udsættes for adaptiv modifikation af sin spektral-sammensætning forud for en overføring, i afhængighed af et 5 modtaget styresignal, idet det modtagne styresignal udsættes for en komplementær adaptiv modifikation af sin spektralsam-mensætning, og styresignalet overføres sammen med informationssignalet .

Der kan opstå problemer, hvis et signal underkastes en A/D-10 omsætning inden en overføring og efter overføringen underkastes en D/A-omsætning.

I mange adaptive A/D- og D/A-kodesysterner øges trinstørrelsen med indgangssignalniveauet. Ved en forøgelse af trinstørrelsen øges kvantiseringsstøjen. Dette medfører, at kvantiseringsstø-15 jen øges med indgangssignalniveauet. Dette går under betegnelsen "støjmodulation". Støjmodulation er mange tilfælde forstyrrende, eksempelvis under audiogengivelse af høj kvalitet.

Det er karakteristisk for den menneskelige hørelse, at falske spektralinformationer er mindre hørbare, hvis de ligger i 20 nærheden af frekvenser af det ønskede audiosignal. Falske spektralinformationer, der ligger i afstand fra den ønskede audiosignalfrekvens, vil være mere hørbare. Hvis støjniveauet er en funktion af indgangssignalet, er det derfor meget vigtigt, at der sker en reduktion af støj af frekvenser i afstand 25 fra det ønskede audiosignal.

Der kendes støjreduktionssystemer til adaptiv forbetoning og betoningsudligning med henblik på reduktion af hørbar støj . Eksempelvis er det kendt at anvende fikseret forbetoning til forstærkning af højfrekvenssignaler og komplementær betonings-30 udligning til afskæring af sådanne signaler, når sådanne forbetoninger og betoningsudligninger anvendes til at reducere hørbar støj, der øges med signalniveauet. Hvis de dominerende signaler er af høje frekvenser, er det i stedet den lavfre- DK 169693 B1 2 kvente støj, der forøges. Fikseret høj frekvent betoning og betoningsudligning er derfor ikke i stand til at reducere sådanne støj signaler i tilstrækkelig grad.

I de såkaldte "glidebåndskredsløb" reduceres den hørbare høj-5 frekvente støj ved hjælp af et filter med en variabel afskæringsfrekvens .

Hvis niveauet af de højfrekvente signaler øges, glider filterets afskæringsfrekvens opad til afskæring og indsnævring af det forstærkede bånd, jf. US-patent nr. Re 28.426 og US-pa-10 tentskrift nr. 4.072.914.

Den glidende forskydning af filterets afskæringsfrekvens afhænger af amplituden og frekvensen af indgangssignalet. Hvis et sådant glidebåndkredsløb anvendes til at reducere hørbar støj, der afhænger af indgangssignalniveauet, kan den lavfre-15 kvente støj også øges, hvis de dominerende spektralkomponenter af udgangssignalet ligger ved meget høje frekvenser. Selv om dette problem ikke er ligeså alvorligt som i tilfældet med den fikserede høj frekvensforbetoning og betoningsudligning, er glidebåndskredsløbet ikke helt tilfredsstillende, hvis man 20 ønsker at reducere støj, der øges med signalniveauet.

The Bell System Technical Journal vol. 60, nr. 5, maj-juni 1981, American Telephone and Telegraph Co., Murray Hill, New Jersey, USA, J.O. Smith og J.B. Allen: "Variable bandwidth adaptive delta modulation", side 719-739, omtaler et adaptivt 25 system med variabel båndbredde, hvor der anvendes et variabelt båndpasfilter, som følger båndbredden for naturlig tale. Ved detektion af stemt tale frafiltreres højfrekvente støjkomponenter ved frekvenser uden for hovedspektret af talesignalet.

Svensk_fremlæggelsesskrift beskriver en anordning til signal-30 overføring, hvor et basisbånd-informationssignal overlejret på en højere frekvens, udsættes for en komplementær efterkorrek-tion, og et afledet styresignal overføres sammen med informa- DK 169693 B1 3 tionssignalet.

US-patentskrift nr. 3.678.416 beskriver en analog audiostøj-reduktionskode. Et højpasfilter med en styrbar lavfrekvent afskæringsfrekvens i området 10-300 Hz er anbragt i serie med 5 et lavpasfilter med en styrbar højfrekvent afskæringsfrekvens i området 1-30 kHz. Afskæringsfrekvenserne af filtrene styres af respektive styrekredsløb. Et kredsløb til begrænsning af indspilningsklik og dykfiltre til begrænsning af netbrum er anbragt foran de seriekoblede variable filtre.

10 Formålet med opfindelsen er at tilvejebringe en fremgangsmåde af den indledningsvis nævnte art, hvor der findes et styresignal til styring af en adaptiv kreds med variabel korrektion, og som tillader en ikke-kritisk håndtering af styresignalet, således at der kan opnås besparelser på grund af mindre kreds-15 løbskomplicerethed.

En fremgangsmåde af den indledningsvis nævnte art er ifølge opfindelsen ejendommelig ved, at styresignalet styrer den komplementære adaptive modifikation af informationssignalets spektralsammensætning, at det modtagne styresignal begrænses i 20 båndbredde for at reducere eventuelle fejl, som indføres under overføringen, og at det overførte informationssignal forsinkes i forhold til det overførte styresignal for at kompensere for den forsinkelse, som indføres på grund af båndbreddebegrænsningen af det modtagne styresignal.

25 Det har vist sig, at en passende båndbreddebegrænsning kan gøre styresignalet ukritisk. En vis mistilpasning mellem tidsindstillingerne af styresignaler i komplementære korrektions-og efterkorrektionskredsløb kan derfor accepteres. Styresignalet kan overføres således, at der kun kræves en spektral-30 analysekreds i korrektionskredsen. Det modtagne styresignal er udsat for fejl (f.eks. bit-fejl, hvis det overføres digitalt), men vil alligevel kunne styre efterkorrektionskredsen på tilfredsstillende måde som følge af båndbreddebegrænsningen i DK 169693 B1 4 denne. Efterkorrektionskredsen forenkles yderligere, hvis alle forsinkelseskredse placeres i korrektionskredsen.

Det udnyttes, at man til reduktion af et støjniveau, der afhænger af indgangssignalniveauet, kan ændre de forskellige 5 spektralkomponenter af indgangssignalet afhængigt af spektral-sammensætningen af indgangssignalet, ved at udsætte indgangssignalet for korrektion og efterkorrektion på komplementær måde for genvinding af et udgangssignal, som i hovedsagen er lig med indgangssignalet. Kredsene for spektralkorrektion og 10 efterkorrektion er i stand til at reducere hørbar kvantise-ringsstøj i flere adaptive A/D- og D/A-kodesystemer.

Opfindelsen angår også en kredsløbsanordning for spektral korrektion, omfattende en spektralanalysekreds, som kan tilveje-15 bringe et styresignal til angivelse af det fremherskende frekvensområde af et indgangsinformationssignal, og en adaptiv kreds, som styres af styresignalet for at pålægge en variabel korrektionskarakteristik på indgangsinformationssignalet. Kredsløbsanordningen er ejendommelig ved, at den har en kreds 20 til båndbreddebegrænsning af styresignalet således, at det ændres langsomt i forhold til indgangssignalet, og en første forsinkelseskreds, som forsinker indgangssignalet til den adaptive kreds for at kompensere for den langsomme reaktion på styresignalet.

25 En kredsløbsanordning omfattende en anordning til overføring af et informationssignal, der er blevet udsat for korrektion, kan ifølge opfindelsen omfatte en anordning til også at overføre styresignalet, idet informationssignalet overføres med en forsinkelse i forhold til styresignalet, svarende til forsin-30 kelsen af den første forsinkelseskreds.

Opfindelsen angår også en kredsløbsanordning for spektral efterkorrektion, og som modtager et informationssignal og et styresignal fra en korrektionskreds via et medium, idet korrektionskredsen er styret af styresignalet for at pålægge en DK 169693 B1 5 variabel korrektionskarakteristik på informationssignalet, og modtagelsen af informationssignalet er forsinket i forhold til modtagelsen af styresignalet. Kredsløbsanordningen er ifølge opfindelsen ejendommelig ved, at den har en adaptiv kreds, som 5 på det modtagne informationssignal pålægger en variabel efter-korrektionskarakteristik, som er komplementær til den variable korrektionskarakteristik, som pålægges i korrektionskredsen, idet den adaptive kreds styres af det modtagne styresignal, og at det modtagne styresignal er båndbreddebegrænsende ved hjælp 10 af en båndbreddebegrænset kreds for at reducere virkningerne af eventuelle fejl indført af mediet, idet båndbreddebegrænsningskredsen indfører en forsinkelse, som kompenseres af forsinkelsen af det modtagne informationssignal i forhold til det modtagne styresignal.

15 Opfindelsen skal nærmere forklares i det følgende under henvisning til tegningen, hvor fig. 1 illustrerer støj og forvrængning hidrørende fra en ADM koder-dekoder som funktion af trinstørrelsen, fig. 2A et blokdiagram over en koder ifølge opfindelsen, 20 fig. 2B et blokdiagram over en dekoder ifølge opfindelsen i en foretrukken udførelse, fig. 3A og 3B nogle forbetoningskarakteristikker af forbehandlingskredsløbet i fig. 2A og betoningsudligningskarakteristikker af det efterfølgende signalbehandlingskredsløb i fig. 2B, 25 fig. 4 en del af koderen i fig. 2A, fig. 5 en dekoder indeholdende en systemdefinition til illustration af den foretrukne udførelsesform, og fig. 6 et diagram over den i fig. 5 viste dekoder.

DK 169693 B1 6

Kredsløbet til ændring af spektralsammensætningen af et signal og kredsløbet til genskabelse af signalet er egnet til at reducere støj, der afhænger af signalniveauet. I det følgende beskrives et A/D og D/A omsættersystem, hvor støjniveauet 5 stiger med signalniveauet. Fig. 2A og 2B viser blokdiagrammer over et adaptivt A/D koder- og et D/A dekodersystem, der indeholder et forudgående signalbehandlingskredsløb og et efterfølgende signalbehandlingskredsløb til ændring og genskabelse af spektralsammensætningen af signalet.

10 Støj og forvrængning hidrørende fra et ADM koder-dekodersystem afhænger af audioindgangssignalet og trinstørrelsen, der hver især kan variere. Der betragtes nu et koder-dekodersystem til håndtering af en enkelt sinusbølge. I afhængighed af trinstørrelsen vil udgangsstøjen og forvrængningen variere som vist i 15 fig. 1. I området med benævnelsen A er trinstørrelsen for stor, hvilket giver for meget kvantiseringsstøj. I området B er trinstørrelsen for lille, hvorved systemet overbelastes, således at der opstår støj og forvrængning. Der findes således en optimal værdi af trinstørrelsen for den særlige indgangs-20 tilstand med benævnelsen C. For hver af de korte tidssegmenter af virkelig audio findes der en kurve svarende til den i fig.

1 viste og en optimal trinstørrelse. I et konventionelt udgangssignalstyret ADM system opnår trinstørrelsen sjældent den optimale værdi, men forbliver i området A i det meste af ti-25 den, idet den føres ind i området B ved fremkomst af transient signaler. Ifølge opfindelsen er der tilvejebragt et ADM system, der opererer mest muligt i området C, og som opererer således, at deltamodulatoren belastes fuldt ud. Dette er muligt, eftersom bestemmelsen af trinstørrelsen sker i koderen 30 og er indgangssignalstyret, således som det vil blive beskrevet i det følgende.

Fig. 2A viser et blokdiagram over en koder ifølge opfindelsen.

Et analogt audioindgangssignal 12 føres gennem et lavpasfilter 14, der bestemmer den samlede audiobåndbredde af indgangssig-35 nalet. Båndbredden er typisk 15 kHz. Indgangssignalet føres DK 169693 B1 7 derefter gennem et signalbehandlingskredsløb 16, hvis funktion vil blive beskrevet i det følgende.

Efter signalbehandlingen føres audiosignalet til et trinstørrelsesudledningskredsløb 18 og til et forsinkelseskredsløb 20.

5 I én udførelse omfatter trinstørrelseudledningskredsløbet 18 en hældningsdetektor til bestemmelse af den tidsafledede eller hældningen af det indkommende audiosignal. Hældningsdetektoren genererer et styresignal, der indikerer den trinstørrelse, der skal anvendes i den adaptive deltamodulator 22. Styresignalet 10 begrænses af et båndbreddebegrænsende kredsløb 24 og tilføres til den adaptive deltamodulator 22. A/D omsætteren 26 omsætter trinstørrelsesstyresignalet til en bitstrøm af digitale signaler til udledning af information om trinstørrelse. Efter en forsinkelse i forsinkelseskredsløbet 20 omsættes audioind-15 gangssignalet til en bitstrøm af digitale audiosignaler ved hjælp af den adaptive deltamodulator 22 i overensstemmelse med trinstørrelsen indikeret ved hjælp af det båndbreddebegrænsende trinstørrelsesstyresignal 45. Bitstrømmene vedrørende audio og trinstørrelsesinformation er derefter via et 20 medium transmitteret til en dekoder, der er vist i fig. 2B. I én anvendelse er koderen 10 en del af en sendestation, der transmitterer bitstrømme indeholdende information om audio og trinstørrelse til dekodere i brugersystemer. Virkningen af forsinkelseskredsløbet 20 og båndbreddebegrænsningskredsløbet 25 24 vil blive diskuteret, efter at der er blevet givet en kort beskrivelse af dekoderen i fig. 2B.

I fig. 2B er der vist et blokdiagram over en dekoder ifølge opfindelsen. Dekoderen 40 omfatter en adaptiv deltamodulator 42 for modtagelse af den digitale audiobitstrøm 30, der er 30 transmitteret gennem mediet, og en A/D omsætter 44 for modtagelse af digital trinstørrelsesinformation i form af en bitstrøm 28. D/A omsætteren 40 omsætter den digitale bitstrøm til et analogt trinstørrelsesstyresignal, der tilføres til båndbreddebegrænsningskredsløbet 46. Efter båndbreddebegræns-35 ningen tilføres trinstørrelsestyresignalet til den adaptive DK 169693 B1 8 deltamodulator 42. Deltamodulatoren 42 genererer et analogt audioudgangssignal ud fra den modtagne audiobitstrøm i overensstemmelse med det båndbreddebegrænsede trinstørrel-sestyresignal fra båndbreddebegrænsningskredsløbet 46. Bånd-5 breddebegrænsningskredsløbet 24 i fig. 2A begrænser båndbredden af trinstørrelsestyresignalet tilført til den adaptive deltamodulator 22, således at trinstørrelsen ikke ændres brat fra én eksemplering til den næste. På tilsvarende måde begrænser båndbreddebegrænsningskredsløbet 46 båndbredden af trin-10 størrelsestyresignalet tilført til den adaptive deltademodulator 42. Hvis transmissionsmediet indfører en bitfejl i bitstrømmen, der giver information om trinstørrelsen, kan en sådan fejl efter omsætning til analog form ved hjælp af en D/A omsætter ikke indføre yderligere fejl i trinstørrelsen ved den 15 adaptive deltademodulator 42. Virkningen af evt. transmissionsfejl er derved reduceret. Transmissionen af bitstrømmen med information om trinstørrelsen er meget tolerant i henseende til bitfejl, og der kan derfor anvendes mindre præcise komponenter til fremstilling af omsætterne 26, 44.

20 Genereringen af et trinstørrelsestyresignal af begrænset båndbredde tager en vis tid. Til kompensation herfor er der ved hjælp af forsinkelseskredsløbet 20 indført en tidsforsinkelse, således at det behandlede analoge audioindgangssignal når den adaptive deltamodulator 22 til et tidspunkt, hvor trinstørrel-25 sestyresignalet for et sådant indgangssignal er til rådighed fra båndbreddebegrænsningskredsløbet 24. Dette er særlig fordelagtigt i tilfælde af pludselige ændringer i hældningen af audioindgangssignalet.

Selv om bitstrømmen 28 vedrørende trinstørrelsesinformation og 30 audiostrømmen 30 i fig. 2A og 2B er vist, som om de er transmitteret separat, er det underforstået, at de to bitstrømme vil kunne transmitteres sammen i en enkelt kanal, hvis de kan skelnes fra hinanden. Alle tre bitstrømme 28, 30 og 82 kan derfor transmitteres i samme kanal i stedet for i separate 35 kanaler, hvis de kan skelnes fra hinanden.

DK 169693 B1 9

Ved indførelse af en tidsforsinkelse via forsinkelseskredsløbet 20, der også kompenserer for tidsforsinkelsen forårsaget af båndbreddebegrænsningskredsløbet 46 i dekoderen, når audio-bitstrømsignalerne, der er den digitale repræsentation af et 5 analogt signal, deltamodulatoren, når det båndbreddebegrænsende trinstørrelsestyresignal er til rådighed fra kredsløbet 46.

På denne måde er behovet for et forsinkelseskredsløb i dekoderen til kompensation for tidsforsinkelsen forårsaget af båndbreddebegrænsningen af trinstørrelsestyresignalet i dekoderen 10 begrænset, og dekoderkredsløbet forenkles. Dette er fordelagtigt, idet man derved kan reducere omkostningerne i forbindelse med den enkelte brugers dekoderudstyr.

Signalbehandlingskredsløbet og det efterfølgende signalbehandlingskredsløb 16, 96 og andre dertil hørende kredsløbskom-15 ponenter tjener til at illustrere opfindelsen. Eftersom trinstørrelserne i A/D og D/A omsætterne er variable, vil støj amplituden blive moduleret i afhængighed af trinstørrelsen, og en sådan støjmodulation er i mange tilfælde ønskværdig, eksempelvis i audioudstyr af høj kvalitet. Støjmodulationen reduce- . 20 res ved hjælp af signalbehandlingskredsløbet 16 og det efterfølgende signalbehandlingskredsløb 96, når disse kredsløb kombineres med komponenter, A/D omsætteren 72 og det digitale forsinkelsesled 74 i fig. 2A. Forbehandlingskredsløbet 16 omfatter et spektralanalysekredsløb 52, et båndbreddebegræns-25 ningskredsløb 54, et adaptivt forbetoningskredsløb 56 og forsinkelseskredsløb 58 - se fig. 2A. Det efterfølgende signalbehandlingskredsløb 96 omfatter en D/A omsætter 76, er adaptivt betoningsudligningskredsløb 78 og et båndbreddebegrænsningskredsløb 80 - se fig. 2B.

30 Spektralanalysekredsløbet 52 analyserer audioindgangssignalet til generering af et forbetoningsstyresignal. Dette forbetonings styre signal er kun en funktion af spektret af audioindgangssignalet og er i hovedsagen uafhængigt af amplituden af audioindgangssignalet. Forbetoningsstyresignalet er da begræn-35 set af båndbreddebegrænsningskredsløbet 54 og tilført til det DK 169693 B1 10 adaptive forbetoningskredsløb 56. Det adaptive forbetonings-kredsløb 56 forstærker og/eller afskærer de forskellige frekvenskomponenter af audioindgangssignalet med værdier, der afhænger af forbetoningsstyresignalet. Forbetoningsstyresig-5 nalet er begrænset i båndbredde, således at frekvensgengivelsen af det adaptive forbetoningskredsløb 56 ikke ændres pludseligt fra den ene eksemplering til den næste. Båndbreddebegrænsningskredsløbet 80 reducerer virkningen af evt. bitfejl indført ved hjælp af transmissionsmediet på en måde, der sva-10 rer til det ovenfor beskrevne båndbreddebegrænsningskredsløb 46.

Forsinkelseskredsløbet 58 i fig. 2A og 2B indfører en tidsforsinkelse, der gør det muligt for forbetoningskredsløbet 56 at komplettere adaptionen, inden audioindgangssignalet tilføres 15 til forbetoningskredsløbet 56. Det forbehandlede audioind-gangssignal tilføres til forsinkelseskredsløbet 20 og den adaptive deltamodulator 22 som ovenfor beskrevet. Forbetoningsstyresignalet fra spektralanalysekredsløbet 52 omsættes til en digital bitstrøm indeholdende spektralinformation ved 20 hjælp af A/D omsætteren 72 og forsinkes af den digitale forsinkelse 74 i en tidsperiode, i hovedsagen svarende til forsinkelsen af forsinkelseskredsløbet 20.

Ved en sammenligning af de tidsmæssige relationer mellem au-diobitstrømmen og bitstrømmen indeholdende spektralinformation 25 ses, at et audiosignal i audiobitstrømmen er blevet forsinket af forsinkelseskredsene 58, 20, medens det tilsvarende spek-tralinformationssignal for et sådant audiosignal kun er blevet forsinket af den digitale forsinkelse 74. Nettovirkningen er således, at audiosignalet er forsinket i forhold til den til-30 svarende spektralinformation med tidsforsinkelsen forårsaget af forsinkelsen 58, således at spektralinformationen når dekoderen i fig. 2B og det efterfølgende signalbehandlingskredsløb 96 inden de tilsvarende audiosignaler og i rette tid til at ændre amplituderne af de forskellige frekvenskomponenter af 35 audiosignalet på en måde, der er komplementær til det adaptive DK 169693 B1 11 forbetoningskredsløb 56. De yderligere krav til, hvorledes det skal være komplementært, er diskuteret i det følgende. Tidsforsinkelsen indført i koderen ved hjælp af kredsløbet 58 kompenserer for tidsforsinkelsen som følge af båndbreddebe-5 grænsningen af spektralinformationen i båndbreddebegrænsnings-kredsløbet 80 i dekoderen.

Hvis audioinformationen og den tilsvarende spektrale information var i synkronisme, således at de nåede dekoderen og det efterfølgende signalbehandlingskredsløb til samme tid, ville 10 tidsforsinkelsen forårsaget af båndbreddebegrænsningskredsløbet 80 give anledning til, at audiosignalet nåede den adaptive betoningsudligning 78, inden det båndbreddebegrænsende betoningsudligningsstyresignal var til rådighed for styring af betoningsudligningen. Der skulle derefter anvendes et forsin-15 kelseskredsløb i dekoderen til at forsinke audiosignalet, således at audiosignalet kunne nå betoningsudligningen 78 i rette tid. Ved indførelse af en tidsmæssig afvigelse imellem audioinformationen og den tilsvarende spektrale information i koderen på den ovenfor beskrevne måde er behovet for et for-20 sinkelseskredsløb i dekoderen elimineret, og omkostningerne i forbindelse med dekoderen er reduceret.

Formålet med koder-dekodersystemet i fig. 2A og 2B er at transmittere et analogt audiosignal gennem et medium, således at det analoge audioudgangssignal i hovedsagen svarer til 25 indgangssignalet. Til dette formål er den adaptive deltamodu-lator 22 i koderen i fig. 2A og den adaptive deltademodulator 42 i hovedsagen komplementære. Derudover er trinstørrelsestyresignalerne, der tilføres til henholdsvis modulatoren 22 og demodulatoren 42, i hovedsagen ens, og de tilføres til modula-30 toren og demodulatoren med i hovedsagen de samme tidsmæssige relationer i forhold til de tilsvarende audiosignaler, således at de anvendte modulationer og demodulationer er komplementære. Hvis trinstørrelsestyresignalet for et audiosignal tilføres tiden t, inden eller efter, at audiosignalet når modula-35 toren 22, skal trinstørrelsestyresignalet nå modulatoren 42 i DK 169693 B1 12 hovedsagen til tiden t inden eller efter, at audiosignalet når demodulatoren. Derved sikres, at modulationen og demodulationen er i hovedsagen komplementære. På tilsvarende måde er forbehandlingskredsløbet og det efterfølgende signalbehand-5 lingskredsløb også i hovedsagen komplementære. Forbetonings-og betoningsudlignings-styresignalerne er i hovedsagen de samme og har i hovedsagen de samme tidsmæssige relationer i forhold til audiosignalet for tilførsel af forbetoning og betoningsudligning, således at de anvendte forbetoninger og 10 betoningsudligninger i hovedsagen er komplementære.

Når kravene til komplementaritet er tilfredsstillet er koder-dekodersystemet mere tolerant over for evt. tidstagerfej 1. Eftersom trinstørrelsen, forbetonings- og betoningsudlignings-styresignalerne kun kan ændres langsomt i koderen og dekode-15 ren, kan den adaptive modulation og demodulation sammen med den forbetoning og betoningsudligning, der anvendes af koderen og dekoderen, kun ændres langsomt. Mistilpasninger i tidstagerrelationen af den omtalte type og på nogle få procent af båndbreddebegrænsnings-stigetiderne vil således ikke give 20 anledning til, at modulationen og demodulationen afviger væsentligt fra at være komplementære. Tilsvarende vil en mistilpasning i tidstagerrelationen af en sådan størrelsesorden af størrelsen ikke give anledning til, at den anvendte forbetoning og betoningsudligning afviger væsentligt fra at være 25 komplementære.

Karakteristikkerne af de adaptive forbetonings- og betoningsudligningskredsløb 56, 78 er illustreret i fig. 3A og 3B. Det er underforstået, at de specielle frekvenser og forstærkninger i fig. 3A og 3B og i den efterfølgende diskussion kun tjener 30 til illustration, og at karakteristikkerne af kredsløbene 56, 78 ikke er begrænset dertil. I visse henseender svarer forbetonings- og betoningsudligningskarakteristikkerne til det kendte "glidebånd" kredsløb, der reducerer højfrekvensstøjen ved hjælp af et filter med en variabel "afskæringsfrekvens".

35 Når signalniveauet øges, glider afskæringsfrekvensen af et DK 169693 B1 13 sådant "glidebånd" kredsløb kontinuerligt opad til afskæring og indskrænkning af det bånd, der forstærkes. Eksempler på sådanne kredsløb fremgår af US-patentskrift nr. 4.072.914 og US-patentskrift nr. 3.934.190.

5 Forbetoningskarakteristikken af kredsløbet 56 har også en variabel frekvens, der er indikeret ved 86a, 88a, 90a, 92a, 94a og 96a af forbetoningskurverne 86, 88, 90, 92, 94 og 96 -se fig. 3A. Betoningsudligningskurverne 84'-96' i fig. 3B er komplementære til kurverne 84-96 og har også variable fre-10 kvenser 863'-96a'. Sådanne variable frekvenser forskydes kontinuerligt som en funktion af audioindgangssignalet. Til forskel fra "glidebånd" kredsløbet er den kontinuerte forskydning ikke bestemt af niveauet af højfrekvenssignalerne, men af spektralindholdet af audioindgangssignalet på en måde, som vil 15 blive beskrevet i det følgende. I de ovennævnte "glidebånd" kredsløb er signalkomponenterne med frekvenser højere end den variable afskæringsfrekvens forstærket (eller afskåret), medens komponenter med frekvenser, der ligger under afskæringsfrekvensen, forbliver uændret. Medens signaler med frekvenser, 20 der er højere end den variable frekvens, også forstærkes af kredsløbet 56 som vist i fig. 3A for hver af kurverne 90-96, er der et spektralområde, i hvilket signalerne afskæres. På tilsvarende måde er der et spektralområde for hver af betoningsudligningskurverne 90'-96', i hvilke signalerne forstær-25 kes. De detaljerede karakteristikker af kredsløbet 56 er beskrevet i det følgende.

I forbindelse med nærværende diskussion er det for det første antaget, at de dominerende signalkomponenter af audioindgangssignalet er koncentreret i et vist område af frekvensspektret.

30 Når audioindgangssignalet for det meste indeholder lavfrekvens- og mellemfrekvenseffekt, der f.eks. er koncentreret i frekvensområdet under 500 Hz, bevirker det adaptive forbetoningskredsløb 56, at der kun sker en forstærkning af signaler med frekvenser over 500 Hz. De dominerende signaler med fre-35 kvenser, der ligger under 500 Hz, forbliver i hovedsagen uæn- DK 169693 B1 14 drede. Der er m.a.o. en højfrekvensforstærkning med en minimal afskæringsfrekvens på 500 Hz. Denne minimale afskæringsfrekvens kan alternativt være på 1000 Hz. Når audiosignalet fra den adaptive deltademodulator 42 når det adaptive beto-5 ningsudligningskredsløb 78, vil højfrekvenskomponenterne af kvantiseringsstøjen blive reduceret af det adaptive betoningsudligningskredsløb 78, der vil have en karakteristik 84', der er komplementær til kurven 84 som vist i fig. 3A og 3B. Højfrekvensstøj over 500 Hz er derved reduceret tilstrækkeligt 10 til, at den hørbare støjmodulation bliver stærkt reduceret. Lavfrekvensstøj og mellemfrekvensstøj under 500 Hz maskeres af signalet.

Når frekvensen af indgangsaudiosignalet stiger således, at de dominerende signalkomponenter koncentreres mellem omkring 500 15 Hz og 2 kHz, giver betoningsstyresignalet fra spektralanalyse-kredsløbet 52 anledning til, at frekvensgengivelsen af det adaptive forbetoningskredsløb 56 glider fra 84 til 86 eller 88, dvs. afskæringsfrekvensen glider opad. En sådan dynamisk virkning af det adaptive forbetoningskredsløb forhindrer uøn-20 skede forøgelser i trinstørrelsen af den adaptive del-tamodulator, men muliggør stadig, at den efterfølgende komplementære betoningsudligning reducerer støj ved frekvenser over frekvenserne af indgangssignalet. Lavfrekvensstøj er endnu ikke et hørbart problem.

25 Frekvensgengivelserne af formen 84, 86, 88 (dvs. glidende fra højfrekvensforstærkning) er tilfredsstillende for støjreduktion, når de dominerende spektralkomponenter af indgangsaudiosignalet ligger under 2 eller 3 kHz. Støj ved frekvenser over disse dominerende spektralkomponenter er reduceret som ovenfor 30 beskrevet. Lavfrekvensstøj er maskeret af signalet. Når de dominerende spektralkomponenter af indgangsaudiosignalet ligger ved høje frekvenser (eksempelvis over 3 kHz), er sådanne glidende forstrækningsgengivelser ikke længere tilfredstillende for støjreduktion, eftersom lavfrekvent og mellemfre-35 kvent støj ikke længere maskeres af signalet. Under disse DK 169693 B1 15 signalforhold giver højfrekvensforstærkningen en forøgelse af den trinstørrelse, der anvendes i den adaptive deltamodulator 22 og demodulator 42, hvilket resulterer i en forøgelse i bredbåndskvantiseringsstøjen. Den efterfølgende komplementære 5 højfrekvensafskæring vil ikke reducere lavfrekvensdelen af denne forøgede støj. Lavfrekvent støj moduleres derfor med ændringer i højfrekvenskomponenterne af indgangsaudiosignalet. Under sådanne forhold er det ønskværdigt at omsætte højfrekvensforstærkningen af det adaptive forbetoningskredsløb 56 10 for det spektralområde, hvor de dominerende signalkomponenter af indgangsaudiosignalet er koncentreret, til en afskæring, såsom de dyk, der er vist som delene 90b, 92b, 94, 96b af de respektive kurver 90, 92, 94, og 94 i fig. 3A. Når fre kvenserne af de dominerende spektralkomponenter af indgangsau-15 diosignalet øges, vil frekvensgengivelsen af det adaptive betoningskredsløb 56 derfor glide forbi kurverne 84, 86 og 88 til kurverne 90, 92, 94 og 96.

Når de dominerende signalkomponenter koncentreres ved høje frekvenser, såsom omkring 5 kHz, bliver højfrekvensstøjen -20 omkring 5 kHz maskeret. Støj ved endnu højere frekvenser kan ikke maskeres, og det kan derfor være ønskværdigt at reducere en sådan støj samtidigt med, at man også reducerer lavfrekvent støj på den ovenfor beskrevne måde. Kurverne 90, 92, 94 og 96 ved frekvenser over den variable frekvens bibeholder således 25 formen af en højfrekvent "hylde". Som vist i fig. 3A søger kurverne 84, 86 og 88 mod den samme fikserede forstærkning (eksempelvis 20 dB) ved høje frekvenser. Selv om det ikke er tydeligt vist i fig. 3A, søger kurverne 90-96 mod den samme fikserede forstærkning ved endnu højere frekvenser. De komple-30 mentære betoningsudligningskurver 84'-96' svarende til respektive forbetoningskurver 84-96 er vist i fig. 3B og har variable frekvenser 86a'-96a', der i hovedsagen svarer til de variable frekvenser af forbetoningskurverne. Betoningsudiignings-kurverne 90'-96' har spidser 90b'-96b' svarende til dyk 90b-35 96b af forbetoningskurverne i fig. 3A.

DK 169693 B1 16

Den samlede virkning af kurverne 90-96 vil nu blive beskrevet. Forbetoningskurver med dyk i spektralområderne af de dominerende signalkomponenter reducerer trinstørrelsen og følgelig bredbåndsstøjen hidrørende fra koder-dekodersystemet. De ef-5 terfølgende betoningsudligningsspidser 90b', 92b', 94b7 og 96b7 udtager de ønskede dominerende signalkomponenter og genskaber disse med deres oprindelige amplituder. Betoningsudligningen afskærer signalerne ved frekvenser over de variable frekvenser for at fjerne noget af den højfrekvente støj. Det 10 reducerede lavfrekvente støjniveau er således bibeholdt, højfrekvent støj er maskeret, og VHF støj er reduceret.

I den ovennævnte diskussion er det antaget, at de dominerende signalkomponenter af indgangsaudiosignalet er koncentreret i et vist område af frekvensspektret. Et sådant indgangssignal 15 er faktisk det mest kritiske tilfælde. Når signalets spektral-komponenter er mere fordelt, dækker deres maskeringsegenskaber over mere af støjen, og formerne af forbetoningskurverne er mindre kritiske. Hvis signalets spektralkomponenter er fordel over to områder af frekvensspektret, vil forbetoningskurven 20 ligne kurven i det tilfælde, hvor spektralkomponenterne er koncentreret i et område mellem sådanne to områder.

Båndbreddebegrænsende kredsløb 24, 46, 54 og 80 begrænser trinstørrelsen og spektralstyresignalerne til båndbredder på nogle få dekader eller nogle få hundrede Hz. Styresignalerne 25 kan følgelig have stigetider på nogle få msek. Forsinkelsen indført ved hjælp af forsinkelseskredsløbene 20, 58 er derfor valgt til at være i hovedsagen lig med stigetiderne af styresignalerne, således som disse fastlægges under båndbreddebegrænsningen. Egnede værdier ligger i området 5 til 20 30 msek. Styreomsætterne 26, 44, 72 og 76 kan være simple deltaeller delta-sigma modulatorer og demodulatorer, der opererer ved nogle få k bit pr. sek. I TV-lydanvendelser er en passende værdi halvdelen af den horisontale frekvens, omkring 7,8 kHz.

Til opnåelse af en bedre sporing mellem koderen og dekoderen DK 169693 B1 17 kan det signal, der underkastes en båndbreddebegrænsning 54 i koderen 10, udledes fra informationsbitstrømmen 82 i stedet for fra udgangen af spektralanalysen 52. En sådan konfiguration er vist i fig. 4 med det adaptive forbetonings-5 kredsløb 56, begrænsningskredsløbet 54 og A/D omsætteren 72, der er omgrupperet som vist. En D/A omsætter 100 omsætter den digitale trinstørrelsesinformation fra bit-strømmen 82 til et analogt forbetoningsstyresignal. Kredsløbet i fig. 4 er særlig velegnet, hvis A/D omsætteren 72 anvender delta-sigma modula-10 tion, således at D/A omsætteren 100 allerede er indeholdt i A/D omsætteren, og der ikke kræves nogen i ekstra D/A omsætter. Tilsvarende kan trinstørrelseinformationen, der tilføres til det adaptive deltamodulatorkredsløb 22, udledes fra trin-størrelseinformation-bitstrømmen 28. Dette er igen hensigts-15 mæssigt, hvis A/D omsætteren 26 anvender delta-sigma modulation.

I stedet for at anvende et båndbreddebegrænsende kredsløb 46 til begrænsning af båndbredden af trinstørrelsestyresignalet tilført til den adaptive delt amodul at or, kan D/A omsætteren 44 20 være indeholdt i båndbreddebegrænsningen. Tilsvarende kan båndbreddebegrænsningskredsløbet 80 udelades, hvis D/A omsætteren 76 er tilsvarende båndbreddebegrænset.

Eftersom man ønsker, at virkningen af en evt. bitfejl skal svare til en forstærkningsfejl af tilsvarende logaritmisk 25 størrelse for både store og små trinstørrelser, er det at foretrække at dimensionere A/D omsætteren 26 og D/A omsætteren 44, således at den digitale bitstrøm 28 angiver logaritmen af trinstørrelsen. Tilsvarende angiver spektralinformationen i form af en bitstrøm, fortrinsvis logaritmen af spektralinfor-30 mationen. I udførelsesformer, i hvilke logaritmiske og eksponentielle kredsløb ikke er hensigtsmæssige, kan det være en fordel at videreføre en anden ulineær funktion af trinstørrelsen, eksempelvis kvadratroden eller kubikroden. Sådanne funktioner giver ikke ensartede forstærkningsfejl over hele dyna-35 mikområdet. Variationen vil imidlertid være mindre end varia- DK 169693 B1 18 tionen hidrørende fra en lineær funktion.

Ligesom ved transmission af audioinformation er det ønskværdigt at dimensionere et koder-dekodersystem, der viderefører trinstørrelseinformation og spektralinformation ved lave bit-5 transmissionshastigheder, og som kan realiseres forholdsvis billigt. Der bør vælges et A/D og D/A omsætnings skema for omsætterne 26, 44, 72 og 76, der muliggør en lav bithastighed for transmission af trinstørrelseinformationen. En sådan bithastighed er fortrinsvis lille sammenlignet med bithastigheden 10 for transmission af audiodata. A/D eller D/A omsætningen, der udføres i omsætterne 26, 72 og 44, 76, kan være én ud af flere skemaer inklusive PCM, deltamodulation eller delta-sigma modulation. Selv om et PCM system kræver en lav bithastighed, må der anvendes dyre omsættere, således at man ikke er interes-15 seret i at anvende PCM i omsætterne. Delta-sigma modulation kræver en noget højere bithastighed (af størrelsesordenen 5-10 k bit/sek.) end PCM. Delta-sigma modulation er imidlertid enklere og billigere at realisere. Den bithastighed, der kræves til delta-sigma modulation, er stadig lille sammenlignet 20 med bithastigheden til transmission af audiodata (af størrelsesordenen 200-300 k bit/sek.). Delta-sigma modulation er derfor anvendt i den foretrukne udførelsesform, som vil blive beskrevet i det følgende. En beskrivelse af delta-sigma modulationen fremgår af Delta Modulation Systems. Pentech Press 25 Limited, London, 1975 af Raymond Steele.

Fig. 5 viser et diagram over en dekoder i den foretrukne udførelse. Kredsløbsblokkenes karakteristikker defineres for dekoderen i fig. 5. Dekoderen er velegnet til konsumbrug. Den adaptive deltamodulator eller audiodekoder 42 omfatter en 30 impulshøj demodulator 202 og en lækkende integrator 204. Impulshøj demodulatoren 202 modulerer trinstørrelsestyresignalet V__ med +1 eller -1 i overensstemmelse med audiodatabitstrøm- bb __ men og tilfører resultatet til den lækkende integrator 204. Læktidskonstanten andrager tilnærmelsesvis 0,5 msek., hvilket 35 svarer til en afskæringsfrekvens på tilnærmelsesvis 300 Hz.

DK 169693 B1 19

Integratoren 204 integrerer signalet til tilvejebringelse af et analogt audiosignal. Ved frekvenser under frekvensen svarende til læktidskonstanten er dekoderen strengt taget ikke en deltamodulator, men derimod en delta-sigma modulator.

5 Den adaptive deltamodulator 22 (fig. 2A) indeholder også en lækkende integrator (ikke vist) med en afskæringsfrekvens, der omtrent er den samme som i dekoderen. Organerne 18 til udledning af trinstørrelsen kan udgøres af en hældningsdetektor, der reagerer på det forbehandlede audioindgangssignal ved at 10 udlede et styresignal, der indikerer hældningerne af signalkomponenterne af audioindgangssignalet med frekvenser over afskæringsfrekvensen og amplituderne af signalkomponenterne med frekvenser under afskæringsfrekvensen.

I den foretrukne udførelsesform er data vedrørende trinstør-15 relse eller hældning overført ved delta-sigma modulation og i form af logaritmen'af den nødvendige trinstørrelse eller hældning. Hældningsdataene er derfor dekodet i hældningsdekoderen 205 ved passage af et lavpasfilter 206 (svarende til D/A om- . sætteren 44 og båndbreddebegrænsningen 46 i fig. 2B), hvilket 20 filter fastlægger båndbredden (og følgelig stigetiden) og rippelen af hældningsdetektoren. I den foretrukne udførelses-form er der gjort brug af et trepolet lavpasf ilter, der bevirker, at trinstørrelsestyresignalet Vgs får en stigetid på omkring 10 msek. svarende til en båndbredde på omkring 50 Hz.

25 Hældningssignalet tilføres til et eksponentialled 208 eller et antilogaritmekredsløb, der f.eks. kan udgøres af en bipolar transistor. Hvis det normaliserede middelværdiniveau af bitst rømmen (eller udnyttelsesgraden målt over stigetiden af lavpasfilteret) skrives som y, har man 30 Vss = V0 exp ky, hvor Vo og k er konstanter.

Hvis k er 10 ln 2, giver dette en forøgelse i trinstørrelsen DK 169693 B1 20 på 6 dB, hver gang y øges med 0,1. Eftersom y er begrænset til et område fra 0 til 1, er det maksimale område af Vss 60 dB.

Ved en transmission af hældningsinformationen i logaritmeform reduceres det dynamikområde, der videreføres i hældningsdata-5 bitstrømmen fra omkring 50 dB til omkring 19 dB, hvorved virkningen af evt. bitfejl fordeles mere ligeligt over dynamikområdet. Eftersom Vgs er begrænset af lavpasfilteret 206 til en båndbredde på omkring 50 Hz, fører evt. bitfejl til langsomme tilfældige amplitudemodulationer af audioudgangssignalet. Den 10 hørbare forstyrrelse, der skyldes fejl i hældningsdatabit- strømmen, kan være negligibel. Det er konstateret, at ukorrigerede bitfejlhyppigheder på op til 1 ud af 100 eller så kun giver forstyrrelser i musik eller tale, der næsten ikke vil kunne opfattes.

15 Lavpasfilteret 206 omsætter således de digitale hældningsdata til analoge data og begrænser deres båndbredde. Lavpasfilteret 206 udfører derfor både funktionen af D/A omsætteren 44 og af båndbreddebegrænsningen 46 i fig. 2B. Forsinkelsesorganerne 20 (fig. 2A, 2B og 5) indfører en sådan forsinkelse, at filteret 20 206 modtager hældningsdata, inden de tilsvarende audiodata modtages af impulshøjdemodulatoren 202. En sådan tidsforskel kompenserer for stigetiden på omkring 10 msek. af Vgg. Behovet for et forsinkelseskredsløb i dekoderen er på denne måde elimineret .

25 Fig. 3B illustrerer nogle betoningsudligningskurver, der er komplementære til forbetoningskurverne i fig. 3A. Gengivelser af denne karakter vil kunne syntetiseres på mange måder. Betoningsudligningskredsløbet 78 i fig. 5 med et glidebånd viser én praktisk udførelse af betoningsudligningskarakteri-30 stikken. Et sæt konstanter til definition af kredsløbsblokkene i fig. 5, og som giver tilfredsstillende resultater, er anført nedenfor: Lækkende integrator 204 1

1 + sTQ

DK 169693 B1 21 3-polet lavpasfilter 206,214 ( 1 \3

l 1 + sTJ

Eksponentialled 208 VQ exp ky 5 (hældningsdekoder)

Eksponentialled 216 fQexp kx (spektrumdata)

Forbetoningsudligning 78 10 sT-^ l+sT2 med glidebånd _ + _ 10 1+sT-j^ 1+sTg

Fikseret forbetoningsudligning 118 —-— l+sT5 hvor s er den komplekse frekvens, 15 TQ *= 0,5 msek., T1 er variabel, således at den variable frekvens f-j_ af betoningsudligningen med glidebånd er givet ved: l1 = 1/(2 T-jJ = fQ exp kx T2 = 5 /xsek.

20 T3 = 50 /isek.

= 2 msek.

Tg = 25 /xsek. f0 = 4 kHz, V0 er en skaleringsfaktor, der tilpasser dimensioneringen 25 af audiodekoderen, x og y er normaliserede middelværdiniveauer af deres respektive bitstrømme, dvs. andelen af 1-værdier målt over udglatningstiden af det 3-polede lavpasfilter, k = 10 ln 2 = 6,93.

30 Spektrumdekoderen 212, der omfatter det 3-polede filter 214 og DK 169693 B1 22 eksponentialleddet 216, er i hovedsagen den samme som hældningsdekoderen. Den finder det normaliserede middelværdiniveau x af spektralindgangsdataene, der giver logaritmen af den variable frekvens af den ønskede betoningsudligning med et 5 glidebånd flf der er defineret ovenfor, idet f-j_ er forskellig fra de variable frekvenser 86a-96a, 86a7-96a' i fig. 3A, 3B. Spektrumdekoderen genererer eksponenten eller antilogaritmen af middelværdiniveauet og fører den resulterende spænding eller strøm til betoningsudligningen 78 med glidebånd. Forbe-10 toningsstyresignalet er mindre påvirket af bitfejl i transmissionen end hældningsdata-styresignalet.

I deltamodulationssystemer er eksempleringsfrekvensen væsentligt højere end den minimale frekvens ifølge informationsteorien.

15

Ikke hørbare spektralkomponenter i udgangen ligger ved frekvenser et godt stykke over audiobåndet, og der kræves kun et enkelt lavpasfilter, såsom filteret 118.

Fig. 6 er et kredsløbsdiagram, der viser en mulig udførelse af 20 dekoderen i fig. 5. Som vist i fig. 6 anvender forbetoningsudligningskredsløbet 78 med glidebånd en hovedsignalvej 78a med fikserede karakteristikker i parallel med en yderligere signalvej 78b med variable karakteristikker. De variable karakteristikker af den yderligere signalvej er styret af modstan-25 den af en variabel modstand 252, der på sin side er styret af forbetoningsstyresignalet fra spektrumdekoderen 212. Der er ikke nogen systematisk kompression eller ekspansion af dynamikområdet. Den yderligere signalvej styres ultimativt af spektret af audioindgangssignalet.

30 Ved at begrænse båndbredderne af trinstørrelse- og forbetoningsstyresignalerne (fig. 2B) kan karakteristikkerne af del-tamodulatoren 42 og betoningsudligningen 78 kun ændres langsomt. Som følge af de langsomt varierende karakteristikker er deltademodulatoren 42 og betoningsudligningen 78 derved gjort DK 169693 B1 23 lineære eller kvaseliniære. Det gør kun en mindre forskel, om demodulationen foretages inden eller efter betoningsudligningen. Denne lineære eller kvaselineære virkemåde af dekoderen er endnu tydeligere i den foretrukne udførelsesform i fig. 5.

5 Fire signalbehandlinger foretages på audiobitstrømmen: impulshøj demodulation, lækkende integration, forbetoningsudligning med glidebånd og fikseret betoningsudligning. Alle fire signalbehandlinger er lineære eller kvaselineære og vil derfor kunne foretages i vilkårlig rækkefølge.

10 I fig. 5 kan impulshøj demodulatoren 202 udgøres af et forholdsvis enkelt kredsløb, eftersom den kun skal ændre fortegnet af spændingen Vss i afhængighed af tilstanden af audiobitstrømmen. Modulatoren 202 kan således fremstilles billigt i forbindelse med konsumdekodere. En multiplikation af audioda-15 taene med trinstørrelse-styresignalet i et andet punkt, eksempelvis efter betoningsudligningen med glidebånd, men inden den fikserede betoningsudligning, kan forbedre kvaliteten af au-dioudgangen. Dette kan være ønskværdigt for visse anvendelser eksempelvis i sendestationer og andet professionelt udstyr.

20 Selv om multiplikationen skal foretages ved hjælp af et mere komplekst kredsløb, der derfor er dyrere end en impulshøj demodulator beregnet til dekoderen i fig. 5, kan kvalitetsforbedringen ved professionelle anvendelser retfærdiggøre de yderligere omkostninger. En multiplikation af audiodataene i 25 et andet punkt er tilladelig, eftersom de fire signalbehandlinger som før nævnt er lineære. Alle sådanne mulige arrangementer af de fire signalbehandlinger ligger inden for opfindelsens rammer.

I stedet for et enkelt 3-polet filter i hældnings- og spek-30 traldekoderne 205, 212 er det muligt at anvende et 2-polet filter, hvis der anvendes et yderligere énpolet filter til at filtrere udgangssignalerne af eksponentialleddene 208, 216.

Filtreringen kan således opdeles i to trin: ét før og et efter eksponentialdannelsen. Ethvert arrangement af filtre vil kunne 35 anvendes, når blot filteret til filtrering af hældnings- eller DK 169693 B1 24 spektrumdataene inden eksponentialdannelsen begrænser rippelen i filterudgangen til nogle få procent af middelværdien.

Ifølge opfindelsen reduceres bittransmissionshastigheden af audiobitstrømmen til en værdi, der er sammenlignelig med eller 5 en smule mindre end den bithastighed, der er nødvendig for et kompanderet PCM system med sammenlignelig ydeevne. Bit-transmissionshastighederne for koder-dekodersystemet ifølge opfindelsen kan ligge på omkring 200 eller 300 k bit/sek. Transmissionen af spektralinformation og trinstørrelseinforma-10 tion kan nødvendiggøre omkring 10 eller 20 kbit/sek. og bidrager ikke væsentlig til den samlede bittransmissionshastighed, der er nødvendig for koder-dekodersystemet ifølge opfindelsen.

Koder-dekodersystemet i fig. 2A og 2B bibeholder fordelene ved deltamodulationssystemerne. Opfindelsen reducerer og elimine-15 rer i mange tilfælde forstyrrende indvirkninger af bitfejl. Der er en høj tolerance i henseende til fejl. Modtagerudstyret (dekoderen) er billigt. Systemet er effektivt med hensyn til kanalkapacitet, således at der vil være overskydende kapacitet til tilvejebringelse af yderligere kanaler, eller der vil være 20 større båndbredde til rådighed for yderligere signaler, såsom videosignaler. Transmissionsudstyret (koderen) kræver ikke særlig opmærksomhed og nødvendiggør ikke en ikke-komplementær signalbehandling.

Det er underforstået, at de beskrevne principper ikke kun kan 25 anvendes til adaptiv deltamodulation. De kan også anvendes i forbindelse med andre adaptive A/D og D/A kodesystemer, såsom delta-sigmamodulation, deltamodulation med dobbelt integration og PCM systemer med variable referencespændinger.

Selv om opfindelsen er blevet beskrevet i forbindelse med 30 behandling og transmission af audiosignaler, er det underforstået, at den også kan anvendes til behandling og transmission af andre signaler.

Claims (14)

1. Fremgangsmåde til korrektion og komplementær efterkorrek-tion, hvor et informationssignal udsættes for en adaptiv modi- 5 fikation af sin spektralsammensætning forud for en overføring som en reaktion på et modtaget styresignal, og hvor det modtagne informationssignal udsættes for en komplementær adaptiv modifikation af sin spektralsammensætning, og styresignalet overføres sammen med informationssignalet, kendeteg-10 net ved, at styresignalet styrer den komplementære adaptive modifikation af informationssignalets spektralsammensætning, at det modtagne styresignal begrænses i båndbredde for at reducere eventuelle fejl, som indføres ved overføringen, og at det overførte informationssignal forsinkes i forhold til det 15 overførte styresignal for at kompensere for forsinkelsen, som er indført på grund af båndbreddebegrænsningen af det modtagne styresignal.

2. Kredsløbsanordning for spektral korrektion omfattende en spektralanalyse kreds (22), som kan tilvejebringe et styresig- 2. nal til angivelse af det fremherskende frekvensområde af et indgangsinformationssignal, og en adaptiv kreds (56), som styres af styresignalet for at pålægge en variabel korrektionskarakteristik på indgangsinformationssignalet, kendetegnet ved en båndbreddebegrænset kreds (54) til 25 båndbreddebegrænsning af styresignalet, således at det ændres langsomt i forhold til indgangssignalet, og ved en første forsinkelseskreds (58), som forsinker indgangssignalet til den adaptive kreds (56) for at kompensere for den langsomme reaktion på styresignalet.

3 0 3. Kredsløbsanordning ifølge krav 2 for spektralkorrektion omfattende organer (22) for overføring af informationssignalet, der har været udsat for korrektion, kendetegnet ved, at den omfatter en anordning (72) til også at overføre DK 169693 B1 26 styresignalet, og at informationssignalet overføres med en forsinkelse i forhold til styresignalet svarende til forsinkelsen tilvejebragt ved hjælp af den første forsinkelseskreds (58) .

4. Kredsløbsanordning for spektral korrektion ifølge krav 3, kendetegnet ved, at den til overføring af informationssignalet omfatter et A/D-omsættersystem (18,20,22,24) .

5. Kredsløbsanordning for spektral korrektion ifølge krav 4, kendetegnet ved, at A/D-omsættersystemet 10 (18,20,22,24) indeholder en første forsinkelseskreds (20), som indfører en yderligere forsinkelse af informationssignalet, og at der er indrettet en yderligere forsinkelseskreds (74), som forsinker det overførte styresignal i en grad, svarende til den forsinkelse, som tilvejebringes ved hjælp af den første 15 forsinkelseskreds (20).

6. Kredsløbsanordning for spektral korrektion ifølge krav 5, kendetegnet ved, at organerne (72) til overføring af styresignalet omfatter en A/D-omsætter, og at den yderligere forsinkelseskreds (74) er en digital forsinkelseskreds.

7. Kredsløbsanordning for spektral efterkorrektion, og som modtager et informationssignal og et styresignal fra en korrektionskreds via et medium, idet korrektionskredsen er styret af styresignalet for at pålægge en variabel korrektionskarakteristik på informationssignalet, og modtagelsen af informa-25 tionssignalet er forsinket i forhold til modtagelsen af styresignalet, kendetegnet ved en adaptiv kreds (78) , som på det modtagne informationssignal pålægger en variabel efterkorrektionskarakteristik, som er komplementær til den variable korrektionskarakteristik, som pålægges i korrektions-30 kredsen, idet den adaptive kreds (78) styres af det modtagne styresignal, og at det modtagne styresignal er båndbreddebegrænset ved hjælp af en båndbreddebegrænsende kreds (80,214) for at reducere virkningerne af evt. fejl indført af mediet, DK 169693 B1 27 idet båndbreddebegrænsningskredsen indfører en forsinkelse, som kompenseres af forsinkelsen af det modtagne informations-signal i forhold til det modtagne styresignal.

8. Kredsløbsanordning for spektral efterkorrektion ifølge krav 5 7, kendetegnet ved, at båndbreddebegrænsningskred sen er et lavpasfilter (80,214).

9. Kredsløbsanordning for spektral efterkorrektion ifølge krav 8, kendetegnet ved, at filteret (214) også virker som en Δ-σ-modulator (76) til demodulation af det modtagne 10 styresignal.

10. Kredsløbsanordning for spektral efterkorrektion ifølge krav 8 eller 9, kendetegnet ved, at lavpasfilteret (80,214) omfatter tre énpolede filtre, som hver især har en tidskonstant på ca. 2 msek.

11. Kredsløbsanordning for spektral efterkorrektion ifølge krav 9, kendetegnet ved, at den omfatter en ekspo-nentiator (216) for eksponentiering af et styresignal, som overføres i logaritmeform.

12. Kredsløbsanordning for spektral efterkorrektion ifølge 20 krav 10 og 11, kendetegnet ved, at to énpolede filtre er anbragt foran og et énpolet filter er anbragt efter eksponentiatoren (216).

13. Kredsløbsanordning for spektral efterkorrektion ifølge krav 11, kendetegnet ved, at ripien på eksponen- 25 tiatorens (216) indgang er begrænset til nogle få procent af middelniveauet.

14. Kredsløbsanordning for spektral korrektion henholdsvis efterkorrektion ifølge krav 2 henholdsvis 7, kendetegnet ved, at den forsinkelse, som indføres af båndbred- 30 debegrænsningen, ligger i området 5-20 msek.