JPS5972225A - アナログ式及びデジタル式信号装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は一般にデジタルオーディオシステム、’１１　
ｉＣ−ｍ　応差分符Ｍ化法（ａｄａｐｔｉｖｅ　ｄｉｆ
ｆｅｒｅｎｔｉａｌｃｏｄｉｎｇ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ
ｓ　）を使用するデジクルオーディオシステム、ニおけ
るノイズ低減シスチムニ関スる。

本出願における「低周波」及び「高周波」と（、ｓう用
語はそれぞれ、［オーディオスペクトルの低域部分］及
び「オーディオスペクトｉしＯ）高域部分」という用語
と互換的に使用する可聴領域を指１−０例えば、低周波
は約Ｉ　ＫＪ−Ｉｚより低い部分とし、高周波は約２Ｉ
（［（ｚ、より上の部分とすることができる０実際の例
では、例えば当該システムの高周波上限及び低周波下限
とかシステム中を伝送されるオーディオ信号（例えば音
楽、会話）の性質、等４番こ応じて、いろいろの境界を
採用し得る。

差分デジタル符号化法、特に（規準レベルに対する絶対
値でなく）一つ以上前の量子レベルを規準とした変化量
を示す１ないしそれ以上のビットを使用する差分パルス
符号変調（ＰＣＭ）は良く知られている。単一ビット差
分Ｌ）　ＣＭシステムは一般にデルタ変調と呼ばれてい
る。デルタ変調を含めた、固定量子ステップ幅を利用す
るすべての差分ＰＣＭ方式は、符号化器に印加された信
号波形の変化が速すぎると量子化器が追いつけなし）と
０１つ問題を抱えている。フランク・エフ・イー・オー
ウエン著１９８２年（昭和５７年）サンフランシスコ市
マグローヒル・ブック・カンノくニー社刊「ＰＣＭ及び
デンクル伝送システム」８７なシ）シ９０頁を参照され
たい。

一つの公知の解決法は量子化ステップ幅が入力信号の時
間的差分（勾配）と共に変化し、その結果システムが一
層緊密に変動性入力信号を追跡し得るように、固定量子
化ステップ幅の代りに変動性量子化ステップ幅を与える
ようにすることである。そのようなシステムは適応差分
デジタル符号化システムと呼ばれ、適応差分ＰＣＭ　（
ＡＤＰＣＭ　）と適応デルタ変調（ＡＤＭ）とがある。

連続可変勾配デルタ変調（ＣＶＳＤ）と呼称される適応
デルり変調システムの一形式例が米国特許第４，１９０
，８０１号及び第４，３０５，０５番号に開示されてお
り、これら各々の全部をここに参考とする。

適ＬＥＪ、分デジタル符号化システムにおいては量子化
ステップの幅（５ｉｚｅ　）が入力信号の勾配と共に変
化するという事′実の結果、量子化誤差又はノイズが人
力信号に依存し、低勾配信号にとって最小となり、急勾
配信号に対して増大する。量子化ノイズのスペクトルは
オーディオ帯域幅全体に及び、大略一様なパワースペク
トル密度を有する（即チスペクトルは白色ノイズに類似
する）。

大音量を含むスペクトル領域と同一の領域内の低レベル
ノイズが知覚されないのは人間の耳の特性であり、マス
キングとして知られる効果である。

しかし大音量又は主要信号から離れたスペクトル部分に
おけるノイズは可聴のまま残る。マスキング効果のため
、相補的ノイズ低減システム（圧縮伸長器）の設計が可
能であり、これを用いるとバックグラウンドノイズが番
組信号で変調されて知覚されなくなる。変動性ノイズレ
ベルは定常のものよりはるかに目立つので、可聴ノイズ
変調の無いことが音楽再生用高品質オーディオシステム
の本質的特性とされる。

アナログオーディオシステム内で作動する圧縮伸長器に
おいてはノイズ変調の可聴効果は、帯域分割法又はすへ
す帯域法により低減し得るが、その場合、特定の信号に
ついての信号ノイズ比の劣化は信号スペクトルと同一の
領域において起こり、スペクトルの他の部分におけるノ
イズレベルハ影響されない。その結果、圧縮伸長を制御
している主要信号によってノイズ変調がマスキングを受
けるスペクトル領域内でのみノイズ変調が起こり、聴音
者には知覚されない。帯域分割アナログ圧縮伸長器の例
は米国特許第３，８４６，７１９号、米国特許第３，９
０３，４８５号、及び［ジャーナル・オブ・オーディオ
・エンジニアリング・ソサイエティ」誌１９６７年（昭
和４２年）１０月号第１５巻第４号３８３ないし３８８
頁に示されている。上記米国特許の両方をそれぞれ全体
的に本件の参考とする。

適応差分デジタル符号化システムの適応機能とは、信号
が本来的に広帯域の量子化ノイズの変調を起生せしめる
圧縮伸長又はノイズ低減の一形式である。入力信号の勾
配はその周波数と振幅との積に比例する。入力信号が主
に高周波を含むときは、その勾配は高く、量子化ノイズ
が増大する。

高周波ノイズ成分は信号によりマスキングを受けるが、
低周波ノイズ成分におけるマスキングを受けない変動は
しばしば可聴となる。もしも広帯域アナログノイズ低減
システムが適応差分デジタルシステムと関連して使用さ
れれば、低周波ノイズはその伸長過程により更に増大さ
れる。その結果、特に音楽再生用の高品質オーディオシ
ステムでは可聴低周波ノイズ成分におけるマスキングを
受けないそのような変動を低減する必要がある。しかし
低周波ノイズ成分におけるそのようなマスキングを受け
ぬ変動はノイズ低減用圧縮伸長法では低減し得ない。

入力信号が主に低周波を含むときは、その勾配は低く、
その量子化ノイズも低く留まる。量子化ノイズの低周波
成分に起こる変動はすべて低周波信号によりマスキング
を受け、マスキングを受けないかも知れない高周波成分
の変動はそのノイズのレベルが低いために重大でなかろ
う。しかし重大であればオーディオスペクトル全体にわ
たるノイズ低減を達成するためにはそのような可聴高周
波成分も低減する必要がある。ある種のシステムテハ、
ノイズスペクトルをずらせる方法を使用するため、高周
波ノイズが重大である。

本発明は適応差分デジタル符号化法を使用するオーディ
オシステムにおける低周波ノイズ変調効果の抑制及び場
合によってはそのようなシステムにおける低周波内高周
波のノイズ変調効果の両方の低減を目的とする。

適応差分デジタル符号化システムにおいては量子化風テ
ップ幅が、量子化器が勾配過負荷（又は勾配クリッピン
グとも呼ばれるもの）を起こさずに受容し得る入力信号
勾配を決定する。本発明は、低周波に適用される場合、
適応差分デジタル符号化器が高周波を主体とする信号を
受信しており、かつ勾配過負荷を起こすことなくその信
号を受容するに十分なステップ幅を有しているときは、
低周波信号を全入力の勾配を著しく増大することなく同
時に昇圧することができるということに基づいている。

例えば１０ＫＨｚ　でＸボルトの入力を受容しうる量子
化ステップ幅は、その代りに　ＩＫ　Ｈｚにて１０ｘボ
ルトを受容し得る（デジタル−アナログ変換に続いて）
。再生過程で相補的な低周波遮断（ｃｕｔ　）が加えら
れるときは量子化ノイズの低周波成分が低減される。

実用−ト、本発明はアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ
）に先立ち、入力信号における高周波信号成分の振幅増
大に伴い低周波利得が立上る回路を必要とし、又、デジ
タル−アナログ変換器（ＤＡＣ）の後に、出力信号にお
ける高周波信号成分の振幅増大に伴って低周波利得が降
下する相補的回路を必要とする。これらの動作は符号化
段における伸長と復号化段における圧縮に類似し、それ
故、ノイズ低減システムに通常附随するダイナミック動
作とは逆向きである点に注目されたい。さらに、在来の
ノイズ低減７ステムは入力信号振幅が小さいときに重点
的かつ最大効果的に作動するが、本発明は入力が高振幅
高周波信号を含むときにノイズ低減を行う。ざらに又、
本発明のこの特徴は、低周波における信号レベルの制御
が信号の低周波成分量に依存しない点で在来のノイズ低
減システムと異なる。

米国特許第４４９０，８０１号及び第４，３０５，０５
０号等のいくつかの適応ＡＤＣにおいては、量子化ステ
ップ幅が連続的に可変であり、入力勾配しきい値の上で
はその勾配を丁度受容するに足る大きさに適応する。そ
れ故、量子化ノイズも又、入力勾配に正比例する。この
関係は量子化ノイズの全スペクトルに対して当てはまる
のみならずその低周波成分に対しても当てはまる。かく
して入力信号が高周波域にその主要勾配を有ずれは、Ｄ
ＡＣからの低周波ノイズは高周波の振幅に正比例する。

これは適応デジタル／ステムの好ましからさる面である
。なぜならば変動性低周波ノイズが高周波信号によりマ
スキングを受けないからである。もしも本発明を用いて
ＡＤＣの前の低周波昇圧とＤＡＣ後の遮断とが高周波信
号の勾配に正比例するものにされれば、低周波ノイズに
おける変動は低周波利得に等しい大きさの逆の変動を滲
うことになり、その結果、低周波ノイズは入力信号の高
周波成分量に独立となり一定となる。

実用上、大きな範囲にわたり低周波の昇圧と遮断とを制
御するのが可能でなく、又望ましくないことが多い。そ
れ故、本発明は高周波信号に伴う低周波ノイズにおける
変動の除去を図らず、単に低減を行なう。

本発明の他の特徴によれば、高レベル高周波信号の存在
下に低周波の昇圧と遮断を行なう装置は、全オーディオ
スペクトルにまたがり適応差分デンタル符号化システム
におけるノイズを効果的に抑制することができるように
、選択的に高周波ノイズに作動するノイズ低減システム
に結合される。

そのような高周波ノイズ低減システムのいくつかの％徴
が１９８２年（昭和５７年）５月５日付の同時係属中の
米国特許出願第３７５，０３７号に開示されている。

第１図を参照すると本発明の実施例の簡単なブロック線
図が示されている。在来の適応差分アナログ−デジタル
変換器（２）（例えばＡ　Ｉ）　Ｍ又はＡＤＰＣＭ）に
よる変換に先立し、入力信号は低周波で作動する同波１
！１．依存町変応答装置（４）により処理される。実用
上、装置（４）は少くとも可変低周波昇圧回路を含むと
共にしきい値決定装置をも含み得る。昇圧の程度は処理
装置（６）を介して入力信号から導出される制御卸信号
により制御される。この制御信号は、可変応答装置（４
）に印加されたとき高周波成分の増大に伴って低周波昇
圧ヲ（シきい値を超える・＼きものがあればしきい値上
方に）増大するように、入力信号の高周波成分に応答す
る。実用上、処理装置（４）はバイパス亜型み付はフィ
ルタとそれに続く整流器及び平滑回路を含む。処理装置
（４）は又、しきい値決定装置を含む。処理装置（６）
の入力は代りに可変応答装置（４１の出力から導いても
よい。

第２図は相補的復号装置のブロック線図である。

処理装置（６）は第１図実施例のそれと対応し、一般に
ほぼ同一の制御信号を発生する。この制御信号は本復号
装置においては出力信号の高周波成分の振幅を表わす。

この信号は前置又は後置の装置ａαからその人力を導く
。低周波で作動する周波依存可変応答装置０１は適当な
制御信号を印加されると、符号化器内の装置（４）に対
して相補的応答を与える。

実際上、装ｆｔｕ＋は少なくとも可変低周波遮断回路を
含むと共にしきい値決定装置を含み得る。制御信号は低
周波遮断回路の低周波遮断を変動させ、符号化器の昇圧
と復号化器の遮断による全体的効果を平坦な応答にする
。高振幅高周波信号を受容するｌこ足るようステップ幅
が増大したためにデジタル−アナログ変換器（１２＋か
ら発出した量子化ノイズ低周波成分のレベルが上昇する
と、可変応答装置１１Ｑの応答は、低周波遮断を与える
ことンこより増分低周波ノイズを減衰すべく、平坦な応
答から変化する。

代表的システムでは、低周波ノイズは、高周波信号成分
の振幅に関連し、成る値以下の量子化ステップ幅のもの
は可聴でない。もちろん低周波ノイズが非可聴であると
きは低周波昇圧及び遮断を与える必要はない。したがっ
て大ていの実用例では、処理装置（６）又は可変応答装
置（４）００１内にしきい値を設定し、特定の制御信号
が所定レベルとなるまで、例えば低周波ノイズが可聴と
なる直前までは低周波昇圧及び遮断が起こらないように
する。

第３図は一群の可変昇圧及び可変遮断曲線の例を示す。

上述したように、理解を容易にするために、低周波を１
１（Ｈｚ以下にとっているが、実用例では別の境界をと
ってもよい。従−って、第３図の一群の曲線はＩＫＨｚ
の転移周波数を有する。

曲線（ａ）（ａ′）は＝１図の可変応答装置（４）にお
いて昇圧なしにして＄２図の可変応答装置（ＩＱにおい
て遮断なしにした場合の単に平坦な応答を示す。入力信
号の高周波成分の振幅と共に制御信号が増大すると可変
昇圧回路が、制御信号の特定の値に応じてそれぞれ曲　
（ｂｌｆｃｌ（ｄｌ等まで上昇した低周波昇圧を与える
と共にその同一制御信号が与えられた可変遮断回路が（
ｂ′）（Ｃ′）（ｄ′）等の相補的低周波遮断を与える
。もちろん制御信号の連続的変化に呼応した曲線の連ワ
°シ群がある。本例における最大昇圧及び遮断は１Ｑｄ
Ｂである。実用的実施例ではより小さな昇圧及び遮断に
より効果的にノイズを低減することが可能である。又、
以下にさらに説明するように、大きな昇圧及び遮断は通
常、好ましからさる副次効果により制限される。

第３図に示す曲線は在来の固定帯域可変シェルフ回路に
より得られる。いくつかの適用例では可変転移周波数を
持ったすべり帯域式の（応答曲線が棚形の）シェルフ回
路が、いろいろの量子化ステップレベルにおいて低周波
ノイズスペクトルに対するより効果的適合を与える。最
も効果的な曲線の形は特定の適用例毎の低周波ノイズス
ペクトルに依存する。シェルフ応答が一般に満足のゆく
ものであるが、厳密性を要する適用レリではさらに複雑
な応答特性が望まれることもあろう。又、いくつかの適
用例ではより簡単な応答特性でよいこともある。

第１図及び第２図の実施例では低周波利得は、アナログ
オーディオ信号から導出される信号によって制ｔａされ
る。ある種の形式のデンタルオーディオシステムにはＡ
ＤＣ及びＤＡＣ内の信号であってそれから低周波利得を
制御するに適した信号が得られる信号が有る。例えば適
応デルり変調の成る種の設計例、例えばＣＶＳＤＯ名で
知られる前述の連続可変勾配デルタ変調システム、では
、ステップ幅は入力信号の勾配に正比例する制御電圧値
によって決定される。これは、前記米国特許第４，１９
０，８０１号及び第４，３０５，０５０号に記載された
ＣＶＳＤシステムに当て・はまる。

そのようなＣＶＳＥシステムでは、任意的量大入力信号
レベルが確定されると、この制御′１圧の値は、入力信
号が高振幅高１４１波信号を含むか否かの情報を担持す
る。例えば１１（Ｈｚにおける最大レベルが０２ボルト
とすると、ｌ　ＯＫＨｚにおける最大レベルは２ボルト
となり、およそのところ、例えば０．３ボルトを超えた
電圧を発生する任意の信号は高周波における高勾配信号
を含むということができる。この制御電圧はそれ故、第
１図及び第２図の実施例におけるような別個に発生され
た制御信号の代りに可変低周波昇圧及び遮断の回路に作
用するように使用できる。適応差分デジタル符号化器及
び調号化器の他の形式も又、適当な制御信号が導出でき
る信号を与えることができる。

ここで第４図を参照すると、ＣＶＳＤ式ＡＤＣのような
適応差分アナログ−デジタル変換器（１（１からのステ
ップ幅制御電圧が周波数依存可変応答装置（４１に対し
処理装置（Ｉ６）を介して印加されるような装置のブロ
ツ線図が示されている。装置（４）の方式は第１図に関
して上述したものと同一である。処理装置０６）はしき
い値決定装置と、必要ならＡＤＣ旧）力Ｓらのアナログ
信号を製形する装置とを含み得る。もしもＡＤＣ［１４
１からのステップ幅制御信号がデジタルであれば、処理
装置１６１はデジタルアテ「スゲ変換器を含む。第１図
実施例におけるようにオフセットはもしも設定されると
きは、高周波における高勾配信号が存在することを示す
に足るだけ！ＩＩ　（Ｈ信号が大きくなるまで低周波昇
圧が印加されないようになっている。昇圧はその後、第
３図に示唆されるように入力勾配が増大されるにつれ徐
々に増大する。第５図はＣＶＳＤ式１）ＡＣのような適
応差分デジタル−アナログ変換器ＱｇＩ力１らのステッ
プ幅制御卸１３号が処理装置ａ６１を介して周波数依存
可変応答装置に印加される相補的復調装置を示す。

第４図の実施例は、ＡＤＣから導出される制御信号（Ａ
ＤＣに印加された信号の低周波レベルを制御する）の正
帰還ループの構成を示す。しだがつてこのループの利得
はループが不安定でないようなものでなければならない
。又、昇圧の大きさ及びそれが印加される周波数領域は
、ステップ幅を増大する（したがってノイズも増大する
）ことにより制御信号をしきい値に至らしめることなく
、又本構成の目的を損なうこともないように、制限しな
けれ７才ならノｌｊ；、　１゜ 以下に述べる実施例では低周波ノイズに加えて高周波ノ
イズを低減する装置が与えられる。第６図及び第７図の
実施例は大体において第１図及び第２図の実施例に対応
するが高周波ノイズを低減する装置を含む。第８図及び
第９図の実施例はある点で第３図及び第４図の実施例に
それぞれ対応する。

ここで第６図及び第７図を参照すると、それぞれオーデ
ィオスペクトルの高周波部分に作動する相補的な周波数
依存可変応答装置（２０１（２２１が与えられる符号化
器及び復号化器の実施例が示されている。

相補的可変応答・装置（２（１１（２２１の詳細は第６
図ないし第９図の一般的説明に続いて与える。第６図の
符号化器実施例及び第７回復号ｆヒ器実施例においては
高周波及び低周波可変応答装置［４１１１Ｊ２α（２２
に対する制御信号はそれぞれの入力及び出力信号から処
理装置（６）を介して導出される。第１図及び第２図に
おけるように、典型的な場合、各処理装置（６）は制御
信号が高周波信号成分にのみ応答するようにノ１イパス
焦電み付はフィルタを含み、又典型的な場合、各処理装
置は高周波成分エンベロープをほぼ実現し得るＤＣ制（
財）電圧を発生させるような整流器と適当な時定数の平
滑回路とを含む。処理装置（６１に対する入力は又、装
置（２０１の出力端又は装置（２２１の入力端にて取る
ことができる。

また、装置（４１（２０＋に対する単一の１制御信号を
導出する代りに、別個の制御信号を独立の処理装置を用
いて導出することもできる。これは高周波及び低周波可
変応答装置の動作を最適にすることが厳しく要求される
適用例において望ましい。

第８図及び第９図には、いろいろな低周波及び高周波可
変応答装置に対する制御信号（独立の処理装置が使用さ
れるときは複数の制御信号）が第３図及び第４図実施例
におけるように処理装置ａωを介して変換器（２１（１
２１から導出されるという点を除けば第６図及び第７図
実施例とほぼ同一である附加的符号化器及び復号化器の
実施例がそれぞれ示されている。

第６図ないし第９図の実施例で高周波及び低周波可変応
答装置がアナログ信号に作動する順序は、システムの動
作に影響を与えることなく図示した順序から逆転し得る
。その理由は応答装置が独立かつ実質上型なり合わない
オーディオスペクトル部分内で作動するからである。又
、実用的実施例に関連して以下に説明するように、信号
路の実質上同一点にて高周波及び低周波装置の両方の作
動を信号に及ぼすことも可能である。

高周波にて作動する周波数依存可変応答装置（第６図及
び第８図におけるブロック（！ｊ）及び相補的装置（第
７図及び第９図におけるブロック（２２１）は、好まし
くは符号化器実施例（第６図及び第８図）において可変
プレエンファシスを与えると共に復号化器実施例Ｃ第７
図及び第９図）において相補的な可変デエンファシスを
与える。

上述したように、実際上はデジタル式圧縮伸長器である
適応デジタルシステムの在来設計法では固定応答整形回
路網（プレエンファシス及びデエンファシス）を使用す
るがこれは、最も可聴の領域のスペクトル（通常は高周
波）におけるノイズが最高レベルに上昇した場合でも、
この最可聴ノイズをマスキングできない周波数の信号に
応答して適応させた結果、非可聴のままであるとの期待
のもとに、量子化ノイズのスペクトルを変えるためであ
る。残念ながらこれは多くの場合無駄な期待に終り、プ
レエンファシスが行なわれたデジタル圧縮伸長器は通常
、厳しさを要求される音楽信号に可聴ノイズ変調を与え
る。

整形回路網がとり得る応答は二つの相客れない要求の妥
協である。ＤＡＣの出力端においてはノイズ又は誤差が
最可聴となる周波数において大きな損失を導入すること
が望ましく、ＡＤＣの入力はその場合、それらの周波数
にて大きな利得を与える逆回路網を必要とする。しかし
その利得はシステムの過負荷を起こす可能性を、従って
広帯域信号に対するシステムの有効ダイナミックレンジ
を、減少させる。換言すれば、固定式プレエンファシス
及びデエンファシスは必らずしもダイナミックレンジを
増大させない。

周波数依存可変応答回路網（２０１Ｇ２１は附随の利得
の有無によらず、制御信号に応答して応答特性の形を変
える。これら回路網はＡＤＣ及びＤＡＣと連合される適
応エンファシス及び適応デエンファシスと見なし得、か
くして入力信号振幅がシステム過負荷を起こさない限り
、応答整形回路網により最可聴高周波ノイズが低減され
る。しかし過負荷が起こると回路網は、主要スペクトル
成分の下でノイズが可聴となり得る場合はノイズを低減
しつつ主要スペクトル成分の昇圧を回避すべく適応する
。そのようなシステムはノイズが問題とならない周波数
の主要信号が存在する場合はより大きな昇圧と遮断を許
し、それ故、ノイズ変調を非可聴にする。

上述したような帯域分割式及びすべり帯域式アナログ圧
縮伸長器は、もちろん適応プレエンファシス及び適応デ
エンファシスの例である。周波数依存可変応答（即ち適
応応答）回路網に加えて、それらは通常、可変応答即ち
適応を行うべくオーディオ信号の振幅及びスペクトルを
測定するための回路を具備している。処理装置（６）（
第６図及び第７図）と処理装置１６）（第８図及び第９
図）は、必要なら、適当な周波数応答に変更を伴うその
ような回路を含み得る。

可変スケーリングを使用する適応デジタルシステムｌこ
おいてはＡＤＣは通常、デンタル式に導出された制御信
号、即ちスケーリング因子、を含み、この信号はＤＡＣ
内で再構成しなければならないＣ例えば第８図及び第９
図実施例）。この制御信号は適応応答回路網に作用すべ
く使用し得る。この制御信号は、初めＡＤＣ内で発生さ
れてＤＡＣにて任意の所望の精度に再構成し得る、デジ
タル的に導出された、オーディオ信号測定値であると見
なし得る。したがって、送信端及び受信端ζこて同一の
信号測定をしなければならないという、アナログ圧縮伸
長器の主な問題の一つが除去され、それ故可変フレエン
ファシス及び可変デエンファシス間の正確な「追跡Ｃト
ラッキング）」が一層容易に達成される。

実用上、周波数依存可変応答回路網（２（ｌＩ（Ｊａは
上述したような、高周波にて作動する固定帯域式又はす
べり帯域式の圧縮器及び伸長器（圧縮伸長器システム）
の如き周波数依存可変利得装置の形態をとる。

在来のアナログ圧縮伸長器においてはノイズ変調の可聴
度は圧縮比に依存する。即ち、その比が大きいほど、ノ
イズレベルが可聴となる前の信号振幅が大きい。残念な
がら高い圧縮比、そしてそれ故に高い伸長比は、圧縮器
及び伸長器にてなされた信号測定値間の不一致のために
トラッキング誤差につながる。そして実用的アナログ圧
縮伸長器は適意、１５ないし３の範囲の比を有する。デ
ジタル的に導出した制御信号を再構成し得る精度により
、第８図及び第９図の実施例で、幾分より高い比を使用
することができる。適応プレエンファシスとＡＤＣ内の
スケール因子の導出との組合せは、圧縮比が可変回路網
の制御特性をデジタル測定の入力−出力特性とに依存す
る場合の、出力の制御された圧縮器と見なし得る。後者
特性が知れれば、必要な特定の圧縮比を与えるに要する
前者特性を導出することが可能である。

ここで第１０図及び第１１図を参照するに、それ入れ第
８図及び第９図の構成に関するより具体的な実施例が示
されている。これら実施例では比較的簡単で廉価な、高
性能デジタル符号比−復号化オーディオシステムが与え
られる。即ち、装置の簡単さを含めて適応アルタ変調の
公知利点が維持されたまま、さらに、ノイズ変調の如き
煩４つしい副次効果を導入することなくシステムのダイ
ナミックレンジを増大させ得る。その結果得られるシス
テムは、広いダイナミックレンジと高い信号ノイズ比が
望まれる、廉価にしてデータ速度の限定されたシステム
に使用するに特に適している。

１９７０年（昭和５５年）１０月号「ＩＥＥＥスベクラ
ム」誌第７巻６９ないし７８ページのＨｏｌｔ、　　シ
ンドラ−著の「デルタ変調」と題する論文にいろいろな
デルタ変調法が記載されている。この論文は、適応デル
タ変調に関する議論を含んでおり、又、広範な文献表を
有する。１９８２年（昭和５７年）４月２０日号の「エ
レクトロニックプロダクツ」誌６６頁のロバート１．マ
スタ著の「高性能デジタルオーディオシステム」ト題ス
る論文にも適応デルタ変調システムが記載されている。

適応デルタ変調システムは又、米国特許第４．１９０，
８０１号、米国特許第４，２５４，５０２号、米国特許
第４，３０５，０５０号、及び米国特許第４，３１３．
２０４号にも開示されている。上記米国特許第４．２５
４，５０２号及び米国特許第４，３１３，２０４号それ
ぞれ全体をここに文献として参照する。

アナログ−デジタル変換器□□□及びデジタル−アナロ
グ変換器（２０は適応連続可変勾配デルタ変調（ＣＶＳ
Ｄ）形式のものである。そのような装置はよく知られて
いる。可聴ノイ〆をさらに低減するためには、ＡＤＣ（
財）内に誤差帰還が使用される。

その方法も公知である。例えば米国特許第２．９２７゜
９６２号、米国特許＠４，３１３，２０４号、及び１９
６２年（昭和３７年）１２月号ＩｔもＥｌ’−）ランザ
クションズ・オブ・コミュニケーション・システムズ」
誌第ｃｓ−１０巻３７３ないし３８０ページのスパツク
及びシュルトハイス共著の「帰還を使用した量子化ノイ
ズの低減」と題する論文を参照されたい。各々が関連の
変換器によって制御される高周波すべり帯域圧縮器（ハ
）及び相補的すべり帯域伸長器（３０）が高周波ノイズ
低減を与える。

すべり帯域システムにより与えられるノイズ低減量及び
それが有効である周波数スペクトルは誤差帰還を使用し
ても尚残存するノイズスペクトルに合致するように選択
し得る。例えばクロック周波数が十分に高くない限り、
誤差帰還が使用されたときも非常に高いオーディオ周波
数において顕著なノイズが残存する。すべり帯域ノイズ
低減システムをそのオーディオスペクトル領域内で作動
させるべく構成することにより、二者を組合せれば、高
品質オーダづオにとっては元来許容不可であるクロック
周波数にて作動させつつ、高周波オーディオスペクトル
全域にわたるノイズ低減が得られる。残存するいかなる
低周波ノイズをも低減すべく構成された、可変低周波昇
圧膿及び相補的可変低周波遮断＋３４１と本装置との組
合せにより、オーディオスペクトル全域にわたりノイズ
を実質上すべて低減し得る。

すべり帯域装置は上述した先行技術に述べられているよ
うないろいろの形態をとり得る。本実施例ではその装置
はＢ型圧縮器及びＢ型伸長器としてよく知られるすべり
帯域装置を設計変更したものであり、その初期の形態は
米国再特許第２８，４２６号に記載されている。この適
用例では制御回路が全く必要でない。その理由は、変換
器０４）２６）から制御信号が導かれるからである。さ
らに低周波ノイズ低減は低周波可変昇圧及び遮断の装置
により達成されることと、比較的低いクロック周波数を
使用する故に使用した誤差帰還補正が利用可能オーディ
オ帯域からノイズスペクトルを完全に押し出せないとき
はこのデルタ変調システムにおけるノイズスペクトルは
主に高周波のものであることとによって、本装置は高周
波でのみ作動することが必要である。上述したように圧
縮伸長システムは低周波で作動しないことが望ましい。

その理由は、高周波信号の存在下では圧縮伸長システム
は低周波ノイズ中にマスキングを受けない変動を増大さ
せるからである。力）＜シて高周波ノイズ低減が作動す
る周波数帯域と低周波昇圧−遮断が作動する周波数帯域
とは本質的に相互排他的であるべきである。

第１０図を参照するに、簡単な二極ローパスフィルタ（
３Ｇｌがオーディオ入力信号の帯域制限を行なう。標本
化速度の低い在来のＰＣＭシステムと対照的に、複雑な
エイリャシング防止フィルタが必要でない。Ｄ　Ａ　Ｃ
（２６）の後にも又、同様なローパスフィルタ０８１が
挿入されている（第１１図）。すべり帯域圧縮器０引ま
英国特許出願公告第２，０７９，１１４Ａ号に記載され
たものと同様な二重路形式１の装置である。主路は第１
４図に基づく固定式かつレベルに独立な応答整形器００
）を含み、その結果、高レベル高周波数の信号を伝達す
ることができる。

別路は電圧制御単極／−イパスフィルタ（４２１を含む
。

静止状態では、そのカットオフ周波数は約１０ＫＨｚで
ある。可変フィルタの効果は、フィルタと制量器の特性
の形に依存する圧縮比を圧縮器が持つことである。その
ような圧縮は制御システムのループ利得に依存したしき
い値レベルの上で起こる。主路との加算が起こる前の利
得は１４ｄＢであって、約２ＫＨｚから約１０ＫＨｚま
で５ｄＢ／オクターブで上昇する静止プレエン７アシス
を与える。制御信号のしきい呟の上ではこの静止プレエ
ンファンスはビット流から導かれた制御信号の増大関数
として周波数の高い方へ移動する。オーバシュート抑制
器（４４１（米国再特許第２８，４２６号に記載）はア
ナログーデ゛ジタル変換器における過渡的歪を防止する
。主路及び別路は結合器（４６）で加算される。

すべり帯域圧縮語例からの処理済みオーディオ信号は、
加算段（４８Ｉを介して比較器６ωに印加される。

この比較器に対するもう一つの人力は出力デジタルビッ
ト流から再生されるオーディオである。比較器の出力は
ノリッフリロップｃ５２）により当該クロック周波数に
て標本化されて出力ビツト流となる。出力ビツト流は再
生されたオーディオが入力オーディオを追うように積分
（ブロック（５滲ンの極性を制御する。適応アルゴリズ
ム（５６）はこのビット流を用いてオーディオを構成す
べく積分されるアナログ制御電圧を発生する（ブロック
ｃ５ａ）。

この制御信号は又、アナログノイズ低減システムを制御
するに使用される。

この変換処理によって形成された誤差は比較器入力端に
現われる。誤差信号はローパスフィルタ（５８）を有す
る誤差帰還ループ（５ωを通して採り入れられ、処理済
みオーディオと結合される。この処理は誤差のスペクト
ルを周波数の高力に移動させる。十分に高い標本化速度
を用いると、オーディオ周波数領域の上限の上方かつク
ロック周波数の下方には、誤差スペクトルを移入せしめ
るに足る空間ができる。かくして大抵の量子化ノイズは
可聴領域外に移動されることができ、その結果、在来の
デルタ変調システムに通洛附随するよりもはるかに少な
い可聴ノイズが残る。もしもより低い標本化速度が使用
されると、上述したような非常に高周波数のノイズが幾
分か残る。

基本出力ビツト流はその陵、伝達媒体に対し適用するに
特に必要とされる条件に合うべく処理される。

ここで第１１図を参照すると、第１０図の符号化器に相
補的な復号器の詳細が示されている。伝達媒体からの信
号は、基本人力ビット流を与えるのに必要な条件に合、
せて処理される。処理装置は、クロック信号を導出する
ための装置を含む。そのような方法は当該技術分野でよ
く知られている。

デジタル−アナログ変換器し６）はアナログ−デジタル
変換器（至）の一部分と同一な適応デルタ復調器である
。比較器（５α及び誤差帰還ループ（５６）は復調器に
は不要である。ブロック（５４）　（５５）　（５６）
は両変換器において同一である。積分器出力端からのオ
ーディオ出力は二極ローパスフィルタを経て相補的すべ
り帯域伸長器（３０）に至る。この伸長器も又、主路が
レベルに独立な応答整形器（４０’）　（第１４図の逆
）を有すると共に側路が出力端から可変バイパス、フィ
ルタ＋４２１（！ｍオーバーシュート抑制器（４４１と
を経て入力端の加算結合器（４６１に至る負帰還を与え
る、二重路形態を有する。フィルタ（４２１はデジタル
−アナログ変換器内のビット流から導出された制限信号
によって作動され、その結果、符号化ノイズ低減プロセ
ッサの応答に相補的な応答が得られる。

高周波及び低周波可変応答装置の相対位置に関する第６
図ないし第９図の実施例についての上述の説明は、第１
０図の可変低周波昇圧装置Ｇ２及びすべり帯域圧縮器（
２８Ｉについても当てはまり、又、編１１図の可変低周
波遮断装置＋３４１及びすべり帯域伸長器Ｇ！ＡＪ＋に
ついても当てはまる。すなわち、回路がアナログ信号に
対し作動する順序は結果に影響しない。その理由は回路
は別個にして重なり合わない周波数帯域内で作動するか
らである。このことから、町変低周彼昇圧及び遮断の装
置がそれぞれ、すべり帯域圧縮器及び伸長器において第
１２図及び第１３図に示す如き別の側路を形成するよう
に、構成を簡単にすることもできる。その結果は第１０
図及び第１１図に示すように、伸長器及び圧縮器に対し
て外部的である装置を与えることと等価である。

第１２図を参照すると可変低周波昇圧装置は符号変換器
と、制御されたローパスフィルタ及び固定利得を与える
増幅器を有するブロック（６ノと、を含む負帰還ループ
によって形成される。この制御されたローパスフィルタ
に対する制御信号は、Ａ　Ｄ　Ｃ１７！４）から導かれ
て制御されたバイパスフィルタ（４２）に印加されるの
と同一の、アナログ制御信号でよい。

第１３図においては、可変低周波遮断装置が第１２図の
ブロック（６２）におけると同一の素子を含んだ正のフ
ィードフォーワードループにより構成されている。

第１４図は、第１０図及び第１２図の符号化器に使用さ
れた応答整形回路＋４０１の周波数応答曲線の例を示す
。この応答は固定的であり、レベルに独立である。ｇｔ
ｔ図及び第１３図の復号器内の回路網（４０’）には相
補的応答が使用される。

第１２図及びｇ１３図の構成の実用的実施例が第１５図
及び脇１６図の路線図て示されて（、′Ｘる。

回路は第１０図及び纂１１図θ）実施例（こ関して上に
述へたようなＣＶ　Ｓ　Ｉ）形デルり変調システム（例
えば第１０図のブロックＣ４及び第１１図θ）フ゛ロッ
ク＋３０１　）について使用される。デルり変調器から
の制御剤ｌｉｔ圧はすへり帯域高周波昇圧と可変低周波
昇圧の両方を与える単一の、電流制御式抵抗器９こ作用
すべく使用される。この場合、さらに以下Ｏこ説明する
よう（こ、低周波昇圧は実際上、逓減低周波遮断で構成
され、高周波昇圧は回路網（４１（こより与えられる高
周波デエンファ／スに重ね合せさイする。

第１７図は制御電圧の直を徐々に増大させたときの周波
数応答曲線群を示す（この制御電圧６は増大性入力信号
勾配に比例するｂ）。第１７図の矢印は制御信号電圧の
増大方向を示す。第１６図をこＧまデルタ変Ａ器からの
制御卸電圧が単一の電流制御式抵抗器をも制御する相補
的復号器が示さね、てＧ）る。

この抵抗器は復号器の場合、すべり帯域冒１閃波遮断及
び町変低固波遮断を与える。復号器応答特性は第１７図
におけるものに相補的である。この符号（ヒ器及び復号
化器では高周波すへり帯域機能とり変低周波応答機能の
両方に対し同一の電流制御式抵抗器の使用がＴす能、で
ある。その理由はこれら機能はさらに以下に説明するよ
うに、別々の周波数帯域で起こるからである。

ここで＄１５図の詳４姐こ触れる。オーディオ入力信号
は、約１６　ＫＨｚのカットオフ周波数を持った二極ロ
ーパス人力フィルタに印加される。このフィルタは”／
ｘＬｃ１０１（演算増幅器すなわち「オペアンプ」　〕
とそれに附随の抵抗器及びコンデンサ（Ｃ１０Ｊ、Ｃｌ
Ｏ２，Ｃ”１０３．Ｉ（１０１゜Ｃ１０２，Ｒ１０３）
により構成される。フィルタ出力は几１０４．ル１０６
及びＣｌＯ４により構成される飽和防止回路網が配置さ
れている主路に印加される。諸成分のこの組合せはコー
ナー周波数が約５　ＫＨｚにある単極ローパスフィルり
を形成する。飽和防止回路網の出力は加算器−符号変換
器（オペアンプＩ／２ＩＣ１０２）に印加される。人力
フィルタ出力は又、−流制御式抵抗器（’ＡｌＣｌＯ３
）と共に可変ノ・イパスフィルタを構成するコンデンサ
（Ｃ１０９）に印加される。′電流制御式抵抗器は、制
御符号化入力端にて印加されるＣ■Ｓ１）デルタ変調器
からの信号を処理したものにより、制御される。この処
理にはオペアンプ（Ｉ７２ＩＣ１０ｔ）、ダイオード（
’ＤＩＯＩ）（０１０２）、抵抗器（［１１０）（Ｒ１
１２）と抵抗器（Ｒｌｌｌ）を介して印加される規準′
電圧とを含むビーり維持兼しきい値回路が含まれる。Ｉ
’（１２０，１（，１２１，及びＣ１１０により構成さ
れる、約７００　Ｈｚ　（７）コーナー周波数を有する
ローノくスフイルりは加算器−符号変換器（’Ａ　ＩＣ
１０２）の出力からオペアンプの人力へ至る負の帰還路
を形成する。コンデンサ（０１０８）は使用されるオー
ディオ周波数にて零インピーダンス８有する。その結果
、ローノくスフイルタは制御された抵抗器と共に働いて
オペアップ。

（Ｖ！　ＩＣ１０２）の利得を制御すること（こより可
変減衰器を形成する。オペアップ（’ｈ　ＩＣ１０２）
０）出力は可変ノ・イパスフィルタを有するフィードフ
ォーワードループと可変減衰器を有する負θ）帰還ルー
プとを完結すへく加算器−符号変換器に印カ目される。

ダイオード（Ｄ１０３）（１）１０４）ｉまオーツく−
ンユート抑制を与える。

可変減衰器の動作は次のように解析できる。可変抵抗器
の抵抗が無限大であるとき（その制御電流が零であると
き）、ローノくスフイルりのカットオフ周波数より高い
領域では、負の帰還ループを無視し得るが、カットオフ
周波数より下てｃマループはある有限の利得を有する。

図示した成分値の場合、ローパスフィルタの通過帯域内
の信号に対し、約６ｄＢｏ）＄、衰が得られる。制御さ
れた抵抗が（制御信号の立上りにつれ）低下するときは
負帰還が低減され、その結果、減衰を低減ｌ、てループ
の利得を増大させる。非常に低い抵抗値においてはフィ
ードフォーワード及び負帰還θ）ループを含む主路及び
側路の全体的低周波応答は平坦な応答に近つく。この構
成は可変低周波昇圧と固定低周波応答遮断の組合せに等
価である。第１７図の応答曲線を見ると制御信号が増大
するにつれて低周波遮断が減少することが示されている
。フィードフォーワード高周波路は負帰還路が信号出力
を力える周波数帯域内には信号出力を与えない。高周波
路は在来のすべり帯域応答を与えるものであって、制御
信号が増大する際に逓減性高周波昇圧を与える主路及び
側路の全体的高周波応答を与える。この全体的応答は、
飽和防止回路網の効果のため、高周波では平坦な応答以
下に降下する。

第１７図は、上述した形式のデジタルシステムに、Ｆ６
いて全オーディオスペクトルに４つたりノイズを最小化
するに必要な可変低周波昇圧と可変高周波プレエンファ
ブスとの所望の組合せの全体的応答を一般的に示す。オ
ーディオ信号の高レベル高周波成分量が増大ずで３につ
れ、高周波プレエンファシスが低減する一方、同時に低
周波昇圧が増大する。

第１６図には第１５図のものに相補的な復号器に使用す
る回路が示されている。一般的構成は第１３図実施例に
基ついている。例えば相補的可変低周波遮断装置は一部
のフィードフォーワードル−プにより形成されるが、相
補的可変高周波デエンファンスは負帰還ループにおいて
達成される。回路の作動は第１５図のものに類似である
。デルり変調器の１ら゛の制御電圧はすべり帯域高周波
３１！断と可変低周波遮断との両方を与える単一の電流
制御式抵抗器に作用すべく使用される。この場合、以下
にさらに説明するように、低周波遮断は実際上、逓減性
低周波昇圧から成り、高周波遮断は回路網（４０勺によ
り与えられる高周波プレエンファシスに重ね合せられる
。

ここで第１６図の詳細に触れる。デルり変調器からのア
ナログ人力信号は１／！ＩＣ２０２θ〕入力端にて主路
に印加される。このμＩＣ２０２の周囲ζこＣま、゛　
　第１５図の回路網に相補的応答を与えるため、す帯還
ループとして１％２０４．Ｒ２０６，及びＣ２Ｏ４力）
ら成る飽和防止回路網が配置されて（１）る。このオペ
アンプの周りに帰還ル−プを組合せること０こより約６
１（１−１ｚより十で６ｄＢ／オクターフで立上る高周
波プレエンファシスが形成される。カロｌＦ−器−符号
変換器の出力は約１６　ＫＨｚのカットオフ周波数を有
する二極ロー）くスフイルりＲ口ち、オペアンプ１／！
！ＩＣ２ｏ１と附随の抵抗器及びコンデンサ（Ｃ２０１
，Ｉ（２０２，１Ｌ２０３．Ｌ：２０２．Ｃ２０３）ｌ
こ印カロされる。加算器−符号変換器の出力６ま又、ｖ
ｔａ市１ｊ御式抵抗器（１／！１Ｉｃ２０３）と共に負
帰還ループ内の可変ノ１イパスフィルタを形成するコン
デンサ（Ｃ２０９）にも印加される。この電流制御式抵
抗器は、制御復号入力端に印加されるＣＶＳＤデルタ変
調器からの信号を処理したものによって、ｆｆｉ制御さ
れる。この処理のうちにはオペアンプ°（１／！！ＩＣ
２０１）、ダイオード（Ｄ２０１　）　（Ｄ２０２　）
、抵抗器（Ｉ（，２１０）（Ｒ２１２）及び抵抗器（凡
２１１）を介して印加される規準電圧を含むピーク維持
兼しきＧ）値回路が含まれる。几２２０．Ｒ２２１，及
びＣ２１０により構成される約７００ｌ−１ｚのコーナ
ー周波数ヲ有スるローバスフィルりも又アナログ入力信
号を受信してオペアンプ（Ｖ２ＩＣ２０２）の人力（こ
対するフィードフォーワードル−プの一部を形成する。

コンデンナ（Ｃ２０８）は使用されるオーディオ周波数
にて零インピーダンスを有する。した力３つてこの」−
パスフィルタは制御された抵抗器と相まって、オペアン
プ（１７ＩＣｚ０２）を含むルーフ。

の利得を制御する可変減衰器を形成すへく働く。

かくしてこのフィードフォーワードループζは可変昇圧
器として働く。オペアンプ１Ｉｃ２０２）０）出力は、
可変ノ・イパスフィルタを有した負帰還（可変デエンフ
ァシス）ループ及び可変減衰器を有したフィードフォー
ワード（可変昇圧）ループを完結すべく加算器−符号変
換器入力端に印加される。

ダイオード（Ｄ２０３）（Ｄ２０４）はオーバシュート
抑制を与える。

可変昇圧ルーズの働きは次のように解析できる。

可変抵抗器の抵抗が無限大である゛とき（その制御電流
が零であるとき）、ローパスフィルタのカットオフ周波
数の上ではフィードフォーワードループが無視し得、カ
ットオフ周波数の下ではループはある有限な利得を有す
る。図示した諸成分値の場合、その結果としてローパス
フィルタの通過帯域内の信号に対して約６　ｄＢの昇圧
が得られる。制御された抵抗器の抵抗がＣ制御信号の上
昇に伴い）低下すると、フォーワードフィードが低減さ
れ、その結果、減衰が増大してループ利得を減少させる
。非常に低い制御抵抗値にて、フィードフォーワード及
び負帰還ループを含む主路と側路の全体的低周波応答は
平坦な応答に近づく。この構成は固定低周波応答昇圧と
組合された可変低周波遮断と等価である。第１７図の応
答曲線は、第１５図の回路について制御卸信号が増大す
ると共に低周波遮断が低下することを示す。この場合は
相補的応答が起こる。負帰還高周波路はフィードフォー
ワード低周波路が出力する周波数帯域には信号出力を与
えない。高周波路は在来の高周波すべり帯域応答器であ
って、これは制御信号の増大に伴う逓減性菌周波デエン
ファ７スを与える主路と側路との全体的高周波応答を与
える。この応答は、飽和防止回路網の効果により、高周
波において平坦な応答を超えた応答となる。

ここに記載したいろいろの実施例では、デジタル符号化
器及び復号化器間のデジタル信号は、いろいろの形態を
とり得る伝達媒体により搬送される。たとえばデジタル
信号は記録兼再生用媒体（磁気テープ、ディスク等）又
は有線若しくは無線の送受信機システム等に直接に適用
し得る。又、記録や送信に先立ち、さらに変調や符号化
を行うこともできる。

いろいろの符号化器及び復号器の実施例は単独で有用で
あるが、完全な符号化器−復号化器システムを与えるに
は伝達媒体により両者を結合すればよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施したときのデジタル符号化器を示
す一般的なブロック線図であり、第２図は本発明を実施
したときのデジタル復号化器を示す一般的なブロック線
図であり、第３図は本発明の理解に有用な例示曲線群で
あり、第４図は本発明の第１図実施例の代替例を示す一
般的ブロック線図であり、第５図は本発明の第２図実施
例の代替例を・示す一般的ブロック線図であり、第６図
は本発明のデジタル符号化器の代替実施例を示す一般的
ブロック線図であり、第７図は木４１明のデジタル復号
化器の代替実施例であり、第８図は本発明の第６図実施
例の代替例を示す一般的ブロック線図であり、第９図は
本発明の第７図実施例の代替例を示す一般的ブロック線
図であり、第１０図は本発明のデジタル符号化器実施例
を示すブロック線図であり、第１１図は本発明のデジタ
ル復号化器実施例を示すブロック線図であり、第１２図
は第１０図実施例の一部分の代替例を示すブロック線図
であり、第１３図は第１１図実施例の一部分の・代替例
を示すブロック線図であり、第１４図は本発明の符号化
器に使用した回路網の周波数応答曲線の例であり、第１
５図は本発明に基づく符号化器の一部分の路線図であり
、第１６図は本発明に基づく復号化器の一部分の路線図
であり、第１７図は第１５図の回路の作動を理解する上
に有用な応答曲線群の例である。 ２、４．６．１４．１６．２０・・・・・・　オーディ
オアナログ−デジタル変換システム ６、１０．１２．１６．１８．２２・・・・・・　（相
補的）オーディオデジタル−アナログ変換システ ＦＩＧ、　　Ｉ ＦＩＧ、　　２゜ ＦＩＧ、　Ｉ？ ＦＩＧ、　　１２゜ ＦＩＧ、　　バ ６．５　ｋＨｚ ＦＩＧ、　１４．　！’ｉｋＨｚ ｂ嶋１５．　− ＦＩＧ、五

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　　アナログ入力オーディオ信号を受信するオー
   ディオアナログ−デジタル変換システムであって、適応
   差分変調アナログ−デジタル変換装置と、該変換装置に
   該入力オーディオ信号を印加するに先立って該入力オー
   ディオ信号を処理するための周波数依存可変応答装置と
   、オーディオスペクトルの周波数低域部分の信号をオー
   ディオスペクトルの油部分に対して昇圧する特性を有す
   る可変利得装置とを含み、該昇圧の程度がオーディオス
   ペクトルの高域部分信号成分の振幅の増大に伴って上昇
   する、オーディオアナログ−デジタル変換システム。 （２、特許請求の範囲第（１１項に記載のシステム番こ
   おいて、該昇圧の程度が該オーディオスペクトル高域部
   分内の該入力オーディオ信号成分の勾配の増大関数であ
   る、・システム。 （３）特許請求の範囲第（１）項に記載のシステムにお
   いて、該昇圧の程度が該オーディオスペクトル高域部分
   内の該入力オーディオ信号成分の勾配に実質上正比例す
   る、システム。 （４）特許請求の範囲第（１１項に記載のシステムにお
   いて、該昇圧の程度が制御信号により制御されると共に
   該可変利得装置が該入力オーディオ信号から導出される
   制御信号を発生する装置を含む、システム。 （５）特許請求の範囲第（４）項に記載のシステムにお
   いて、制御信号を発生する該装置がバイパス焦電み付は
   フィルタ及び整流器を含む、システム。 （６）特許請求の範囲第ｆｉ１項に記載のシステムにお
   いて、該変換装置がステップ幅信号を発生する装置を含
   むと共に該可変利得装置による該昇圧の程度が該ステッ
   プ幅信号から導かれた制御信号により制御される、シス
   テム。 （７１特許請求の範囲第（１）項、第（２）項、第（３
   １項、第（４）項、第（５）項、又は第（６）項ｔと記
   載のシステムにして、該オーディオスペクトル高域部分
   内の信号成分の振幅のしきい値より上では該昇圧が起こ
   るが該しきい値以下では全く起こらないようにしきい値
   を与える装置をさらに含むシステム。 （８）特許請求の範囲第（１）項、第（２）項、第（３
   ）項、第（４１項、第（５１項、又は第（６１項に記載
   のシステムにして、該入力オーディオ信号を該変換装置
   に印加するに先立って該人力オーディオ信号を処理する
   別の周波数依存可変応答装置をさらに含んでおり、該別
   の可変利得装置が該オーデオスペクトル高域部分内の信
   号を該スペクトルの他部分に対して昇圧する特性を有し
   、しかも該昇圧Ｑ）　４％度が該オーディオスペクトル
   高域部分内の信号成分の振幅の増大に伴って減少するよ
   うにされた、システム。 （９１特許請求の範囲第（８）項に記載θ）システムに
   おいて、該別の周波数依存可変応答装置がすべり帯域特
   性を有する、システム。 （１０１特許請求の範囲第１８１項に記載のシステムに
   おいて、該別の周波数依存可変応答装置が固定帯域特性
   を有する、システム。 ｔｉｌｌ　　特許請求の範囲第（１）項に記載のシステ
   ムにおいて、該適応差分変調アナログ−デジタル変換装
   置か適応差分デルタ変調変換装置を含む、システム。 （■２）　　特許請求の範囲第ｔｔｎ項に記載のシステ
   ムにおいて、該適応差分デルタ変調変換装置が連続可変
   勾配デルタ変調符号化器を含む、システム。 （１３）　　デジタル入力オーディオ信号を受信するオ
   ーディオデジタル−アナログ変換システムであって、適
   応差分変調デジタル−アナログ変換装置と、該変換装置
   から導かれたアナログオーディオ信号を処理するための
   周波数依存応答装置と、オーディオスペクトル低域部分
   内の信号をオーディオスペクトル他部外内信号に相対的
   に遮断する特性を有する可変応答装置とを含み、該遮断
   の程度が該オーディオスペクトル高域部会内信号成分の
   振幅の増大に伴って増大する、オーディオデジタル−ア
   ナログ変換システム。 ■　特許請求の範囲第（１３１項に記載のシステムにお
   いて、該遮断の程度が該オーディオスペクトル高域部分
   円信号成分振幅の勾配の増大関数である、システム。 （Ｉ５）　　特許請求の範囲第（］３）項に記載のシス
   テムにおいて、該昇圧の程度が該オーディオスペクトル
   高域部分円信号成分振幅の勾配に実質上正比例する、シ
   ステム。 （Ｉ６）特許請求の範囲第（１３１項に記載のシステム
   ５こおいて、該遮断の程度が制御信号により制御される
   と共に、該可変応答装置が該アナログオーディオ信号か
   ら導出される制御信号を発生せしめる装置を含む、シス
   テム。 ０η　特許請求の範囲第σＧ）項に記載のシステムにお
   いて、該制御信号発生装置がバイパス焦電み付はフィル
   タ及び整流器を含む、システム。 ４１．１　　特許請求の範囲第（１３１項に記載のシス
   テムにおいて、該変換装置がステップ幅信号を発生する
   装置を含むと共に、該可変応答装置による該遮断の程度
   が該ステップ幅信号から導かれた制御信号により制御さ
   れる、システム。 ０９）特許請求の範囲第（１３）項、第（【４Ｉ項、第
   （［５）項、第Ｕ６）項、第（１９項、又は第１８１項
   ｌこ記載のシステムにして、該オーディオスペクトル高
   域部会内信号成分の振幅しきい値レベルの上では遮断が
   起こるが該しきい値以下では全く起こらないように該し
   きい値を与える装置をさらに含むシステム。 （２、特許請求の範囲第（１３）項、第ｆ１４１項、第
   （１９項、第１１６１項、第（１７）項、又は第１１８
   １項に記載のシステムにして、該変換装置から導かれる
   アナログオーディオ信号を処理するための別の周波数依
   存可変応答装置をさらに含み、該別の可変応答装置が該
   オーディオスペクトル高域部分円信号をオーディオスペ
   クトル他部分向信号に相対的に遮断する特性を有し、し
   かも該遮断の程度が該オーディオスペクトル高域部分円
   信号の振幅の増大に伴って減少するようにされた、シス
   テム。 （２、特許請求の範囲第（２０）項に記載のシステムに
   おいて、該別の周波数依存応答装置がすべり帯域特性を
   有する、システム。 （２２１特許請求の範囲第四項に記載のシステムにおい
   て、該周波数依存可変応答装置が固定帯域特性を有する
   、システム。 （２、特許請求の範囲第（１３）項に記載のシステムに
   おいて、該適応差分変調アナログ−デジタル変換装置が
   適応差分デルタ変調変換装置を含む、システム。 （２４１特許請求の範囲第Ｃ迦項に記載のシステムにお
   いて、該適応差分デルタ変調変換装置が連続可変勾配デ
   ルタ変調符号化器を含む、システム。 （２、特許請求の範囲第（１）項に記載のアナログ−デ
   ジタル変換システムにして、該アナログ−デジタル変換
   システムによりデジタル化された、かつ伝達媒体を介し
   て受信された、信号をアナログ形に復帰せしめるデジタ
   ル−アナログ変換システムと組合され、該デジタル−ア
   ナログ変換システムが 該デジタル信号を受信して該デジタル信号をアナログ形
   に変換するための適応差分デジタル−アナログ変換装置
   と、 該デジタル−アナログ変換装置からの該アナログ信号を
   処理する相補的周波数依存可変応答装置にして、該アナ
   ログ−デジタル変換システムの可変応答装置の応答特性
   に相補的に応答特性の形を変える相補的周波数依存可変
   応答装置と、 を含むようにされた、システム。 ０［ｉ）　　特許請求の範囲第（２５）項に記載のシス
   テムにおいて、該相補的周波数依存可変応答装置が該ア
   ナログ信号に応答して変化する、システム。 （２７）　　特許請求の範囲第（２５）項に記載のシス
   テムにおいて、該デンタル−アナログ変換装置がステッ
   プ幅信号を発生ずる装置を含み、該相補的周波数依存可
   変応答装置が該ステップ幅信号から導出された信号に応
   答して変化する、システム。 （２、特許請求の範囲第（８）項に記載のアナピグ−デ
   ジタル変換システムにして、該アナログ−デジタル変換
   システムによりデジタル信号された、かつ伝達媒体を介
   して受信された、信号をアナログ形に復帰せしめるデジ
   タル−アナログ変換システムと組合され、該デジタル−
   アナログ変換　３システムが 該デジタル信号を受信して該デジタル信号をアナログ形
   に変換する適応差分デジタル−アナログ変換装置と、 該デジタル−アナログ変換装置からの該アナログ信号を
   処理する相補的周波数依存可変応答装置にして、該アナ
   ログ−デジタル変換システムの低周波可変応答装置の応
   答特性に相補的に応答特性の形を変える相補的周波数依
   存可変応答装置と、 ｄ　７　”クルーアナログ変換装置からの該アナログ信
   号を処理する別の相補的周波数依存可変応答装置にして
   、該アナログ−デジタル変換システムの高周波可変応答
   装置の応答特性に相補的に応答特性の形を変える相補的
   周波数依存可変応答装置と、 を含むようにされた、システム。