CH666585A5 - Analog-digital-, sowie digital-analog-umsetzungsanlage und signaluebertragungs- und verarbeitungsanordnung mit denselben. - Google Patents

Description

BESCHREIBUNG

Gegenstand der Erfindung ist eine Analog-Digital-Umset-zungsanlage gemäss Patentanspruch 1, eine Digital-Analog-Um-setzungsanlage gemäss Patentanspruch 14, sowie eine Signal-übertragungs- und Verarbeitungsanordnung gemäss Patentanspruch 15.

Die Ansprüche 2 bis 13 und 16 bis 27 beschreiben bevorzugte Ausführungsformen dieser Anlagen bzw. dieser Anordnung.

Häufig ist es bei digitalen Tonfrequenzsystemem nötig,

einen breiteren Dynamikbereich zu erzielen als das bei Verwendung der zur Verfügung stehenden Übertragungs- und/oder Aufzeichnungsdaten und Fehlerraten möglich ist. Ein solcher breiterer Dynamikbereich kann bei Anwendung von Techniken geschaffen werden, durch die die Merkmale von Analog-Digital-Umsetzern (A/D-Umsetzer) und Digital-Analog-Umsetzern (D/A-Umsetzer) nicht festgelegt werden sondern sich an das Programm anpassen. Bei einer bestimmten Art eines adaptiven digitalen Audiosystems sind bereits Kompander lorarithmischer Art (häufig als Breitband-Kompander bezeichnet) benutzt worden, um den Dynamikbereich zu erweitern. Andererseits sind auch digitale Techniken angewandt worden, um die Adaptie-rungsfunktion zu erreichen, beispielsweise durch nichtlineares Quantisieren oder variable Skalierungssysteme.

Bei Anwendung in digitalen Systemen besteht die Möglichkeit, dass sowohl analoge als auch digitale Kompandersysteme unter dem Mangel leiden, dass zwar der Dynamikbereich erweitert wird (das Verhältnis zwischen maximalen und minimalen Signalen, die aufnehmbar sind), jedoch das Niveau des Quantisierungsfehlers veränderlich wird, was zu einer wahrnehmbaren Modulation dieses Fehlers (meistens als Rauschen betrachtet) durch das Signal führt. Im Fall analoger Kompander können die hörbaren Effekte dieser Modulation durch Bandteilung oder «sliding-band»-Techniken reduziert werden, durch die die mit einem bestimmten Signal einhergehende Verschlechterung des Rauschabstandes auf den gleichen Spektrumsbereich beschränkt wird wie das Signal, während der Rauschpegel in anderen Teilen des Spektrums unbeeinflusst bleibt. Auf diese Weise wird das Zunehmen des Rauschens verdeckt. Beispiele für analoge Kompander mit Bandspaltung gehen aus US-PS 3 846 719, US-PS 3 903 485 und der Zeitschrift «Journal of the Audio Engineering Society», Band 15, Nr. 4, Oktober 1967, S. 383-388 hervor. Analoge Kompander mit «sliding-band»-Techniken sind in US-PS Re 28 426, US-PS 3 757 254, US-PS 4 072 914, US-PS 3 934 190 und der japanischen Patentanmeldung 55529/ 71 beschrieben.

Bei digitalen Kompandern, bei denen nichtlineare Quantisierung oder variable Skalierung vorgesehen ist und die Pro-grammadaptierung im digitalen Bereich erfolgt, ist ein Ausschalten der Rauschmodulation durch Bandaufspaltung oder «sliding» meistens praktisch nicht durchzuführen, so dass die Konstrukteure gezwungen sind, zur Formgebung Netzwerke mit fester Kennlinie (Prä- und De-emphase) zu verwenden, um die Hörbarkeit der Rauschänderung zu verringern. Bei diesen Ver5

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fahren wird die Rauschmodulation nicht in einem Bereich des Spektrums durch ein Signal in einem anderen verhindert sondern dadurch, dass das Spektrum des Rauschens geändert wird in der Hoffnung, dass das Rauschen in dem am stärksten hörbaren Bereich des Spektrums (meistens hohe Frequenzen) selbst dann unhörbar bleibt, wenn es auf den höchsten Pegel angestiegen ist, und zwar als Ergebnis der Adaptierung aufgrund eines Signals einer Frequenz, welche dieses am stärksten hörbare Rauschen nicht verdeckt. Leider ist die Hoffnung häufig vergeblich, und digitale Kompander mit Prä-emphase ergeben meistens eine hörbare Rauschmodulation bei kritischem Musikmaterial.

Die zulässige Kennlinie eines Formgebungsnetzwerkes stellt einen Kompromiss dar zwischen zwei an sich unverträglichen Anforderungen. Am Ausgang des D/A-Umsetzers ist es erwünscht, eine starke Dämpfung bei den Frequenzen einzuführen, bei denen Rauschen bzw. ein Fehler am stärksten hörbar ist; dann ist aber am Eingang des A/D-Umsetzers ein umgekehrtes Netzwerk nötig, welches bei diesen Frequenzen eine starke Verstärkung ergibt. Diese Verstärkung erhöht jedoch die Wahrscheinlichkeit, dass das System überlastet wird und reduziert infolgedessen den wirksamen Dynamikbereich des Systems gegenüber Breitbandsignalen. Mit anderen Worten, Prä- und De-emphase erweitern nicht notwendigerweise den Dynamikbereich.

Bei der vorliegenden Anordnung ist die Notwendigkeit für einen derartigen Kompromiss reduziert oder ganz ausgeschaltet, und es wird gleichzeitig ein digitales Kodier/Dekodiersystem mit einem erweiteren Dynamikbereich geschaffen, das sich mit einfachen und preisgünstigen Bauelementen verwirklichen lässt.

Gemäss der vorliegenden Anordnung wird ein frequenzabhängiges Netzwerk mit variabler Kennlinie mit oder ohne zugehörige Verstärkung in Kombination mit einem A/D-Umsetzer und einem D/A-Umsetzer geschaffen. Das frequenzabhängige Netzwerk mit variabler Kennlinie ändert die Form seiner Kennlinie in Abhängigkeit von einem Steuersignal. Man kann die Erfindung als adaptive Prä- und De-emphase in Kombination mit dem A/D-Umsetzer und dem D/A-Umsetzer betrachten, bei der das am stärksten hörbare Rauschen durch das Kennlinienformungsnetzwerk immer dann reduziert wird, wenn die Amplituden des Eingangssignals nicht zu einer Überlastung des Systems führen. Wenn es aber zu einer Überlastung käme, adaptieren die Netzwerke, um eine Anhebung von vorherrschenden spektralen Komponenten zu vermeiden, aber gleichzeitig die Rauschreduzierung beizubehalten, wo Rauschen in Gegenwart der genannten spektralen Komponenten hörbar sein könnte. Ein solches System erlaubt eine ausgeprägte Anhebung und Absenkung in Gegenwart vorherrschender Signale bei Frequenzen, bei denen das Rauschen kein Problem ist. Deshalb ist mit diesem System die Rauschmodulation unhörbar zu machen.

Natürlich sind analoge Kompander mit Bandaufspaltung und «sliding band», wie oben erwähnt, Beispiele adaptiver Prä-und De-emphase. Zusätzlich zu den frequenzabhängigen Netzwerken mit variabler Kennlinie (d.h. adaptivem Frequenzgang) umfassen sie normalerweise ihre eigenen Schaltungen zum Messen der Amplitude und des Spektrums der Tonfrequenzsignale, um die variable Kennlinie bzw. Adaptation verwirklichen zu können.

Bei adaptiven, digitalen Systemen mit veränderlicher Skalierung enthält der A/D-Umsetzer ein Steuersignal bzw. einen Skalierungsfaktor, der meistens digital abgeleitet ist und im D/A-Umsetzer wiederhergestellt werden muss. Es ist bekannt, ein derartiges digital abgeleitetes Steuersignal zur Betätigung von frequenzunabhängigen Elementen mit variabler Verstärkung vor dem A/D-Umsetzer und hinter dem D/A-Umsetzer zu benutzen. Aus der vorstehenden Beschreibung geht jedoch hervor, dass ein solches Verfahren zu noch stärkerer Rauschmodulation führt. Allerdings kann das Steuersignal dazu benutzt werden, auf Netzwerke mit adaptiver Kennlinie zu operieren. Man kann das Steuersignal als eine digital abgeleitete Messung des Tonfrequenzsignals betrachten, welches ursprünglich im A/D-Umsetzer erzeugt wird und dann mit beliebiger Genauigkeit im D/A-Umsetzer wiederhergestellt werden kann. Eines der bei analogen Kompandern auftretenden Hauptprobleme, nämlich eine identische Messung des Signals am Sende- und am Empfangsende vorzunehmen, wird ausgeschaltet, und es ist leichter, ein exaktes «Nachlaufen» zwischen der variablen Prä-und De-emphase zu erreichen.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 ein verallgemeinertes Blockschaltbild einer Signal-übertragungs- und Verarbeitungsanordnung;

Fig. 2-4 verallgemeinerte Blockschaltbilder alternativer Netzwerke mit variabler Kennlinie und alternativer Formen von Steuersignalen für dieselben;

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer spezielleren Ausführungsform einer Anordnung nach Fig. 1;

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Kodierers;

Fig. 7 eine graphische Darstellung des Frequenzganges für ein Beispiel eines beim Kodierer gemäss Fig. 6 verwendeten Netzwerkes;

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Dekodierers.

In Fig. 1 ist ein stark verallgemeinertes Blockschaltbild eines digitalen Kodier/Dekodiersystems gezeigt, bei dem ein analoges Eingangssignal an ein frequenzabhängiges Netzwerk 2 mit variabler Kennlinie angelegt wird, welches das analoge Eingangs-signal weiterverarbeitet, ehe es das Signal an einen A/D-Umsetzer 4 weitergibt. Der A/D-Umsetzer 4 hat Charakteristiken, die an ein angelegtes Signal adaptieren und weist eine Einrichtung auf, die ein vom angelegten Signal abgeleitetes Steuersignal erzeugt, um diese Charakteristiken zu steuern. Es sind verschiedene Arten adaptiver A/D-Umsetzer und D/A-Umsetzer allgemein bekannt. Beispiele hierfür sind adaptive Pulscode-(PCM) und adaptive Delta-Modulationsvorrichtungen. Eine gemeinsame Form der Anpassung besteht in einer Änderung der Quanti-sierungsschrittgrössen als Funktion der Eingangssignalparameter. Das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers 4 wird an ein Übertragungsmedium 6 und dann an einen adaptiven D/A-Umsetzer 8 angelegt, dessen Ausgangssignal an ein frequenzabhängiges Netzwerk 10 mit variabler Kennlinie angelegt wird, dessen Kennwerte komplementär zu denen des Netzwerks 2 sind. Das Übertragungsmedium 6 kann die verschiedensten Formen aufweisen. Zum Beispiel ist ein Mitschnitt oder eine Übertragung durch Draht oder Raum oder im Wege weiterer Modulation oder Kodierung vor der Aufzeichnung oder Übertragung möglich. Der A/D-Umsetzer 8 entwickelt ein Steuersignal, welches dem Steuersignal des A/D-Umsetzers 4 im wesentlichen gleich sein kann. Das Netzwerk 10 wird vom Steuersignal des D/A-Umsetzers 8 so gesteuert, dass das analoge Signal im wesentlichen seine ursprüngliche Form wiedererhält.

In der praktischen Durchführung sind die frequenzabhängigen Netzwerke mit variabler Kennlinie häufig frequenzabhängige Vorrichtungen mit variabler Verstärkung, z.B. Kompressoren und Expander mit festem Band oder gleitendem Band (slid-ing-band) (Kompandersysteme), bei denen die frequenzabhängigen Charakteristiken auf das Steuersignal ansprechen, welches von dem an den A/D-Umsetzer angelegten Signal abgeleitet wurde.

Das digital abgeleitete Steuersignal bzw. der Skalierungsfaktor des adaptiven A/D-Umsetzers und D/A-Umsetzers kann auf verschiedenste Weise realisiert werden, je nach der Art des digitalen Kodiersystems. Wie Fig. 2 zeigt, besteht es in einem PCM-System mit momentaner oder nahezu momentaner automatischer Bereichsänderung (z.B. «Gleitkomma») aus einem digitalen Wort von einigen Bits (typischerweise 2 oder 3), das die

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Abtastgrössen verhältnismässig grob quantisiert dargestellt. Jede Grösse kann benutzt werden, um die entsprechenden einzelnen Prä- und De-emphase-Netzwerkcharakteristiken einzuschalten, wobei steigende Grössen abnehmender Anhebung und Absetzung in den diskreten Netzwerken 2' bzw. 10' entsprechen. Die A/D- und D/A-Umsetzer sind als Blöcke 4' bzw. 8' gezeigt. Gemäss einer Alternative kann, wie Fig. 3 zeigt, die Grösse in einem solchen PCM-System dekodiert und zu einer analogen Steuerspannung bzw. -ström geglättet werden, um kontinuierlich variable Netzwerke 2' ' und 10' ' über getrennte A/D-Umsetzer 12 und Glättungseinrichtungen 14 im Kodiererund Dekodiererteil des Systems zu steuern.

Wie Fig. 4 zeigt, ist bei manchen Systemen, einschliesslich der adaptiven Deltamodulationssysteme mit kontinuierlich variabler Neigung der Skalierungsfaktor bereits ein analoges Steuersignal, welches unmittelbar oder auf dem Weg über weitere Glättungseinrichtungen 14 zur Betätigung der kontinuierlich variablen Netzwerke 2' ' und 10' ' benutzt werden kann. Die A/D- und D/A-Umsetzer sind als Blöcke 4' ' bzw. 8' ' gezeigt.

Bei herkömmlichen analogen Kompandern hängt die Hörbarkeit der Rauschmodulation vom Kompressionsverhältnis ab; je höher das Verhältnis ist, um so grösser kann die Signalamplitude sein, ehe der Rauschpegel so weit ansteigt, dass er hörbar wird. Leider führen hohe Kompressions- und folglich Expansionsverhältnisse zu Abtastfehlern wegen der Abweichungen zwischen den Messungen des Signals am Kompressor und am Expander. Bestehende analoge Kompander haben meistens Verhältnisse im Bereich von 1,5 bis 3. Die Präzision, mit der das digital abgeleitete Steuersignal wiederhergestellt werden kann, ermöglicht die Anwendung etwas höherer Verhältnisse.

Mit der Erfindung wird also ein analogen Kompandern innewohnender Nachteil überwunden. Die Kombination aus adaptiver Prä-emphase und Ableitung des Skalierungsfaktors innerhalb des A/D-Umsetzers ist als ein in seinem Ausgang gesteuerter Kompressor zu betrachten, dessen Kompressionsverhältnis von den Steuermerkmalen des variablen Netzwerks und den Eingabe/Ausgabe-Charakteristiken der digitalen Messung abhängt. Bei Kenntnis der zuletzt genannten Werte ist es möglich, die zuerst genannten Werte abzuleiten, die nötig sind, um ein gegebenes erforderliches Kompressionsverhältnis zu erreichen.

Bei digitalen Systemen stehen die auf das Kodieren zurückzuführenden Fehler in Beziehung zum Tonfrequenzsignal und sind infolgedessen nicht exakt gleichwertig mit statistischem oder weissem Rauschen. Allerdings ist bei Systemen, die für die Tonwiedergabe von hoher Qualität ausgelegt sind, die Bitrate meistens so hoch, dass der Fehler als Breitbandrauschen betrachtet werden kann. Sein Spektrum ist derart, dass nach der Bewertung der Frequenz unter Berücksichtigung der Empfindlichkeit des menschlichen Ohres hochfrequentes Rauschen vorherrscht. Deshalb sollte bei einer typischen adaptiven Formgebung des Frequenzganges eine hochfrequente Prä-emphase oder Anhebung mindestens beim Fehlen hochfrequenter Signale von hoher Amplitude angewandt werden. Das vom A/D-Umsetzer abgeleitete Steuersignal erfordert meistens eine gewisse Glättung, ehe es zum Steuern der adaptierenden Prä-emphase benutzt werden kann. Deshalb unterliegt die Bewegung der Präemphase einer Verzögerung gegenüber einem analogen Ein-gangs-Tonfrequenzspannungsverlauf. Dies ist gleichwertig mit der Anstiegzeit bei einem analogen Kompressor und führt zu kurzfristigen Überschwingungen bei Einschwingvorgängen. Wie bei analogen Kompressoren erlaubt eine «Dual Path»-Ausfüh-rung, bei der ein Hauptweg feste Charakteristiken hat und ein weiterer paralleler Weg die der Prä-emphase unterzogenen Signale führt, die Anwendung einer Überschwingungs-Unterdrük-kung. Dual Path-Schaltungen sind z.B. in US-PS 3 846 719, US-PS 3 903 485, US-PS Re 28 426, US-PS 3 828 280, US-PS 3 875 537 und der veröffentlichten englischen Patentanmeldung

2 079 114A beschrieben. Die Grenzschwellenwerte der Überschwingungsunterdrücker sind so eingestellt, dass eine Begrenzung nur während der kurzen Zeitspannen erfolgt, während der das an den variablen Hochpassfilter angelegte Steuersignal hinter der Grösse des eingegebenen Tonfrequenzsignals zurückhinkt.

Mit einem in die Praxis umgesetzten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein verhältnismässig einfaches, preisgünstiges digitales Kodier/Dekodier-Audiosystem mit hoher Leistung geschaffen. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die bekannten Vorteile der adaptiven Deltamodulation einschliesslich der Einfachheit der dazu nötigen Bauelemente beibehalten und gleichzeitig der Dynamikbereich des Systems weiter vergrössert, ohne dass störende Nebenwirkungen, beispielsweise Rauschmodulation eingeführt werden. Das dabei entstehende System ist besonders gut geeignet zur Verwendung in preisgünstigen,

durch die Datenrate begrenzten Systemen, bei denen ein grosser Dynamikbereich ebenso wie ein hoher Rauschabstand erwünscht ist.

Verschiedene Deltamodulationsarten sind im Artikel «Delta Modulation», von H. R. Schindler, «IEEE Spectrum», Band 7, S. 69-78, Oktober 1970 beschrieben. Dieser Aufsatz befasst sich nicht nur mit der adaptiven Deltamodulation sondern enthält auch eine umfangreiche Bibliographie. Ein adaptives Deltamodulationssystem ist auch beschrieben in dem Aufsatz «High Performance Digital Audio Systems» von Robert I. Masta in «Electronic Products», S. 66, 20. April 1982. Ferner sind adaptive Deltamodulationssysteme offenbart in US-PS 4 190 801, US-PS 4 254 502, US-PS 4 305 050 und US-PS 4 313 204.

Fig. 5 zeigt ein verallgemeinertes Blockschaltbild des genannten Ausführungsbeispiels. Die gezeigtenA/D- und D/A-Umsetzer 16 und 19 sind vorzugsweise vom Typ adaptive Deltamodulation mit kontinuierlich variabler Neigung. Solche Vorrichtungen sind allgemein bekannt. Um hörbares Rauschen weiter zu verringern, ist in dem A/D-Umsetzer 16 vorzugsweise Fehlerrückkopplung vorgesehen. Solche Verfahren sind auch bekannt, siehe z.B. US-PS 2 927 962 oder 4 313 204 und «Réduction of Quantizing Noise by Use of Feedback» von Spang und Schultheiss, veröffentlicht, in «IRE Trans. Commun. Syst.», Band CS-10, S. 373-380, Dezember 1962. Ein «sliding-band»-Kompressor 18 und ein komplementärer «sliding-band»-Expander 20, die jeweils von dem zugehörigen Umsetzer gesteuert werden, ermöglichen eine weitere Rauschminderung durch das von ihnen dargestellte «sliding-band»-Rauschminderungssy-stem.

Das Ausmass der vom «sliding-band»-System ermöglichten Rauschminderung und das Frequenzspektrum, in der das wirksam wird, kann so gewählt sein, dass es an das Rauschspektrum angepasst ist, welches selbst bei Anwendung der Fehlerrückkopplung erhalten bleibt. So bleibt z.B., ausser wenn die Taktfrequenz ausreichend hoch ist, noch nennenswertes Rauschen bei sehr hohen Tonfrequenzen erhalten, auch wenn Fehlerrückkopplungskorrektur angewandt wird. Wenn das «sliding-band»-Rauschmindersystem so gestaltet wird, dass es in jenem Bereich des Tonfrequenzspektrums arbeitet, führt die Kombination der beiden zu einer Rauschminderung über das ganze Tonfrequenzspektrum hinweg und arbeitet dabei bei Taktfrequenzen, die für Tonwiedergabe von hoher Qualität normalerweise nicht akzeptabel wären. Selbst wenn die Taktfrequenz ausreichend hoch ist, so dass das Fehlerkorrekturverfahren zu einem flachen Rauschpegel über die höchsten interressierenden Tonfrequenzen hinweg führt, ist ein «sliding-band»-Rausch-mindersystem, welches bis zu niedrigeren Frequenzen herab wirksam ist, zur weiteren Rauschminderung nützlich.

Wie aus den vorstehend genannten Veröffentlichungen hervorgeht, können die «sliding-band»-Vorrichtungen die verschiedenste Form haben. Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel sind diese Vorrichtungen Abwandlungen allgemein be5

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kannter «sliding-band»-Vorrichtungen, die als Kompressoren und Expander der Type B bezeichnet sind, von der eine frühe Form in US-PS Re 28 426 beschrieben ist. Beim vorliegenden Anwendungsfall ist keine Steuerschaltung nötig, da das Steuersignal von Umsetzern 16 und 20 abgeleitet wird. Darüber hinaus brauchen die Vorrichtungen nur bei höheren Frequenzen zu arbeiten, weil das Rauschspektrum in einem Deltamodulationssystem, bei dem Fehlerrückkopplungskorrektur angewandt wird, die das Rauschspektrum nicht vollkommen aus dem nutzbaren Taktfrequenzband herausschiebt, weil die Taktfrequenz verhältnismässig niedrig ist, sehr hochfrequente Natur hat. Am Eingang des Systems begrenzt ein einfaches Tiefpassfilterband 22 mit zwei Polen das eingegebene Hörfrequenzsignal. Im Gegensatz zu herkömmlichen PCM-Systemen mit niedrigeren Abtastraten sind keine komplizierten «anti-aliasing»-Filter (Spiegelfrequenzfilter) nötig. Ein ähnlicher Tiefpassfilter 24 ist nach dem D/A-Umsetzer 19 eingesetzt.

Der Kodierteil des Systems ist im einzelnen in Fig. 6 gezeigt. Der «sliding-band»-Kompressor ist ein «Dual Path»-Kompres-sor vom Typ I, ähnlich der in der veröffentlichten britischen Patentanmeldung 2 079 114A beschriebenen Vorrichtung. Der Hauptweg enthält ein festes, pegelunabhängiges Netzwerk 26 zur Kennlinienformung gemäss Fig. 7, welches die Übertragung hochfrequenter Signale hohen Pegels erlaubt.

Der weitere Weg enthält einen spannungsgesteuerten, Hochpassfilter 28 mit einem Pol, dessen Grenzfrequenz im Ruhezustand ca. 10 kHz beträgt. Die Wirkung des variablen Filters kommt einem Kompressor gleich, dessen Kompressionsverhältnis von der Form der Filter/Steuerkennlinie abhängt, wobei die genannte Kompression oberhalb eines Schwellenpegels erfolgt, der vom Schleifengewinn des Steuersystems abhängt. Die Verstärkung vor der Summierung mit dem Hauptweg beträgt 14 dB, was eine Ruhe-Prä-emphase gibt, die mit 6 dB/Oktave von ca. 2 kHz bis ca. 10 kHz ansteigt. Oberhalb eines Schwellenwertes des Steuersignals bewegt sich diese Prä-emphase mit der Grösse eines vom Bitstrom abgeleiteten Steuersignals in der Frequenz nach oben. Die (in US-PS Re 28 426 beschriebene) Unterdrückung von Überschwingungen 30 verhindert eine Verzerrung von Einschwingvorgängen A/D-Umsetzer. Der Hauptweg und der weitere Weg werden in einer Kombinierschaltung 32 summiert.

Das verarbeitete Tonfrequenzsignal des «sliding-band»-Kompressors 18 wird über eine Summierstufe 34 an eine Vergleichsschaltung 36 angelegt, deren anderer Eingang das Tonfrequenzsignal ist, welches aus dem digitalen Bitstrom am Ausgang wiederhergestellt wurde. Der Ausgang der Vergleichsschaltung wird mittels eines Flipflops 38 mit der Taktfrequenz abgetastet und wird zum Bitstrom am Ausgang. Der Ausgangs-Bit-strom steuert die Polarität der Integration (Block 40), so dass das wiederhergestellte Tonfrequenzsignal dem Eingangs-Tonfre-quenzsignal folgt. In einem Adaptierungs-Algorithmus 42 wird der Bitstrom zum Erzeugen einer analogen Steuerspannung benutzt, die zur Herstellung des Tonfrequenzsignals integriert (Block 44) wird. Das Steuersignal dient auch zum Steuern des analogen Rauschmindersystems.

Der durch diesen Umsetzungsprozess entstandene Fehler erscheint am Eingang der Vergleichsschaltung. Das Fehlersignal wird durch eine Fehlerrückkopplungsschleife 45 geführt, zu der ein Tiefpassfilter 46 gehört, und wird dann mit dem verarbeiteten Tonfrequenzsignal kombiniert. Durch diesen Prozess wird das Spektrum des Fehlers in der Frequenz nach oben verlagert. Bei einer ausreichend hohen Abtastrate ist oberhalb der Obergrenze des Tonfrequenzbereichs und unterhalb der Taktfre-quenz ausreichend Raum vorhanden, in den das Fehlerspektrum bewegt werden kann. Damit kann der grösste Teil des Quantisierungsrauschens aus dem hörbaren Bereich heraus verlagert werden, wodurch viel weniger hörbares Rauschen übrigbleibt, als normalerweise beim herkömmlichen Deltamodulationssystem. Wenn eine niedrigere Abtastfrequenz angewandt wird, bleibt, wie schon gesagt, ein gewisses sehr hochfrequentes Restrauschen übrig.

Der grundlegende Ausgangsbitstrom wird dann weiterverarbeitet, wie es beispielsweise allein zum Anlegen an das Übertragungsmedium 6 nötig ist. Fig. 8 zeigt weitere Einzelheiten des in Fig. 5 dargestellten Dekodiererteils. Das Signal vom Übertragungsmedium 6 wird nach Bedarf weiterverarbeitet, um den grundlegenden Eingabebitstrom zu erzeugen. Zur Verarbeitungseinrichtung gehört eine Einrichtung zum Ableiten eines Taktsignals. Diese Verfahren sind allgemein bekannt.

Der A/D-Umsetzer 19 ist ein adaptiver Deltademodulator, der einem Teil des A/D-Umsetzers 16 identisch gleicht. Weder die Vergleichsschaltung 36 noch die Fehlerrückkopplungsschleife 45 ist für den Demodulator nötig. Die Blöcke 40, 42 und 44 sind bei beiden Umsetzern gleich. Das Tonfrequenzausgangssignal vom Ausgang des Integrators wird über einen zweipoligen Tiefpassfilter an den «sliding-Band»-Expander 20 angelegt. Dieser hat auch eine Doppelwegausführung, bei der der Hauptweg ein pegelunabhängiges Netzwerk 26' zur Formung der Kennlinie hat (invers zu Fig. 7) und der weitere Weg eine negative Rückkopplung vom Ausgang zu einer summierenden Kombinationsschaltung 32 am Eingang über einen variablen Hochpassfilter 28 und einen Überschwingungsunterdrücker 30 liefert. Der Filter 28 wird durch das Steuersignal betätigt, welches von dem Bitstrom im D/A-Umsetzer abgeleitet ist, und das Ergebnis ist ein Frequenzgang, der komplementär ist zu dem des aufzeichnenden Rauschminderprozessors.

Im Betrieb wird der Frequenzgang des Systems gemäss Fig. 5, 6 und 7 von den das Eingangs- und Ausgangsband begrenzenden Tiefpassfiltern 22 und 24 und nicht vom Vermögen des A/D- und D/A-Umsetzers bestimmt. Bei einer Abtastfrequenz von 224 kHz (1/16 NTSC-Hilfsträger) und einer maximalen Tonfrequenz von 15 kHz sind «anti-aliasing»-Filter (Spiegelfrequenzfilter) sehr hoher Ordnung unnötig; Filter mit zwei Polen sind angemessen. Folglich kann ohne weiteres eine Kennlinie von ±0,5 dB bis 15 kHz erreicht werden.

Im Vergleich zu einem nominellen Bezugspegel ist der Rauschabstand 78 dB. Mit dem System können Signale bis zu 15 kHz mit Bezugspegel verarbeitet werden. Der Pegel, bei dem die Neigungsübersteuerung bei 3 kHz beginnt (entsprechend der Überlastungscharakteristik eines Systems mit 50 Mikrosekun-den Prä- und De-emphase) beträgt ca. +10 dB zum Bezugspegel. Im Vergleich mit Rundfunkübertragungssystemen beträgt der Dynamikbereich also ca. 88 dB.

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5 Blätter Zeichnungen

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   PATENTANSPRÜCHE

   1. Analog-Digital-Umsetzungsanlage, gekennzeichnet durch

   — eine A/D-Umsetzereinrichtung (4) mit Charakteristiken, die sich an mindestens einen Parameter eines angelegten Signals anpassen und die eine Einrichtung zum Erzeugen eines von dem angelegten Signal abgeleiteten Steuersignals zum Steuern der Charakteristiken aufweist, und

   — eine frequenzabhängige Einrichtung (2) mit gesteuerter Kennlinie, die ein Signal vor dessen Anlegen an die Umsetzereinrichtung (4) verarbeitet und deren Kennliniencharakteristik sich in ihrer Form unter dem Einfluss des Steuersignals ändert.
2. 2. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuersignal die Form digitaler Wörter hat, und dass die Einrichtung (2) mit gesteuerter Kennlinie eine endliche Anzahl von Frequenz/Verstärkungs-Kennliniencharakteristiken hat, die jeweils einzeln von den digitalen Wörtern wählbar sind.
3. 3. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuersignal die Form digitaler Wörter hat, und dass die Einrichtung mit gesteuerter Kennlinie eine D/A-Umsetzerein-richtung (12) zum Umsetzen der digitalen Wörter in ein analoges Signal sowie eine Einrichtung (14) zum Glätten und Formen des analogen Signals aufweist, und dass die Einrichtung (2' ' ) mit gesteuerter Kennlinie eine Kennliniencharakteristik hat, die unter dem Einfluss des umgesetzten, geglätteten und geformten Steuersignals kontinuierlich veränderbar ist.
4. 4. Anlage nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die A/D-Umsetzereinrichtung (4) ein PCM-Ausgangssignal erzeugt.
5. 5. Anlage nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die A/D-Umsetzereinrichtung (4) ein adaptiver Deltamodulator ist.
6. 6. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die A/D-Umsetzereinrichtung (4' ' ) ein adaptiver Deltamodulator ist und das Steuersignal die Form eines analogen Signals hat, und dass die Einrichtung (2' ' ) mit gesteuerter Kennlinie eine Einrichtung (14) zum Glätten und Formen des analogen Signals aufweist und eine Kennliniencharakteristik hat, die unter dem Einfluss des geglätteten und geformten Steuersignals kontinuierlich veränderlich ist.
7. 7. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung (2) mit gesteuerter Kennlinie Charakteristiken hat, die im Verhältnis zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale in demjenigen Teil des Spektrums anheben, in denen Rauschen oder Quantisierungsfehler am stärksten hörbar sind, wobei der Grad der relativen Anhebung von dem Steuersignal abhängig ist.
8. 8. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung (2) mit gesteuerter Kennlinie Charakteristiken hat, die im Verhältnis zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale im oberen oder unteren Bereich des Tonfrequenzspektrums anheben, wobei die variable Frequenz, bei der die Anhebung beginnt, von dem Steuersignal abhängig ist.
9. 9. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung (2) mit gesteuerter Kennlinie Charakteristiken hat, die im Verhältnis zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale in einem Bereich des Tonfrequenzspektrums anheben, wobei der Grad der Verstärkung von dem Steuersignal abhängig ist.
10. 10. Anlage nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Umsetzereinrichtung (4) ein adaptiver Deltamodulator (16) ist, der eine Fehlerrückkopplungseinrichtung (45) aufweist, dass die Taktfrequenz des adaptiven Deltamodulators so gewählt ist, dass ein Teil des Rauschspektrums, der durch die Fehlerrückkopplungseinrichtung in der Frequenz nach oben verlagert ist, innerhalb des Tonfrequenzspektrums bleibt, und dass die Charakteristiken der Einrichtung mit gesteuerter Kennlinie so gewählt sind, dass sie den restlichen Teil des verlagerten Rauschspektrums unterdrücken.
11. 11. Anlage nach einem der Ansprüche 1,7,8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung (2) mit gesteuerter Kennlinie eine Schaltkreiseinrichtung (18) mit einem Hauptsignalweg und einem weiteren Signalweg aufweist, dass der Hauptsignalweg auf ein Eingangssignal anspricht und eine Einrichtung aufweist, die in einem Frequenzband ein erstes Signal liefert, welches zu dem Eingangssignal im wesentlichen proportional ist, dass der weitere Signalweg mit dem Hauptsignalweg gekoppelt ist und auf ein von dem Hauptsignalweg abgeleitetes Signal unter Erzeugung eines zweiten Signals in dem Frequenzband anspricht, und dass eine Signalkombiniereinrichtung vorgesehen ist, die das erste und zweite Signal vereinigt, und dass der weitere Signalweg eine Einrichtung aufweist, die die Amplitude des zweiten Signals in einem Bereich des Spektrums des Frequenzbandes ändert, und eine Einrichtung in dem weiteren Weg vorgesehen ist, die das zweite Signal nichtlinear begrenzt.
12. 12. Anlage nach einem der Ansprüche 1, 7, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtung (2) mit gesteuerter Kennlinie eine Schaltkreiseinrichtung aufweist, die einen Hauptsignalweg und einen weiteren Signalweg hat, dass der Hauptsignalweg auf ein Eingangssignal anspricht und eine Einrichtung aufweist, die in einem Frequenzband ein erstes Signal liefert, welches im wesentlichen proportional zu dem Eingangs-signal ist, dass der Hauptsignalweg eine Einrichtung aufweist, die den Frequenzgang des Hauptsignalweges formt, dass der weitere Signalweg mit dem Hauptsignalweg gekoppelt ist und auf ein von dem Hauptsignalweg abgeleitetes Signal unter Erzeugung eines zweiten Signals in dem Frequenzband anspricht, und dass eine Signalkombinierungseinrichtung vorgesehen ist, die das erste und zweite Signal kombiniert, dass der weitere Signalweg eine Einrichtung aufweist, die die Amplitude des Frequenzbandes ändert.
13. 13. Anlage nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,

    dass der weitere Weg eine Einrichtung aufweist, die das zweite Signal nichtlinear begrenzt.
14. 14. Digital-Analog-Umsetzungsanlage, für Signale, die gemäss Patentanspruch 1 umgesetzt werden, gekennzeichnet durch

    — Digital-Analog-Umsetzereinrichtungen (19), die die in digitale Form gebrachten Signale empfangen und in analoge Form umsetzen, und die Einrichtungen aufweisen, welche das Steuersignal wiedererzeugen, und

    — frequenzabhängige Einrichtungen (12) mit gesteuerter Kennlinie, die die analogen Signale weiterverarbeiten und Charakteristiken haben, welche sich unter dem Einfluss des Steuersignals ändern.
15. 15. Signalübertragungs- und Verarbeitungsanordnung mit einer Analog-Digital-Umsetzungsanlage nach Anspruch 1 und mit einer Digital-Analog-Umsetzungsanlage nach Anspruch 14 zum Wiederherstellen von Signalen in analoger Form, die durch die Analog-Digital-Umsetzungsanlage (2" , 4" ) in digitale Form gebracht und über ein Übertragungsmedium (6) empfangen werden.
16. 16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die frequenzabhängigen Einrichtungen (10") der Di-gital-Analog-Umsetzungsanlage so angeordnet sind, dass sie die analogen Signale von D/A-Umsetzereinrichtungen (8") weiterverarbeiten und eine Kennliniencharakteristik haben, die sich in ihrer Form unter dem Einfluss des Steuersignals komplementär zu jener der Einrichtung mit gesteuerter Kennlinie der Analog-Digital-Umsetzungsanlage ändert.
17. 17. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuersignale die Form digitaler Wörter haben, und dass die Einrichtungen mit gesteuerter Kennlinie jeweils eine endliche Anzahl von Frequenz/Verstärker-Kennliniencharak-teristiken haben, die jeweils einzeln von den digitalen Wörtern wählbar sind.
18. 18. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeich-

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    zeichnet, dass die Steuersignale die Form digitaler Wörter haben, und dass die Einrichtungen mit gesteuerter Kennlinie jeweils D/A-Umsetzereinrichtungen zum Umsetzen der digitalen Wörter in ein analoges Signal und Einrichtungen zum Glätten und Formen des analogen Signals aufweisen, und dass die Einrichtungen mit variabler Kennlinie jeweils eine Kennliniencharakteristik haben, die unter dem Einfluss des umgewandelten, geglätteten und geformten Steuersignals kontinuierlich veränderlich ist.
19. 19. Anordnung nach einem der Ansprüche 15, 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass die D/A-Umsetzereinrichtung (8") ein PCM-Eingangssignal empfängt.
20. 20. Anordnung nach einem der Ansprüche 15, 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass die D/A-Umsetzereinrichtung (8' ' ) ein adaptiver Deltademodulator ist.
21. 21. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die D/A-Umsetzereinrichtung (8' ' ) ein adaptiver Deltademodulator ist, dass die Steuersignale analoge Signale sind, und dass die Einrichtungen mit gesteuerter Kennlinie eine Einrichtung zum Glätten und Formen des analogen Signals aufweisen und eine Kennliniencharakteristik haben, die in Abhängigkeit von dem geglätteten und geformten Steuersignal kontinuierlich veränderbar ist.
22. 22. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass jede Einrichtung (10' ' ) mit gesteuerter Kennlinie Charakteristiken hat, die im Verhältnis zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale in demjenigen Teil des Spektrums anheben, in dem Rauschen oder Quantisierungsfehler am stärksten hörbar sind, wobei der Grad der relativen Anhebung von dem Steuersignal abhängig ist.
23. 23. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass jede Einrichtung (10") mit gesteuerter Kennlinie Charakteristiken hat, die im Vergleich zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale im oberen oder unteren Teil des Tonfrequenzspektrums anheben, wobei die veränderliche Frequenz, bei der die Anhebung beginnt, von dem Steuersignal abhängig ist.
24. 24. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass jede Einrichtung (10") mit gesteuerter Kennlinie Charakteristiken hat, die im Verhältnis zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale in einem Teil des Tonfrequenzspektrums anheben, wobei der Grad der Anhebung von dem Steuersignal bzw. dem wiedererzeugten Steuersignal abhängig ist.
25. 25. Anordnung nach einem der Ansprüche 15, 22, 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, dass jede Einrichtung (10") mit gesteuerter Kennlinie eine Schaltkreiseinrichtung aufweist, die einen Hauptsignalweg und einen weiteren Signalweg hat, dass der Hauptsignalweg auf ein Eingangssignal anspricht und eine Einrichtung aufweist, die in einem Frequenzband ein erstes Signal liefert, welches zu dem Eingangssignal im wesentlichen proportional ist, dass der weitere Signalweg mit dem Hauptsignalweg gekoppelt ist und auf ein von dem Hauptsignalweg abgeleitetes Signal unter Erzeugung eines zweiten Signals in dem Frequenzband anspricht, und dass eine Signalkombiniereinrichtung vorgesehen ist, die das erste und zweite Signal kombiniert, dass der weitere Signalweg eine Einrichtung aufweist, die die Amplitude des zweiten Signals in einem Teil des Spektrums des Frequenzbandes ändert, und eine Einrichtung in dem weiteren Weg vorgesehen ist, die das zweite Signal nichtlinear begrenzt.
26. 26. Anordnung nach einem der Ansprüche 15, 22, 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, dass jede Einrichtung (10") mit gesteuerter Kennlinie eine Schaltkreiseinrichtung mit einem Hauptsignalweg und einem weiteren Signalweg aufweist, dass der Hauptsignalweg auf ein Eingangssignal anspricht und eine Einrichtung aufweist, die in einem Frequenzband ein erstes Signal liefert, welches zu dem Eingangssignal im wesentlichen proportional ist, dass der Hauptsignalweg eine Einrichtung aufweist, die den Frequenzgang des Hauptsignalweges formt, dass der weitere Signalweg mit dem Hauptsignalweg gekoppelt ist und auf ein von dem Hauptsignalweg abgeleitetes Signal unter Erzeugung eines zweiten Signals in dem Frequenzband anspricht, und dass eine Signalkombinierungseinrichtung zum Kombinieren des ersten und zweiten Signals vorgesehen ist, dass der weitere Signalweg eine Einrichtung zum Ändern der Amplitude des zweiten Signals in einem Teil des Spektrums des Frequenzbandes aufweist.
27. 27. Anordnung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass der weitere Weg eine Einrichtung zur nichtlinearen Begrenzung des zweiten Signals aufweist.