DE3490580C2

DE3490580C2 -

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Publication number: DE3490580C2
Application number: DE19843490580
Authority: DE
Inventors: Charles S. Palo Alto Calif. Us Weaver
Original assignee: SRI International Inc
Current assignee: SRI International Inc
Priority date: 1983-12-12
Filing date: 1984-02-27
Publication date: 1993-03-04
Anticipated expiration: 2004-02-28
Also published as: JPS61500998A; CA1224876A; WO1985002529A1; GB8519232D0; GB2165426A; DE3490580T; NL8420060A; GB2165426B

Description

Die Erfindung betrifft eine Datenkomprimierungseinrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und ein Verfahren zur Aufbereitung digitaler Sample-Signale gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 20.

Einrichtungen mit einem Umsetzer zur Umsetzung von Analogsignalen in Digitalform mit anschließender Komprimierungsfilterung und Huffmann-Codierung der Signale zur Aufzeichnung oder Übertragung zu einer entfernten Stelle in Verbindung mit Wiedergabe- oder Empfangseinheiten, die einen Huffman-Decodierer, ein digitales Rekonstruktionsfilter sowie einem Umsetzer zur Rückumsetzung der decodierten und gefilterten Digitalsignale in Analogform aufweisen, sind in der US-PS 43 96 906 und in einem Artikel von U. E. Ruttiman und H. V. Pipberger, "Compression of the ECG by Prediction or Interpolation and Entropy Encoding", IEEE Transactions on Biomedical Engineering, Bd. BME-26, Nr. 11, S. 613-623, Nov. 1979, beschrieben. Eine ähnliche Einrichtung ist in einem Artikel von K. L. Ripley und J. R. Cox, Jr. unter dem Titel "A Computer System for Capturing Transient Electrocardiographic Data", Pro. Comput. Cardiol., S. 439-445, 1976, aufgezeigt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die mittlere Bit-Geschwindigkeit beispielsweise eines Analog-Digital-umgesetzten Audiosignals, zum Beispiel eines Musiksignals, eines EKG-Signals oder eines EEG-Signals, soweit zu verdichten bzw. zu komprimieren, daß die Digitalübertragung auf Übertragungsleitungen mit geringer Festigkeit und/oder die Aufzeichnung und Wiedergabe einer lohnenden Signalmenge unter Verwendung einer relativ kleinen Aufzeichnungsträgermenge und unter Anwendung bekannter digitaler Aufzeichnungs- und Wiedergabeverfahren möglich ist.

Die Erfindung bezüglich einer Datenkompressions-, -Verdichtungs- bzw. -Komprimierungseinrichtung ist im Patentanspruch 1 und bzgl. eines Verfahrens zum Betrieb derselben in Anspruch 20 beansprucht. In Unteransprüchen sind weitere Verbesserungen der Einrichtung bzw. des Verfahrens gekennzeichnet.

Zusammenfassung der Erfindung

Audiosignale, z. B. Musik, die übertragen oder aufgezeichnet werden sollen, werden von einem Analog-Digital-Umsetzer in Digitalform umgesetzt. Dann werden die Digitalsignale einem digitalen Komprimierungsfilter zugeführt, das digitale komprimierte Signale bildet. Die komprimierten Audiosignale werden einem Codierer, etwa einem Codierer für gekürzte Huffman- Codierung, zur Codierung der Signale zugeführt. Der digitale Ausgang des Codierers wird unter Anwendung einer digitalen Aufzeichnungseinheit aufgezeichnet und/oder zu einer entfernten Empfangsstation übertragen. In einer Widergabeeinheit oder Empfangsstation wird das codierte Signal von einem Decodierer decodiert, und das decodierte Signal wird einem digitalen Entkomprimierungsfilter zugeführt. Der Ausgang des Entkomprimierungsfilters wird durch einen Digital-Analog-Umsetzer in Analogform umgesetzt, so daß eine Wiedergabe der Audiosignale erhalten wird. Eine digitale Komprimierungs-Entkomprimierungs- Filterkombination wird angewandt, die die mittlere Bitlänge der aufgezeichneten oder übertragenen digitalen Signalwörter minimiert. Die Übertragungsfunktion des digitalen Komprimierungsfilters hat Nullen auf dem Einheitskreis in der Z-Ebene bei 0°, und die Übertragungsfunktion des digitalen Entkomprimierungsfilters hat Pole auf oder in dem Einheitskreis in der Z-Ebene bei 0°. Das Komprimierungsfilter arbeitet ohne Kürzung oder Abrundung, wogegen das Entkomprimierungsfilter mit Kürzung oder Abrundung arbeitet. Zusätzlich zu den 0°-Stellungen der Nullen kann die Übertragungsfunktion des Komprimierungsfilters auch Nullen auf dem Einheitskreis in der Z-Ebene bei ±41,41°, ±60°, ±90°, ±120° und/oder ±180° haben. Es wird ein zugehöriges Entkomprimierungsfilter verwendet, das Pole auf oder in dem Einheitskreis angrenzend an die Position der Nullen des Komprimierungsfilters hat. Der resultierende Frequenzgang der Einrichtung für Analogsignale ist ein Hochpaß- Frequenzgang, der eine oder mehrere kleine HF-Kerben aufweisen kann. Für Musiksignale hat das resultierende Filter eine niedrige Grenzfrequenz zwischen 0 und 15 Hz, um NF-Signale im Bereich zwischen ca. 15 Hz und 20 000 Hz aufnehmen zu können.

Eine instabile Komprimierungs-Entkomprimierungs-Filterkombination resultiert dann, wenn die Übertragungsfunktion des Entkomprimierungsfilters Pole auf dem Einheitskreis der Z-Ebene hat. Bei solchen Einrichtungen kann die Übertragung des Ausgangssignals vom Huffman-Codierer unter Anwendung eines Fehlerprüfcodes und einer Fehlererfassungseinheit für die Erfassung von Fehlern bei der Übertragung zum Huffman-Decodierer erfolgen. Ein Fehlersignal wird aufgrund der Erfassung eines Fehlers bei einer solchen Digitalsignalübertragung erzeugt, und das Fehlersignal wird dem Entkomprimierungsfilter zugeführt, um die Pole des Filters momentan nach innen in den Einheitskreis zu verschieben, wodurch sich die Einrichtung von den Signalfehlern erholen kann.

Die vorstehend angegebene Fehlersignalerfassung und Einwärtsverschiebung der Pole der Übertragungsfunktion in der Z-Ebene des Entkomprimierungsfilters aufgrund der Fehlererfassung kann auch bei Einrichtungen mit stabilen Komprimierungs-Entkomprimierungs- Filterkombinationen angewandt werden, um die Erholung von Signalfehlern zu beschleunigen.

Anstatt der Anwendung eines Fehlerprüfcodes und einer Fehlersignalerfassung in solchen Einrichtungen, die eine instabile Komprimierungs-Entkomprimierungs-Filterkombination enthalten, kann die Einrichtung auch so betrieben werden, daß periodisch eine Serie von Ist-Signalwerten vom Analog-Digital-Umsetzer zum Rekonstruktionsfilter übertragen wird, wodurch das Rekonstruktionsfilter nach dem Auftreten von Fehlern periodisch "neu vorbereitet" wird. Im Fall der Verdichtung von Musiksignalen würde die Übertragung von Ist-Signalwerten z. B. alle 6-16 ms ausreichen. Die Anzahl von aufeinanderfolgenden Ist- Signalwerten, die periodisch übertragen werden muß, hängt von der Ordnungszahl des Entkomprimierungsfilters ab, wobei die Anzahl von übertragenen Ist-Signalwerten gleich dieser Ordnungszahl ist.

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung beispielsweise näher erläutert. Dabei sind gleiche Komponenten mit jeweils den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Es zeigt

Fig. 1A und Fig. 1B gemeinsam ein Blockschaltbild einer Datenverdichtungseinrichtung, wobei Fig. 1A einen digitalen Aufzeichnungs- und Übertragungsteil und Fig. 1B einen Wiedergabe- und Empfangsteil zeigt;

Fig. 2 einen Signalverlauf sowie grafische Darstellungen von Signalen, die an verschiedenen Stellen in der Datenverdichtungseinrichtung nach den Fig. 1A und 1B auftreten;

Fig. 2A den Frequenzgang eines HF-Nachentzerrungsfilters und eines HF-Anhebungsfilters, die am Eingang bzw. Ausgang der Datenverdichtungseinrichtung vorgesehen sind;

Fig. 3 eine grafische Darstellung von codierten Differenzsignalen, wobei das zur Codierung derjenigen Differenzsignale, die außerhalb eines vorgegebenen Signalbereichs liegen, verwendete Format gezeigt ist;

Fig. 4 eine Grafik, die die Beziehung zwischen der Wahrscheinlichkeit, daß ein digitaler Sample-Signalwert innerhalb eines bestimmten Quantisierungspegels auftritt, und der Größe des Quantisierungspegels wiedergibt;

Fig. 5 Nullen einer Komprimierungsfilter-Übertragungsfunktion zweiter Ordnung auf einem Einheitskreis in der Z-Ebene;

Fig. 6 eine Mehrzahl z-transformierte Nullpositionen, die in dem Komprimierungsfilter gemäß der Erfindung verwendbar sind;

Fig. 7 eine Grafik, die den Frequenzgang von drei verschiedenen Komprimierungsfiltern zeigt, die Nullen auf dem Einheitskreis der z-Transformierten an einigen der in Fig. 6 bezeichneten Stellen aufweisen;

Fig. 8 ein Blockschaltbild, das Einzelheiten eines Komprimierungsfilters des in der vorliegenden Einrichtung verwendbaren Typs zeigt;

Fig. 9 eine Tabelle, die einen gekürzten Huffman-Code eines bei der vorliegenden Erfindung verwendbaren Typs zeigt;

Fig. 10 zeigt das Null-Pol-Muster einer Kompressions- Rekonstruktions-Filterkombination, die in der vorliegenden Einrichtung verwendet werden kann und in einem stabilen System resultiert, bei dem keine Fehlerfassung erforderlich ist;

Fig. 11 den Frequenzgang der Kompressions-Rekonstruktions- Filterkombination, die das Null-Pol-Muster nach Fig. 10 aufweist;

Fig. 12A und Fig. 12B den Fig. 1A bzw. 1B ähnliche Darstellungen, die aber eine Einrichtung mit einem Prüfbiterzeuger und Fehlerprüfmitteln zeigen für die momentane Verschiebung der Pole des Rekonstruktionsfilters nach innen bei der Erfassung eines Bitfehlers;

Fig. 13 ein Null-Pol-Muster einer Kompressions-Rekonstruktions- Filterkombination, wobei Pole des Reskonstruktionsfilters momentan nach innen verschoben werden, um die Erholung von Einschwingzuständen zu beschleunigen;

Fig. 14 ein Blockschaltbild, das Einzelheiten eines bei der Erfindung einsetzbaren Rekonstruktionsfilters zeigt;

Fig. 15 das Null-Pol-Muster einer weiteren Kompressions- Rekonstruktions-Filterkombination, die in Einrichtungen nach der Erfindung verwendbar ist; und

Fig. 16 eine grafische Darstellung von Huffman-codierten Signalen, die in einer Einrichtung vorhanden sind, bei der digitale Ist-Signalwerte periodisch zum Rekonstruktionsfilter übertragen werden, um dieses periodisch neu vorzubereiten.

Es wird zuerst auf Fig. 1A Bezug genommen, die den digitalen Aufzeichnungs- und Übertragungsteil einer Datenkomprimierungs- bzw. -verdichtungseinrichtung zeigt, mit einem Analog-Digital- Umsetzer bzw. ADU 20 zur Umsetzung eines analogen Audiosignals f(t) zu Digitalform, wobei die n-te Probe vom ADU 20 als f_n identifiziert wird. Bei A in Fig. 2 ist ein Analogsignal 22 gezeigt, das einen Eingang zum ADU 20 bildet. Zu Zwecken der Eräuterung kann das Audio-Eingangssignal ein Musiksignal sein, dessen Frequenz z. B. zwischen 15 und 20 000 Hz liegt. Die Form des ADU-Ausgangssignals, das in Fig. 2B gezeigt ist, umfaßt Proben f_n-1 bis f_n+i von Wörtern gleicher Länge. Der ADU 20 arbeitet mit einer Abtastgeschwindigkeit, die durch Steuersignale von einer Taktgeber- und Steuereinheit 24 bestimmt ist, die über eine Taktgeberleitung 26 zugeführt werden. Im vorliegenden Fall repräsentiert die Leitung 26 von der Taktgeber- und Steuereinheit 24 eine Mehrzahl von Ausgängen einer Taktgeberschaltung, wobei eines oder mehrere dieser Ausgangssignale den Systemelementen zur ordnungsgemäßen Taktgabe und Steuerung zugeführt werden. Der Taktgeber- und Steuereinheit werden auf Leitung 28 auch Eingänge durch Signale von verschiedenen anderen Systemelementen zugeführt. Der ADU 20 arbeitet in konventioneller Weise mit einer unveränderlichen Abtastgeschwindigkeit und einem Ausgang unveränderlicher Wortlänge. Z. B. kann der ADU mit einer Abtastgeschwindigkeit von 44 kHz und einer 14-Bit-Wortlänge arbeiten.

Das Ausgangssignal des ADU 20 wird einem digitalen Komprimierungsfilter 30 über ein Digitalfilter 23 zugeführt, das den HF-Anteil des digitalen Tonfrequenzsignals vom ADU 20 nachentzerrt, um die Signalentropie zu reduzieren. Der Frequenzgang des Filters 23 ist zusammen mit dem Frequenzgang eines Digitalfilters 75, das im Wiedergabe- und Empfängerteil der Einrichtung enthalten ist, in Fig. 2A dargestellt. Der Einfachheit halber ist der digitale Ausgang des Filters 23 sowie der digitale Eingang als f_n bezeichnet. Es ist ersichtlich, daß ein Analogfilter mit einem gleichartigen Frequenzgang am Eingang zum ADU 20 anstelle des Digitalfilters 23 an dessen Ausgang vorgesehen sein kann.

Für die Zwecke der Erläuterung ist das digitale Komprimierungsfilter 30 mit einem Schätzglied 32 und einem Subtrahierglied 34 versehen. Das Schätzglied 32 bildet einen Schätzwert für f_n, der hier als _n identifiziert ist, auf der Basis von tatsächlichen Proben, die sowohl vor als auch nach der zu schätzenden Probe f_n auftreten. Schätzglieder zur Bildung solcher Schätzwerte _n sind natürlich bekannt. Ein Differenzsignal Δ_n wird von dem Komprimierungsfilter 30 erzeugt, das die Differenz zwischen dem Ist-Eingangssignal f_n und dem geschätzten Signalwert _n bezeichnet, und zwar durch Subtraktion des Schätzwerts vom Ist-Wert im Subtrahierglied 34, was wie folgt geschieht:

Δ_n = f_n-_n (1).

Die grafische Darstellung von Signalen am Komprimierungsfilterausgang entsprechend C in Fig. 2 zeigt die Differenzsignale Δ_n, Δ_n+1, Δ_n+2, . . . Δ_n+i. Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung werden Rechenvorgänge des digitalen Komprimierungsfilters 30 ohne Abschneiden bzw. Kürzen oder Abrunden durchgeführt, während Rechenvorgänge eines zugehörigen digitalen Entkomprimierungs- bzw. Rekonstruktionsfilters, das noch erläutert wird, unter Kürzung bzw. Abrunden durchgeführt werden. Wie aus Fig. 2C hervorgeht, umfaßt der Komprimierungsfilterausgang nichtabgerundete komprimierte Signale, die eine Länge von jeweils 18 Bits aufweisen.

Es ist zu beachten, daß die vorliegende Erfindung nicht auf die Verwendung mit dem beschriebenen Komprimierungsfilter begrenzt ist, bei dem der Ausgang Δ_n die Differenz zwischen dem Ist-Eingangssignal f_n und enem Schätzwert _n umfaßt. Es können andere Komprimierungsfilter mit davon verschiedenen Transformierten verwendet werden, bei denen der Ausgang Δ_n des Komprimierungsfilters nicht eine direkte Funktion der Differenz zwischen dem Ist-Eingang f_n und einem Schätzwert desselben, nämlich _n ist. Die Verwendung des Ausdrucks "Differenz"-Signalwerte Δ_n soll auch den Ausgang weiterer geeigneter Komprimierungsfilter bezeichnen.

Die komprimierten Signalwerte Δ_n werden über einen Schaltkreis 35 einem Codierer 40 zugeführt, der einen gekürzten Huffman-Code zur Codierung der Signale verwendet. Die Huffman- Codierung ist in der US-PS 43 96 906 beschrieben, deren gesamter Inhalt zum Bestandteil der vorliegenden Anmeldung erklärt wird. Das Huffman-Codierverfahren macht sich die Tatsache zunutze, daß das Komprimierungsfilter den Informationsgehalt bzw. die Entropie des Ausgangssignals Δ_n reduziert, so daß eine Reduktion der Gesamtbitzahl im Huffman-codierten Signal relativ zum Eingangssignal erfolgen kann. Ein einziges Codewort wird selten auftretenden Differenzsignalen zugeordnet und als Etikett für den eigentlichen Differenzsignalwert Δ_n zugeführt. In Fig. 1A ist das Ausgangssignal des Codierers 40 mit h(Δ_n) bezeichnet, und in Fig. 2D bezeichnen die Werte h(Δ_n), h(Δ_n+1) etc. codierte Werte von Δ_n, Δ_n+1 etc. Der am häufigsten auftretende Wert von Δ_n (im vorliegenden Fall Null) wird unter Verwendung des kürzesten Codeworts codiert. Ein gekürzter Huffman-Code ist in der US-PS 43 96 906 angegeben, der ohne weiteres mit einem einfachen Codierer und Decodierer implementierbar ist. Das Ausgangssignal des Codierers 40 umfaßt Codewörter für die am häufigsten auftretenden Werte von Δ_n zusammen mit einer Kombination aus Codewort-Etikett und Ist-Wert des komprimierten Signals Δ_n für weniger häufiger auftretende Werte von Δ_n. Wenn z. B. der komprimierte Signalwert ±3 überschreitet, wird am Aussgang des Codierers das eigentliche komprimierte Signal Δ_n zusammen mit einem Codewort-Etikett erzeugt. Aus Fig. 3, in der mehrere codierte komprimierte Werte dargestellt sind, ist ersichtlich, daß der codierte Wert für Δ_n+2 ein Etikett zusammen mit dem eigentlichen komprimierten Signal Δ_n+2 umfaßt, wobei Δ_n+2 ein selten auftretender komprimierter Signalwert ist, d. h. ein außerhalb des Bereichs von ±3 liegender Wert.

Die codierten Signale des Codierers 40 werden aufgezeichnet und/oder zu einem entfernten Empfänger übertragen. Zur Aufzeichnung wird der Codierer-Ausgang über ein Schaltglied 48 mit einer Aufzeichnungseinheit 50 zur Aufzeichnung der codierten Differenzsignale, die als h(Δ_n)-Signale etikettiert sind, verbunden. Wenn das Schaltglied 48 die andere, in Strichlinien angedeutete Stellung hat, wird das Ausgangssignal des Codierers einem Pufferspeicher 52 und von diesem einem digitalen Modem 54 zur Übertragung auf der Übertragungsleitung 56 zugeführt. Bei bestimmten Ausführungsformen der Erfindung werden Prüfbits für die Aufzeichnung und/oder Übertragung zusammen mit codierten komprimierten Signalen h(Δ_n) erzeugt. Bei einigen Ausführungsformen der Erfindung werden digitale Eingangssignale f_n manchmal dem Eingang des Huffman-Codierers über das Schaltglied 35 zugeführt, wobei diese Signale zur Vorbereitung oder erneuten Vorbereitung des zugehörigen digitalen Rekonstruktionsfilters dienen.

Aufgezeichnete codierte Digitalsignale, wie sie etwa in der Aufzeichnungseinheit 50 von Fig. 1A enthalten sind, werden unter Anwendung des Einrichtungsteils von Fig. 1B wiedergegeben, wobei dieser Teil eine Wiedergabeeinheit 60 umfaßt. Aufgezeichnete codierte Digitalsignale von der Wiedergabeeinheit 60 werden über ein Schaltglied 64 einem Decodierer 66 zugeführt, der die abgeschnittenen Huffman-codierten Signale decodiert. Im Decodierer 66 werden die Huffman-Codewörter in die ursprünglichen komprimierten Signale Δ_n umgesetzt. Wenn das Huffman-Codewort ein etikettiertes komprimiertes Ist- Signal umfaßt, wird das Etikett entfernt, und das eigentliche komprimierte Signal ohne Etikett wird dem Ausgang des Decodierers zugeführt. Codierer und Decodierer, die in der vorliegenden Einrichtung verwendbar sind, sind im einzelnen im o. g. US-Patent angegeben. Codierung und Decodierung werden nachstehend noch im einzelnen erläutert.

Die komprimierten Signale Δ_n vom Decodierer 66 werden einem Rekonstruktions- oder Entkomprimierungsfilter 70 über einen Puffer 72 zugeführt. Die Ausgangssignale des Decodierers werden mit geringfügig veränderlichen Geschwindigkeiten erzeugt, und der Puffer 72 ist vorgesehen, um eine Anpassung an die für das Rekonstruktionsfilter 70 erforderliche Eingabegeschwindigkeit zu erreichen. Das Rekonstruktionsfilter 70 setzt die komprimierten Signale Δ_n in gleichlange Abtastsignale f_n (out) um, die den Eingangs-Abtastsignalen f_n zum Komprimierungsfilter 30 weitgehend entsprechen. Wie bereits erwähnt, sind gemäß der Erfindung Komprimierungsfiltern ohne Kürzung und Entkomprimierungsfiltern mit Kürzung vorgesehen. Fig. 2F zeigt das gekürzte Ausgangssignal f_n(out), f_n+1(out) etc. des Rekonstruktionsfilters, das 24-Bit-Wörter umfaßt. Ohne Abrundung müßte das Rekonstruktionsfilter Wortlängen von ca. 36-40 Bits verarbeiten, und dies ist bei Gebrauchsgütern heute nicht mit tragbaren Kosten zu verwirklichen. Die Gründe dafür, daß eine geeignete Datenkomprimierung unter minimaler Verzerrung durch Anwendung einer Komprimierungs-/Entkomprimierungs-Filterkombination erhalten wird, wobei das Komprimierungsfiltern ohne Abrundung und das Entkomprimierungsfiltern mit Abrundung erfolgt, werden noch erläutert.

Zur Wiedergabe der Analogsignale setzt ein Digital-Analog-Umsetzer bzw. DAU 74 die Abtastsignale f_n(out) des digitalen Rekonstruktionsfilters 70 in Analogform um. Ein Digitalfilter 75, das die HF-Komponenten des Ausgangssignals anhebt, ist zwischen den Ausgang des digitalen Rekonstruktionsfilters und den DAU geschaltet. Der Frequenzgang des Filters 75 ist in Fig. 2A angrenzend an den Frequenzgang des Eingangsfilters 23 dargestellt. Der Einfachheit halber wird am Eingang und am Ausgang des Filters 75 das gleiche Symbol f_n(out) benützt. Es ist ersichtlich, daß ein Analogfilter mit gleichem Frequenzgang dem DAU anstelle des Digitalfilters 75 nachgeschaltet sein kann. Eine Empfangsteil-Taktgeber- und Steuereinheit 76 liefert Taktsignale zu den verschiedenen Empfängerelementen über Leitung 78 zur richtigen zeitlichen Steuerung der Empfangsoperation. Ferner werden Steuersignale für die Einheit 76 dieser auf Leitung 80 von verschiedenen Elementen des Empfängers für Steuerungszwecke zugeführt.

Für die Übertragung ohne Aufzeichnung werden die codierten Signale auf Leitung 56 (von Fig. 1A zu Fig. 1B) einem digitalen Modem 82 am Empfänger zugeführt. Der Ausgang des Modems wird vorübergehend im Puffer 84 gespeichert, und der Ausgang des Puffers wird über das Schaltglied 64 in dessen Strichlinienstellung dem Decodierer 66 zugeführt, wo die Decodierung und anschließende Aufbereitung in der bereits erläuterten Weise erfolgen.

Quantisierung von analogen Musiksignalen

Nur als Beispiel wird ein analoges Musiksignal als Eingang zu der Einrichtung nach der Erfindung angenommen.

Die Entropie eines binären, analog-digital-umgesetzten Sample-Signals mit einer Länge von x Bits ist

wobei es 2^x mögliche Werte für das Sample-Signal gibt und P_i die Wahrscheinlichkeit des Auftretens des i-ten möglichen Werts bedeutet. Die Größe des Quantisierungspegels sei mit q angenommen, und der Einfachheit halber sei angenommen, daß die i-te Quantisierung, die den i-ten Wert ergibt, von q(i-1) bis qi erfolgt. Wie aus Fig. 4 hervorgeht, fällt dann das Signal vor der Analog-Digital-Umsetzung in den Bereich q(i-1) bis qi. In Fig. 4 bedeutet der schraffierte Bereich die Wahrscheinlichkeit, daß das Signal f(t) in die i-te Quantisierung fällt.

Es sei ferner angenommen, daß die Größe q des Quantisierungspegels gegenüber der Standardabweichung σ des analogen Musiksignals klein ist. Wenn die Wortlänge des ADU um ein Bit vergrößert wird, wird die Quantisierungsgröße halbiert, und gemäß den Strichlinien in Fig. 4 werden aus dem ursprünglichen Fach zwei Quantisierungsfächer gebildet. Wenn q klein ist, sind die Flächen zu beiden Seiten der vertikalen Strichlinie nahezu gleich, so daß die Wahrscheinlichkeit, daß f(t) in eines der beiden neuen Fächer fällt, ungefähr P_i/2 ist. Daher ist der Beitrag der beiden neuen Fächer zum Informationsgehalt des Worts mit einer Länge von n+1 Bits nahezu

Der Informationsgehalt des (x+1) Bits langen Worts ist

Aus dem Vorstehenden ist ersichtlich, daß mit zunehmender Bitlänge die Zunahme des Informationsgehalts für jedes der Wortlänge zugefügte Bit auf ein Bit konvergiert. Der Beweis, wenn das erste Quantisierungsfach um Null zentriert ist (was der übliche Fall ist), ist etwas komplizierter, das Ergebnis ist jedoch gleich.

P_i und die Informationsgehalte sind durch numerische Integration mit verschiedenen Verhältnissen von σ zu qu für die Normalverteilung ausgewertet worden. Die folgende Tabelle I der kalkulierten Entropiezunahme bei unterschiedlichen Verhältnissen σ/q zeigt, daß die Entropien jedesmal, wenn q halbiert oder die Wortlänge um Eins vergrößert wird, um nahezu ein Bit zunehmen.

Tabelle I

Kalkulierte Entropiezunahme mit abnehmender Quantisierungsgröße

Komprimierungsfiltern von quantisierten Musiksignalen

Die mittlere Wortlänge eines Huffman-Codierers, etwa des Codierers 40, dem das Ausgangssignal vom Komprimierungsfilter 30 zugeführt wird, ist wie folgt beschränkt:

H(q) mittlere Wortlänge < H(q) + 1 (5).

Wenn ein Koeffizient in der Gleichung (den Gleichungen), der zur Realisierung des Komprimierungsfilters verwendet wird, einen nichtganzzahligen Wert hat, wird der Quantisierungspegel am Filterausgang reduziert; d. h., die kleinste Differenz zwischen möglichen Ausgangswerten wird verringert, und H(q) wird größer. Z. B. seien die folgenden beiden Komprimierungsgleichungen zur Implementierung der Komprimierungsfilter- Transformierten betrachtet:

Δ_n = f_n-2f_n-1+f_n-2 (6)

und

Δ_n = f_n-2f_n-1+2^-m+1f_n-1+f_n-2-2^-m+1f_n-2+2^-2mf_n-2 (7)

mit m = eine positive ganze Zahl.

Die Z-Transformierte von Gleichung (6) hat zwei Nullen bei (1, 0), eine Gleichung (7) hat zwei Nullen bei (1-2^-m, 0) in der Z-Ebene. Δ_n in Gleichung (7) hat Werte, die um einen Betrag von 2^-2mq voneinander beabstandet sind. Wenn m groß ist, ist σ von beiden Filtern ungefähr gleich, aber die σ-Quantisierungspegelverhältnisse unterscheiden sich um einen Faktor 2^-2m. Daher beträgt der Informationsgehalt von Gleichung (7) ungefähr 2m mehr Bits als der Informationsgehalt von Gleichung (6), und nach der Huffman-Codierung ist die mittlere Bitlänge ungefähr 2m Bits länger.

Es ist zu beachten, daß durch Multiplikation der rechten Seite von Gleichung (7) mit 2^2m der Quantisierungspegel zu q zurückgebracht wird, aber die Standardabweichung wird um einen Faktor 2^2m erhöht, so daß das Verhältnis unverändert bleibt.

Filtergewichtsfaktoren/Wortlänge

Eine allgemeine Form einer Komprimierungsfilter-Differenzengleichung ist

wobei a_i eine Konstante ist. Wenn a_i durch eine Binärzahl endlicher Länge dargestellt werden kann, kann es wie folgt ausgedrückt werden:

wobei b_ÿ = 0 oder +1 und j positive oder negative Werte haben kann. Jedes negative j und ein b_ÿ ungleich Null bedeutet, daß f_n-1 nach rechts verschoben und addiert wird; j_o Bits müssen dem wertniedrigsten Ende des arithmetischen Worts zuaddiert werden, wobei j_o das negativste j mit b_ÿ ungleich Null ist.

Die Z-Transformierte der Gleichung (6) ist

g(Z) = (1-2z^-1+z^-2) = (1-z^-1)² (10)

was durch zwei Nullen bei (1,0) in der Z-Ebene entsprechend Fig. 5 darstellbar ist. Der Frequenzgang bei f_o eines Vollnull- Digitalfilters [z. B. Gleichung (6) oder Gleichung (7)] ist das Produkt der Entfernungen vom Punkt exp(j2πfT) zu jeder der Nullen und des Verstärkungsfaktors [gleich 1 in Gleichung (10)], wobei f die Frequenz und T die Zeit zwischen Proben ist. Somit ist der Frequenzgang von Gleichung (10):

R(f_o) = d² (11).

Wenn bei (1,0) n Nullen vorhanden sind, so gilt:

R(f_o) = dⁿ (12).

Diese Komprimierungsfilter vermindern die Entropie aus folgendem Grund: Wenn die A-D-Abtastrate 44×10³ Proben pro Sekunde beträgt, entspricht der Punkt (-1,0) auf dem Einheitkreis einer Frequenz von 22 kHz. Die Zentroide der Musikspektren liegen üblicherweise unterhalb 1 kHz, so daß die meisten Spektralpunkte Punkten auf dem Einheitskreis nahe (1,0) entsprechen. Der Wert von d (und dⁿ) ist erheblich kleiner als Eins, und das Integral der Spektralwertzeit dⁿ als eine Funktion von R (mit R = 2πf) ist kleiner als die Varianz des Eingangsspektrums (K≦1). Eine reduzierte Varianz bedeutet eine reduzierte Entropie.

Der Wert von d ist größer als Eins, wenn R<60° (f = 7,33 kHz), so daß spektrale Komponenten oberhalb 7,33 kHz um dⁿ verstärkt werden für Filter, deren sämtliche Nullen bei (1,0) liegen. Es gibt einen solchen Wert n, daß eine Erhöhung von n über diesen Wert die Gesamtenergie oberhalb 7,33 kHz um mehr verstärkt, als die Gesamtenergie unterhalb 7,33 kHz gedämpft wird. Dieser Wert von n minimiert die Ausgangsvarianz und die Entropie, weil der Eingang und der Ausgang q gleich sind, wenn K = 1. Dies ergibt sich wie folgt:

wobei a_i die in der Gleichung (8) benützten Konstanten sind und K der Verstärkungsfaktor ist. Die a_i sind ganze Zahlen, die [wie in Gleichung (9)] ohne negatives j expandiert werden können, und somit wird q nicht reduziert.

Es ist zu beachten, daß unterschiedliche Werte von K weder das Verhältnis σ/q noch die Entropie ändern, wenn K eine Zweierpotenz ist, weil das Eingangswort nur verschoben wird. Somit gilt, daß das n, das die Entropie bei K = 1 minimiert, diese auch bei einem anderen K minimiert, und daß die kleinste Entropie erhalten wird, wenn K eine Zweierpotenz ist.

Zwei weitere Positionen auf dem Einheitskreis, die q nicht reduzieren, liegen bei (-1,0) und (das komplexe Paar) bei (0,1) und 0,-1). Die Z-Transformierten sind:

G(Z) = 1+z^-1)ⁿ (14)

[n Nullen bei (-1,0)] und

G(Z) = (1-z^-2)ⁿ (15)

[n Nullen bei (0,1) und n Nullen bei (0,-1)].

Die beiden anderen Komplexes-Paar-Positionen, die q nicht ändern, haben die folgenden Transformierten:

G(Z) = (1-z^-1+z^-2)ⁿ (16)

(wodurch n Nullen auf dem Einheitskreis unter Winkeln von +60° vom Ursprung und n bei -60° plaziert sind) und

G(Z) = (1+z^-1+z^-2)ⁿ (17)

(wodurch n Nullen bei +120° und n bei -120° plaziert sind).

Die vorstehenden sind die einzigen Nullpositionen innerhalb des Einheitkreises oder auf diesem, die q nicht reduzieren. Es gibt keine Positionen außerhalb des Einheitskreises, die in einem zufriedenstellenden Rekonstruktionsfilter resultieren würden.

Eine weitere Nullposition, die für die Komprimierung von Musikinformation von Interesse ist, ist das komplexe Paar bei ±41,41° auf dem Einheitskreis. Die Transformierte ist

G(Z) = 1-1,5z^-1+z^-2 (18).

Dieser Winkel entspricht 5,06 kHz, und für jedes komplexe Paar wird q durch 2 dividiert.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Komprimierungsfilter angewandt, dessen Z-Transformierte Nullen bei (1,0) und auf dem Einheitskreis an wenigstens einer der vorgenannten Komplexe-Paar-Positionen (d. h. ±41,41°, ±60°, ±90°, ±120° und 180°) hat. Die vorstehend beschriebenen Nullpositionen sind in Fig. 6 dargestellt. Wie bereits erwähnt, minimieren diese Nullpositionen auf dem Einheitskreis die Entropie, und die Kombination von verwendeten Nullpositionen hängt von dem Spektrum des zu komprimierenden Signals ab. Zum Beispiel können Nullen an den ±60°-Punkten plaziert werden, um den Teil der Ausgangsvarianz zu reduzieren, der sich aus hohen Frequenzen (etwa von 3-14 kHz) ergibt, so daß bei 1,0 mehr Nullen verwendet werden können. In Fig. 7 ist der Frequenzgang von drei verschiedenen Komprimierungsfiltern dargestellt, die Nullen auf dem Einheitskreis der z-Transformierten bei 0°; bei 0° und ±60°; und bei 0°, ±90° und ±120° haben. Es ist ersichtlich, daß die verwendbaren Nullpositionen zur Minimierung der Entropie die Auslegung von Komprimierungsfiltern mit einem weiten Bereich von Frequenzgängen ermöglichen.

Selbstverständlich ergeben sich Einschränkungen, wenn die Anzahl Nullen erhöht wird. Der erforderliche Rechenaufwand ist der Anzahl Nullen direkt proportional, und die Filter-Rechenwortlänge nimmt für jede zusätzliche Null um mindestens Eins zu. Auch dauert während der Rekonstruktion die Erholung nach Bitfehlern länger, wenn die Anzahl Nullen erhöht wird.

Nachdem die Übertragungsfunktion des Komprimierungsfilters einmal gewählt ist, kann die zu erzielende Entropie wie folgt geschätzt werden: Das Musikspektrum S(f) wird bestimmt, und das Integral

wird auf dem Einheitskreis von (1,0) nach (-1,0) integriert, wobei

Die Wurzel des Integrals ist der Wert σ des Komprimierungsfilter- Ausgangs. Die Tabelle I kann nunmehr zur Schätzung von H(q) benützt werden.

Komprimierungsfilter

Es ist zwar ersichtlich, daß übliche Digitalverfahren zur Implementierung der vorstehend beschriebenen Komprimierungsfilter- Transformierten angewandt werden können, und zwar einschließlich der Anwendung eines programmierten Digitalrechners; Fig. 8 zeigt dennoch ein Blockdiagramm eines digitalen Komprimierungsfilters zweiter Ordnung für die Implementierung der Gleichung (6). Das in Fig. 6 dargestellte Komprimierungsfilter weist eine Serie von Schieberegistern 102, 104 und 106 auf, in die aufeinanderfolgende Abtastsignale vom ADU über das Filter 23 verschoben werden. In Fig. 8 enthalten die Register 102, 104 und 106 z. B. Proben f_n bzw. f_n-1 bzw. f_n-2. Für 14-Bit-Proben werden 14-Bit-Register verwendet. Die Ausgänge der Register sind an einen digitalen Multiplexer bzw. MPX 108 angeschlossen, so daß die Sample-Signale selektiv an ein Rechen- und Steuerwerk 110 anlegbar sind. Der Multiplexer 108 und das Rechen- und Steuerwerk 110 werden von der Taktgeber- und Steuereinheit 24 gesteuert.

Wie unter Bezugnahme auf die Fig. 1A erwähnt wurde, kann das digitale Komprimierungsfilter 30 ein Schätzglied 32 aufweisen, dessen Ausgang ein geschätzter Sample-Wert _n, basierend auf tatsächlichen Sample-Werten f_n-1 und f_n+1, die vor und nach der zu schätzenden Probe f_n auftreten, ist. Häufig werden bekannte Schätzglieder verwendet, die einen Ausgang

_n = a₁f_n+1 + a₂f_n-1 (20)

liefern, wobei die Koeffizienten a₁ und a₂ so gewählt sind, daß der Standardfehler der Differenz Δ_n minimiert wird, wobei Δ_n = f_n-_n, wie in Gleichung (1) gesagt wird. Bei a₁ = a₁ = 1 können die Gleichungen (1) und (2) kombiniert werden, so daß man erhält:

Δ_n = f_n+1 - 2 f_n + f_n-1 (21).

(Hierbei ist zu beachten, daß die Gleichungen (6) und (21) äquivalent sind.)

Die Gleichung (3) kann von dem gezeigten Komprimierungsfilter für die Erzeugung des komprimierten Signals Δ_n verwendet werden. Eine Schätzung _n des Sample-Werts f_n erfolgt unter Anwendung der Sample-Werte zu beiden Seiten von f_n, d. h. f_n-1 und f_n+1, jedoch nicht von f_n selbst. Unter der Steuerung durch die Einheit 24 werden die Wörter f_n-1 und f_n+1 in das Rechen- und Steuerwerk 110 durch den Multiplexer 108 eingegeben und addiert. Dann wird der eigentliche Sample-Wert f_n über den Multiplexer 108 in das Rechen- und Steuerwerk 110 verbracht und mit 2 multipliziert. Bei der Multiplikation mit 2 werden einfach die Bits zum höchstwertigen Bit verschoben. Der eigentliche Sample Wert f_n, der mit 2 multipliziert ist, wird von _n subtrahiert zur Bildung des komprimierten Signalwerts Δ_n am Ausgang des Rechen- und Steuerwerks 110, der dann dem Codierer 40 zugeführt wird. Die arithmetischen Operationen im Rechen- und Steuerwerk 110 finden mit einer ausreichend langen Wortlänge statt, um einen Kürzungs- oder Abrundungsfehler auszuschließen. Es ist ersichtlich, daß die Datenkomprimierung mittels der beschriebenen Einrichtung die Schätzung eines Sample-Werts durch Interpolation umfaßt.

Huffman-Codierung und -Decodierung

Wie bereits gesagt wurde, sind Huffman-Codier- und -Decodiermittel, die für die Anwendung in der vorliegenden Einrichtung zur Codierung und anschließenden Decodierung des Ausgangssignals des Komprimierungsfilters geeignet sind, im o. g. US-Patent angegeben.

Es wird nun auf Fig. 9 Bezug genommen, die nur beispielhaft ein Beispiel eines abgeschnittenen bzw. gekürzten Huffman- Codes zeigt. Dabei sind eine Tabelle von komprimierten Signalen Δ_n innerhalb eines Bereichs von ±3 zusammen mit einem Codewort für diese Signale, die Länge des Codeworts sowie die relative Wahrscheinlichkeit des Auftretens der komprimierten Signale gezeigt. Den am häufigstens auftretenden Signalen Δ_n (im vorliegenden Fall den zwischen ±3 liegenden) ist ein Codewort zugeordnet. Die Wahrscheinlichkeit, daß Δ_n einen Wert hat, dem ein Codewort zugeordnet ist, ist hoch, etwa 0,98. Diesen komprimierten Signalen sind Codewörter unterschiedlicher Länge zugeordnet, wobei dem am häufigstens auftretenden komprimierten Signal das kürzeste Codewort zugeordnet ist. In der Tabelle ist dem am häufigstens auftretenden komprimierten Signal Δ_n = 0 das kürzeste Codwort zugeordnet, und dem mit der geringsten Häufigkeit auftretenden komprimierten Signal Δ_n = -3 ist das längste Codewort zugeordnet. Sämtliche anderen komprimierten Signale außerhalb des Bereichs von ±3 sind in der Tabelle als Sonstiges bezeichnet, und diesen ist ein Codewort zugeordnet, das, wie bereits unter Bezugnahme auf die Fig. 2 und 3 erläutert wurde, ein Etikett für den eigentlichen komprimierten Signalwert Δ_n umfaßt, das anschließend durch Aufzeichnung, Übertragung über eine Übermittlungsleitung od. dgl. zum Huffman-Decodierer übertragen wird. Es ist ersichtlich, daß die Einrichtung nicht auf die Verwendung mit dem gekürzten Huffman-Code beschränkt ist. Es kann weiteren komprimierten Signalen Δ_n ein Codewort zugeordnet werden, und es können andere Codewörter verwendet werden.

Rekonstruktionsfiltern Entropie/Rekonstruktionsfilter-Stabilität

Zur exakten Rekonstruktion des dem digitalen Komprimierungsfilter 30 zugeführten digitalen Musiksignals müßte die Übertragungsfunktion des Rekonstruktionsfilters 70 der Kehrwert der Übertragungsfunktion des Komprimierungsfilters 30 sein. (Zwei weitere Bedingungen für die exakte Rekonstruktion sind, daß in der Filterarithmetik keine Über- oder Unterschreitungsfehler vorliegen und daß keine Kürzung der Komprimierungsfilter- Ausgangswortlänge stattfindet.)

Wie vorstehend aufgezeigt, wird ein minimaler Informationsgehalt erhalten, wenn die Nullen der Komprimierungsfilter- Übertragungsfunktion auf dem Einheitskreis liegen. Die exakte Umkehrung weist Pole auf dem Einheitskreis in den gleichen Positionen wie die Nullen des Komprimierungskreises auf. Ein solches Rekonstruktionsfilter ist instabil. Eine solche Instabilität ist so lange ausreichend, bis ein Bitfehler auftritt, woraufhin falsche und willkürliche "Ausgangsbedingungen" bewirken, daß das Rekonstruktionsfilter zur Sättigung divergiert. Nachstehend werden zwei verschiedene Systeme zur Verwendung mit Anordnungen beschrieben, bei denen die Komprimierungs- Rekonstruktions-Filterkombination instabil ist und diese Systeme eine Erholung von Bitfehlern vorsehen.

Das eine System umfaßt die periodische Übertragung von mehreren digitalen Ist-Signalwerten f_n zum digitalen Rekonstruktionsfilter 70, um dieses periodisch erneut vorzubereiten. Dies erfordert natürlich die Blockierung des Signals und, wenn nicht eine sehr komplexe Hochgeschwindigkeitslogik vorgesehen ist, den Verlust von Information vom Fehlerpunkt bis zum Ende der Blockierung.

Ein anderes System umfaßt die Anwendung von Prüfbits und Fehlerprüfmitteln für die Erzeugung eines Bitfehlersignals, wenn ein Fehler erfaßt wird. Das Fehlersignal wird dazu verwendet, die Pole des Komprimierungsfilters 70 momentan zum Inneren des Einheitskreises zu verschieben, und während dieser Zeit erholt sich das Filter 70 von Fehlern, ohne daß ein Wiedervorbereitung des Filters mit Ist-Signalwerten f_n notwendig ist. Durch Positionieren der Pole des Rekonstruktionsfilters innerhalb des Einheitskreises ist das Filter stabil, und falsche "Anfangsbedingungen", die aus Fehlern resultieren, werden gedämpft. Unter diesen Bedingungen ist das Filter stabil, und für die Erholung von Fehlern wird keine Blockierung benötigt. Stabile Filterkombinationen dieser Art werden später noch im einzelnen erläutert.

Komprimierungsfilter-Nullen innerhalb des Einheitskreises unbefriedigend

Es ist zu beachten, daß Pole einer exakten Umkehrung nicht auf dem Einheitskreis liegen, wenn die Komprimierungsnullen nicht auf dem Einheitskreis liegen. Eine solche Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination ist jedoch für die Komprimierung von Musikinformation nicht praktikabel, wie aus dem folgenden Beispiel ersichtlich ist. Wenn die Komprimierungsfilter-Übertragungsfunktion zwei echte Nullen nahe dem 1,0-Punkt hat, müssen diese einen Abstand vom Einheitskreis aufweisen, der kleiner als π×20 022 000 ist (der 200 Hz entsprechende Abstand auf dem Einheitskreis). Ein größerer Abstand bedeutet, daß die niederfrequenten Komponenten nicht ebenso stark gedämpft werden. Da 0,00909 π≅2^-7, wäre die Null

[1-(1-2^-7) z^-1].

Wenn also zwei Nullen verwendet würden, wäre ein Koeffizient gleich 2^-14, und dem wertniedrigsten Ende der Filterarithmetik würden 14 Bits hinzuaddiert werden. Ohne Kürzung würden dem Informationsgehalt ungefähr 14 Bits hinzuaddiert werden, und es wäre nur eine geringe Datenkomprimierung möglich.

Eine weitere Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination, die zur Anwendung im vorliegenden System ungeeignet ist, umfaßt ebenfalls Anordnungen, bei denen sowohl die Nullen des Komprimierungsfilters als auch die Pole des Rekonstruktionsfilters nicht auf dem Einheitskreis liegen. Bei diesen Anordnungen erfolgt jedoch kein arithmetisches Abschneiden der Wortlänge, sondern der Ausgang des Komprimierungsfilters wird auf eine Länge verkürzt, die um ein oder zwei Bits länger als die ADU-Wortlänge ist. Wenn man den Ausgangs-Quantisierungspegel gleich q_o läßt, hat die Quantisierungs-Rauschleistung eine Varianz von

und das Rauschen ist weißes Rauschen. Die Rekonstruktions-Verzerrung ist gleich dem Ausgangsrauschen infolge eines Rauschgenerators am Eingang des Rekonstruktionsfilters, dessen Varianz durch Gleichung (22) gegeben ist.

Da die Eingangs-Rauschproben weiß und statistisch unabhängig sind, kann aufgezeigt werden, daß die Ausgangs-Rauschvarianz

oder

ist, wobei g_i der i-te Wert (zum i-ten Abtastzeitpunkt) der Impuls-Ansprechcharakteristik des Rekonstruktionsfilters ist. Mit anderen Worten ist die Quadratwurzel der Quadratsumme der Impuls-Ansprechcharakteristik-Proben der Standardabweichungs-Multiplikator. Dieser Multiplikator ist für unterschiedliche Polpositionen errechnet durch Auflösen der entsprechenden Differenzengleichung. Aus den Kalkulationen ist bestimmt worden, daß die durch ein solches Abschneiden des Komprimierungsfilter-Ausgangs erzeugte Rauschleistung zu groß ist oder innerhalb eines so kleinen Bereichs der Signalbandbreite konzentriert ist, daß im Musik-Ausgangssignal ein unerwünschter Ton erzeugt wird. Infolgedessen ist für die Komprimierung von Musikinformation das Abschneiden der Ausgangswörter des Komprimierungsfilters unbefriedigend.

Rekonstruktionsfilter ist keine exakte Umkehrung des Komprimierungsfilters

Wenn bei der Übertragung des Ausgangs des Komprimierungsfilters 30 zum Eingang des digitalen Rekonstruktionsfilters keine Bitfehler vorhanden sind und der Ausgang des Komprimierungsfilters 30 nicht gekürzt ist, ist der Ausgang des Huffman-Decodierers 66 identisch mit dem Ausgangswert des Komprimierungsfilters 30. Somit ist ersichtlich, daß die Übertragung vom Eingang des Komprimierungsfilters 30 zum Ausgang des Rekonstruktionsfilters 70 einfach das Produkt der Transformierten der beiden Filter 30 und 70 ist. Ein weiteres Datenkomprimierungssystem gemäß der Erfindung umfaßt eine Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination, wobei die Nullen des Komprimierungsfilters an bestimmten Punkten auf dem Einheitskreis liegen, um die Entropie zu reduzieren, und entsprechende Pole des Rekonstruktionsfilters innerhalb des Einheitskreises angrenzend an die Nullen liegen, um Stabilität zu erzielen. Der Frequenzgang und die Stabilität einer solchen Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination sind in einfacher Weise zu errechnen. Es sei z. B. eine Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination betrachtet, bei der das Komprimierungsfilter zwei Nullen bei (1,0) und das Rekonstruktionsfilter zwei Pole bei (1-0,00195, 0) hat. Das Pol-Null-Muster eines solchen Komprimierungsfilters, das mit einem Rekonstruktionsfilter kaskadengeschaltet ist, ist in Fig. 10 gezeigt, und der Frequenzgang der Filterkombination ist in Fig. 11 gezeigt. Wie Fig. 11 zeigt, ergibt die Kombination ein sehr lineares Hochpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von 18 Hz. Mit dieser Filterkombination liegt die Erholung von Bitfehlern innerhalb 20-30 ms. Es ist hierbei zu beachten, daß das verwendete Rekonstruktionsfilter 70 bevorzugt einen Digitalrechner umfaßt, der für die erwünschte Rekonstruktionsfilter-Operation programmiert ist.

Wortlängen-Betrachtungen hinsichtlich des Rekonstruktionsfilters

Ein stabiles Rekonstruktionsfilter, das ohne Kürzung arbeitet, würde eine große arithmetische Wortlänge erfordern. Zum Beispiel würde das vorstehend erläuterte 18-Hz-Filter mit realen Polen Arithmetik für wenigstens 34 Bits (0,00195=2^-9), wenigstens 9 Bits je Pol am wertniedrigsten Ende und 1 Bit am werthöchsten Ende je Pol erfordern, wenn die Wortlänge des ADU 14 Bits beträgt. 4-Pol-Konfigurationen würden eine noch größere arithmetische Wortlänge erfordern. Derzeit sind Rechner, die mit so großen Wortlängen arbeiten, für die Komprimierung von Musikinformation durch den Verbraucher nicht praktikabel.

Die Wörter der Rekonstruktionsfilter-Arithmetik können jedoch auf praktikable Längen unter vernachlässigbarer Beeinträchtigung des Systems gekürzt werden. Das arithmetische Wortkürzungsrauschen wird im wesentlichen in gleicher Weise wie die Untersuchung der Quantisierung analysiert. Für diese Analyse werden dem Filtereingang Rauschgeneratoren mit einer Rauschleistung von q²/12 (ein Generator für jeden Koeffizienten) vorgeschaltet, und der Multiplikator für die Standardabweichung Eingang/Ausgang wird errechnet. Der Wert von q ist der Quantisierungspegel des gekürzten arithmetischen Worts.

Bei einem 18-Hz-Rekonstruktionsfilter mit 2 echten Polen ist der Multiplikator 3227. Dann muß die arithmetische Wortlänge um 12 Bits länger als die ADU-Wortlänge sein, da sonst die Rauschleistung der arithmetischen Kürzung größer als die ADU-Quantisierungs-Rauschleistung ist. Eine 14-Bit-A/D-Umsetzung erfordert eine 26- oder 27-Bit-Arithmetik des Rekonstruktionsfilters. Wenn das Komprimierungsfilter zwei echte Nullen bei (1,0) und zwei komplexe Pole bei 7 kHz auf dem Einheitskreis hat, kann ein Rekonstruktionsfilter verwendet werden, das ein komplexes Polpaar an der 20-Hz-Butterworth-Position und ein komplexes Paar bei 7,33 kHz auf dem Einheitskreis und 100 Hz innerhalb des Einheitskreises hat. Der Multiplikator für die Standardabweichung eines solches Rekonstruktionsfilters ist 32 oder 5 Bits, und der Frequenzgang der Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination ist im wesentlichen der gleiche wie in Fig. 11 mit Ausnahme einer schmalen Kerbe bei 7 kHz. Mit einer 24-Bit-Arithmetik erfolgt praktisch keine Beeinträchtigung des Signals. Digitalrechner mit z. B. 24-Bit-Arithmetik für Rekonstruktionsfilteroperationen sind zu annehmbaren Preisen zur Anwendung in der Einrichtung nach der Erfindung zu erhalten.

System mit Fehlererfassung und beweglichen Rekonstruktionsfilterpolen

Die Fig. 12A und 12B zeigen eine modifizierte Ausführungsform der Erfindung, bei der Prüfbits erzeugt werden, die zusammen mit den codierten digitalen komprimierten Signalen aufgezeichnet und/oder übertragen werden. In der Wiedergabe- und/oder Empfangseinheit dienen alle unter Nutzung der Prüfbits erfaßten Fehler zur Erzeugung eines Fehlersignals, das dazu genutzt wird, die Pole des digitalen Rekonstruktionsfilters in das Innere oder weiter in das Innere des Einheitskreises in der Z-Ebene zu bewegen, ohne daß der Polwinkel geändert wird. Bei einem instabilen Rekonstruktionsfilter resultiert die momentane Verschiebung der Pole in das Innere des Einheitskreises in einer stabilen Filterkombination, die sich von Wiedergabe- und/oder Übertragungsfehlern erholt, ohne daß eine Neuvorbereitung des Filters erforderlich ist. Bei einem stabilen Rekonstruktionsfilter ergibt die momentane Einwärtsverschiebung der Pole in den Einheitskreis eine beschleunigte Erholung von Fehlersignalen.

Es wird zuerst auf Fig. 12A Bezug genommen, die den digitalen Aufzeichnungs- und Übertragungsteil einer modifizierten Ausführungsform der Datenverdichtungseinrichtung unter Anwendung von Prüfbits zeigt. Die Einrichtung von Fig. 12A gleicht derjenigen von Fig. 1A und umfaßt einen ADU 20, ein digitales Komprimierungsfilter 30, einen Huffman-Codierer 40, ein Schaltglied 48, eine Aufzeichnungseinheit 50, einen Puffer 52, ein Modem 54 sowie eine Taktgeber- und Steuereinheit 24, die sämtlich den entsprechenden Einheiten von Fig. 1A entsprechen können. Es ist zu beachten, daß in den Eingang des ADU ein analoges HF-Nachentzerrungsfilter 23A eingeschaltet ist, das die gleiche Funktion wie das digitale Filter 23 von Fig. 1A hat.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 12A ist in die Verbindung des Huffman-codierten Signals h(Δ_n) zur Aufzeichnungseinheit 50 oder zum Modem 54 - in Abhängigkeit von der Stellung des Schaltgliedes 48 - ein Prüfbitgenerator 90 eingeschaltet. Durch den Prüfbitgenerator 90 erzeugte Prüfbits werden dem Strom von Huffman-codierten Digitalsignalen zur Aufzeichnung und/oder Übertragung gemeinsam mit den codierten komprimierten Digitalsignalen hinzugefügt. Zahlreiche Möglichkeiten für die Erzeugung von Prüfbis und für die Fehlererfassung unter Verwendung solcher Prüfbits sind bekannt und brauchen nicht beschrieben zu werden. Es ist zu beachten, daß Aufzeichnungseinheiten und Modems häufig einen Prüfbitgenerator zur Erzeugung von Prüfbits aufweisen, die dem aufzuzeichnenden oder zu übertragenden Datenstrom hinzugefügt werden.

Aufgezeichnete codierte Digitalsignale mit Prüfbits, wie sie etwa in der Aufzeichnungseinheit 50 aufgezeichnet sind, werden unter Anwendung der Wiedergabeeinheit 60 in Fig. 12B reproduziert; nachstehend wird auf Fig. 12B Bezug genommen. Vom Modem 54 (Fig. 12A) übertragene Signale werden auf Leitung 56 zu einem Modem 82 (Fig. 12B) übertragen. Das Schaltglied 64 verbindet den Ausgang der Wiedergabeeinheit bzw. des Modems mit einem Fehlerprüfglied 92, in dem der Signalstrom auf Bitfehler geprüft wird. Bei Erfassung eines Fehlers wird ein Bitfehlersignal erzeugt, das auf Leitung 94 und über das Schaltglied 96 zum digitalen Rekonstruktionsfilter übertragen wird, so daß die Pole des Filters momentan nach innen verschoben werden.

Das Fehlerprüfglied 92 entfernt die Prüfbitsignale aus den Signalen der Wiedergabeeinheit 60 und/oder des Modems 82, und der Huffman-codierte komprimierte Digitalsignalstrom h(Δ_n) aus dem Prüfglied wird dem Huffman-Decodierer 66 zugeführt, der demjenigen von Fig. 1B entsprechen kann. Vom Huffman-Decodierer werden die digitalen komprimierten Signale Δ_n über den Puffer 72 dem digitalen Rekonstruktionsfilter 70A zugeführt. Ebenso wie das Rekonstruktionsfilter 70 von Fig. 1B arbeitet das Rekonstruktionsfilter 70A mit Kürzung und setzt den ihm zugeführten digitalen Signaleingang Δ_n in gleichlange Sample-Signale f_n(out) um, die den Sample-Eingangssignalen f_n zum Komprimierungsfilter 30 (Fig. 12A) weitgehend entsprechen. Ein DAU 74 setzt die Sample-Signale f_n(out) in Analogsignale f(t)out um. Ein analoges HF-Anhebungsfilter 75A ist dem DAU nachgeschaltet und dient dem gleichen Zweck wie das Filter 75 in Fig. 1B, d. h. der Wiederherstellung der Amplitude der HF-Signale, die durch das Filter 23A einer Nachentzerrung unterworfen wurden.

Pole innerhalb des Einheitskreises in der Z-Ebene

Wie bereits erwähnt, wird bei einer Ausführungsform der Erfindung eine Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination verwendet, wobei die Nullen des Komprimierungsfilters sich auf bestimmten Punkten auf dem Einheitskreis zur Verringerung der Entropie befinden und das Rekonstruktionsfilter entsprechende Pole innerhalb des Einheitskreises angrenzend an die Nullen aufweist, um einen stabilen Betrieb zu gewährleisten. Die Erholung des Rekonstruktionsfilters von Bitfehlern wird dadurch beschleunigt, daß die Pole des Rekonstruktionsfilters momentan zum Inneren des Einheitskreises in der Z-Ebene verschoben werden, wenn das Fehlerprüfglied 92 ein Fehlersignal erzeugt.

Nachstehend wird auf Fig. 13 Bezug genommen, die Nullen und Pole der Übertragungsfunktion einer Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination zeigt. Die Nullen des Komprimierungsfilters sind auf dem Einheitskreis bei 0° gezeigt, und ein Polpaar des Rekonstruktionsfilters ist angrenzend an die Nullen und normalerweise in einem Abstand von 0,00195 innerhalb des Einheitskreises gezeigt. Es ist zu beachten, daß diese Kombination von Nullen und Polen die gleiche wie diejenige von Fig. 10 ist. Bei dem System nach Fig. 13 werden jedoch die Pole des Rekonstruktionsfilters momentan nach innen verschoben, wenn vom Prüfglied 92 auf Leitung 94 ein Bitfehlersignal empfangen wird. Zur Veranschaulichung sind die Pole zu einem Punkt 0,0625 innerhalb des Einheitskreises für eine schnelle Erholung von dem Fehler verschoben dargestellt. Nach einer kurzen Periode, z. B. nach 50 ms, kehren die Pole des Rekonstruktionsfilters in die Normalposition zurück, d. h. zu einem Punkt 0,00195 innerhalb des Einheitskreises bei 0°.

Differenzengleichungen für ein Rekonstruktionsfilter mit zwei Polen bei 0° und innerhalb des Einheitskreises sind folgende:

y_n = 2Δ_n+ay_n-1 = 2Δ_n+y_n-1-2^-my_n-1 (25)

f_n = y_n+af_n-1 = y_n+f_n-1-2^-mf_n-1 (26)

mit
a=1-2^-m und
m=eine ganze Zahl.

Fig. 14 zeigt ein Rekonstruktionsfilter unter Implementierung der Gleichungen (25) und (26). Das Rekonstruktionsfilter 70A umfaßt einen digitalen 4-1-Multiplexer 130 mit einem Eingang 132, dem vom Decodierer 66 komprimierte Signale Δ_n zugeführt werden. Der Ausgang des MPX 130 wird einem Rechen- und Steuerwerk 134 zugeführt, wo die erforderliche Multiplikation durch Verschieben, Addition und Substraktion unter Steuerung durch die Taktgeber- und Steuereinheit 76A erfolgt.

Der Ausgang des Rechen- und Steuerwerks 134 ist mit dem Eingang eines digitalen 1-2-Demultiplexers bzw. DMX 138 verbunden. Ein Ausgang des DMX 138 ist mit einem von zwei reihengeschalteten Schieberegistern 140 und 142 über Leitung 144 verbunden. Der andere Ausgang des DMX ist über Leitung 146 mit einem einzelnen Schieberegister 148 verbunden. Der durch das Rechen- und Steuerwerk bestimmte Wert von y_n wird in das Register 140 geladen, während der frühere Wert von y_n aus dem Register 140 in das Register 142 verschoben wird. Dem dritten Register 148 wird der Sample-Wert f_n(out), der vom Rechen- und Steuerwerk 134 errechnet ist, zugeführt.

Die Ausgänge der Register 140, 142 und 148 werden über den MPX 130 dem Rechen- und Steuerwerk 134 als Eingänge zugeführt. Wenn das Register 148 verwendet wird, umfaßt der im Register 148 gespeicherte Wert f_n-1(out). Aus der Gleichung (25) geht hervor, daß der Wert y_n unter Verwendung der Δ_n- und y_n-1-Eingänge zum Rechen- und Steuerwerk 134, die auf Leitung 132 und vom Register 142 verfügbar sind, errechnet wird. Aus der Gleichung (26) geht hervor, daß der Sample-Wert f_n(out) unter Verwendung der Eingänge y_n und f_n-1(out) von den Registern 140 und 148 errechnet wird.

Solange m eine ganze Zahl kleiner Unendlich ist, arbeitet das Rekonstruktionsfilter 70A stabil, und es ist weder eine Vorbereitung noch eine Neuvorbereitung des Filters notwendig. Bei Nichtvorliegen von Bitfehlern arbeitet das Filter mit einem relativ großen Wert von m, z. B. m=9, um die Pole des Filters angrenzend an den Einheitskreis auf 0,00195 vom Einheitskreis zu plazieren. Wenn das Fehlerprüfglied 92 einen Fehler erfaßt, wird ein kleinerer Wert von m, z. B. m=4, verwendet, so daß die Pole des Filters einwärts zu einem Punkt 0,0625 vom Einheitskreis verschoben werden. Das Bitfehlersignal vom Fehlerprüfglied 92 (Fig. 12B), das auf Leitung 94 dem Rechen- und Steuerwerk 134 zugeführt wird, steuert den jeweils bei der Implementierung der Gleichungen (25) und (26) verwendeten Wert von m einfach durch Steuerung des Verschiebebetrags zur Durchführung der angegebenen Multiplikationen um den Faktor 2^-m. Wenn ein Fehler erfaßt wird, werden die Inhalte eines Registers im Rechen- und Steuerwerk während einer nominellen Zeitdauer (z. B. 50 ms) nicht so weit nach rechts verschoben, wenn die Multiplikationen mit 2^-m durchgeführt werden, wodurch die Pole des Rekonstruktionsfilters vom Einheitskreis weg einwärts verschoben werden, um die Erholung von Einschwingvorgängen zu beschleunigen. Nach dieser kurzen Zeitdauer findet wieder Normalbetrieb statt, wobei die Pole des Rekonstruktionsfilters wieder dem Einheitskreis benachbart sind.

Pole sind normalerweise auf dem Einheitskreis in der Z-Zone

Wie bereits erwähnt, wird bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung eine Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination eingesetzt, bei der die Nullen des Komprimierungsfilters sich an bestimmten Punkten auf dem Einheitskreis befinden, um die Entropie zu reduzieren, und das Rekonstruktionsfilter entsprechende Pole aufweist, die ebenfalls auf dem Einheitskreis an den gleichen Stellen wie die Nullen liegen, wenn Normalbetrieb stattfindet, d. h. bei Betrieb in Abwesenheit von Bitfehlern. Wenn jedoch das Fehlerprüfglied 92 einen Bitfehler erfaßt, werden die Pole des Rekonstruktionsfilters 70A momentan zum Inneren des Einheitskreises verschoben, um einen stabilen Betrieb des Rekonstruktionsfilters und Erholung von dem Fehler zu erreichen. Diese Ausführungsform kann realisiert werden unter Anwendung der vorher beschriebenen Empfangs- oder Wiedergabeeinheit von Fig. 12B und des Rekonstruktionsfilters 70A von Fig. 14. Nun arbeitet jedoch das Rekonstruktionsfilter 70A in Abwesenheit von Einschwingzuständen mit auf dem Einheitskreis befindlichen Polen, wie Fig. 15 zeigt. Fig. 15 zeigt zwei Nullen des Komprimierungsfilters 30 auf dem Einheitskreis in der Z-Ebene bei 0°, und während des Betriebs ohne Bitfehler liegen die beiden Pole des Rekonstruktionsfilters 70A auf demselben Punkt auf dem Einheitskreis, einem Punkt, bei dem m gleich Unendlich.

Bei Vorliegen eines Bitfehlersignals vom Prüfglied 92 werden die Pole des Rekonstruktionsfilters momentan bei 0° in das Innere des Einheitskreises verschoben. Nur beispielsweise wird der Wert von m als in 4 geändert angegeben. Unter diesen Bedingungen erholt sich das Rekonstruktionsfilter schnell von dem Fehler, ohne daß eine Vorbereitung oder Neuvorbereitung des Filters durch Übertragung von Ist-Signalwerten f_n zu demselben erforderlich ist. Es ist hierbei zu beachten, daß zu Beginn der Operation die Pole des Rekonstruktionsfilters momentan zum Inneren des Einheitskreises bewegt werden, um die Erzeugung einer Zufalls-Rampenfunktion am Filterausgang zu vermeiden.

Es ist ersichtlich, daß die Erfindung nicht auf die Einwärtsbewegung der Pole des Rekonstruktionsfilters zu einer einzigen Stelle beschränkt ist, wenn ein Fehlersignal vorliegt. Es können mehrere Werte für m angewandt werden, wobei die Filteroperation schrittweise durch mehrere verschiedene Polpositionen während der Erholung von Bitfehlern stattfindet. Zum Beispiel können Werte von m gleich 2, 4 und 7 benützt werden, wobei die Operation zuerst zu m=2, dann zu m=4 und schließlich zu m=7 geschaltet wird, bevor die Rückkehr zum ursprünglichen Wert von m entweder auf oder in dem Einheitskreis in der Z-Ebene erfolgt.

System mit periodischer Übertragung von f_n

Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird eine Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination verwendet, bei der die Nullen des Komprimierungsfilters an bestimmten Punkten auf dem Einheitskreis in der Z-Ebene liegen, um die Entropie zu reduzieren, und das Rekonstruktionsfilter entsprechende Pole auf dem Einheitskreis an den gleichen Stellen wie die Nullen hat, wobei die Pole ortsfest sind und nicht nach innen verschoben werden. Wie bereits erwähnt, ist eine solche Komprimierungs-Rekonstruktions-Filterkombination instabil, und etwaige Einschwingzustände resultieren in Zufallsausgängen des Rekonstruktionsfilters. Um die Auswirkungen solcher Einschwingzustände zu minimieren, wird das Rekonstruktionsfilter während des Betriebs periodisch dadurch neu vorbereitet, daß ihm eine Mehrzahl von Ist-Signalwerten f_n zugeführt wird. Die in den Fig. 1A und 1B gezeigte Einrichtung kann für diese Betriebsart verwendet werden.

Der durch diese Operation übertragene Signalstrom ist in Fig. 16 gezeigt, auf die nunmehr Bezug genommen wird. Zusätzlich zu Huffman-codierten Differenzsignalen h(Δ_n+2) . . . h(Δ_n+i) werden periodisch Huffman-codierte Signalwerte h(f_n), h(f_n+1) etc. übertragen, und zwar durch periodische Aktivierung des Schalters 35 in die Strichlinieneinstellung von Fig. 1A. Wenn der Schalter 35 die Strichlinienstellung einnimmt, wird eine Serie von Ist-Signalwerten f_n dem Huffman-Codierer 40 periodisch zugeführt zur Codierung und anschließenden Aufzeichnung oder Übertragung. Die Anzahl von ausgesendeten aufeinanderfolgenden Signalwerten f_n ist die gleich dem Ordnungsgrad des Rekonstruktionsfilters.

Bei dem Signalstrom von Fig. 16 werden zwei aufeinanderfolgende Signalwerte f_n periodisch codiert zur Verwendung bei der periodischen Neuvorbereitung eines Rekonstruktionsfilters 70 zweiter Ordnung. Die codierten Signale h(f_n) etc. umfassen ein Etikett und den Ist-Signalwert f_n. Das verwendete Etikett unterscheidet sich von dem "Sonstige"-Etikett, das zur Identifizierung von Signalen außerhalb eines vorbestimmten Bereichs von komprimierten Signalwerten Δ_n verwendet wird. Der Etikett-Teil der codierten Signale h(f_n) ist in Fig. 16 mit "Etikett Nr. 2" bezeichnet, um eine Unterscheidung gegenüber dem "Sonstige"-Etikett herzustellen.

Die erforderliche Anzahl von codierten Signalwerten h(f_n) wird periodisch, z. B. alle 10 ms, gemäß Fig. 16 übertragen, um das zugehörige digitale Rekonstruktionsfilter 70 periodisch neu vorzubereiten. Bei dieser periodischen Neuvorbereitung des Rekonstruktionsfilters ist es nicht notwendig, das Rekonstruktionsfilter mit im Einheitskreis liegenden Polen in der Z-Ebene zu betreiben, da ein etwaiger Rampenfunktionsausgang, der durch Einschwingsignale erzeugt wird, innerhalb des Zeitraums von 0-10 ms eliminiert wird.

Die Erfindung wurde im einzelnen gemäß den Erfordernissen des Patentgesetzes beschrieben; für den Fachmann sind verschiedene Änderungen und Modifikationen ersichtlich. Zum Beispiel können viele der gezeigten Funktionen unter Anwendung eines Digitalrechners mit geeigneten Rechnerroutinen implementiert werden.

Claims

1. Datenkomprimierung- bzw. -verdichtungseinrichtung zur Aufbereitung digitaler Sample-Signale unveränderlicher Länge, mit einem digitalen Komprimierungsfilter, das aufgrund der digitalen Sample-Signale komprimierte Signale erzeugt, einem digitalen Codierer, der auf den Ausgang des digitalen Komprimierungsfilters anspricht und einen gekürzten bzw. abgeschnittenen Huffman-Code realisiert, wobei der digitale Codierer diejenigen komprimierten Signale codiert, die innerhalb eines vorbestimmten Signalbereichs liegen, und diejenigen etikettiert, die außerhalb des vorbestimmten Signalbereichs liegen,
einem digitalen Decodierer,
einer Einheit zur Übertragung des Ausgangs des digitalen Codierers zum digitalen Decodierer zwecks Decodierung desselben und
einem digitalen Rekonstruktionsfilter, das aufgrund des Ausgangs des digitalen Decodierers ein Rekonstruktionsfiltern dieses Ausgangs durchgeführt,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Übertragungsfunktion des digitalen Komprimierungsfilters (30) Nullen auf dem Einheitskreis in der Z-Ebene bei im wesentlichen 0° vom Ursprung aufweist, daß das digitale Komprimierungsfilter (30) einen Verstärkungsfaktor entsprechend einer Zweierpotenz hat und Rechenoperationen ohne Kürzung oder Abrundung durchführt, daß die Übertragungsfunktion des digitalen Rekonstruktionsfilters (70) Pole auf oder im Einheitskreis in der Z-Ebene bei im wesentlichen 0° vom Ursprung hat und daß das Rekonstruktionsfilter (70) Rechenvorgänge mit Kürzung durchführt.

2. Datenverdichtungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion des digitalen Komprimierungsfilters (30) ferner Nullen auf dem Einheitskreis in der Z-Ebene unter Winkeln vom Ursprung hat, die wenigstens einem der folgenden Winkelpaare entsprechen: ±41,41°, ±60°, ±90°, ±120° und ±180°, wobei die Übertragungsfunktion des digitalen Rekonstruktionsfilters (70) Pole auf oder in dem Einheitskreis in der Z-Ebene in Winkelstellungen hat, die im wesentlichen den Nullen der Übertragungsfunktion des digitalen Komprimierungsfilters (30) entsprechen.

3. Datenverdichtungseinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungseinheit einen Fehlerprüfcode und eine Fehlererfassungseinheit (92) zur Erfassung von Fehlern bei der Übertragung des Ausgangs des digitalen Codierers (40) zum digitalen Decodierer (80) und zur Erzeugung eines Fehlersignals bei Erfassung eines Fehlers während der Übertragung benützt, und daß eine Verschiebeeinrichtung (140, 142, 148) die aufgrund eines Fehlersignals von der Fehlererfassungseinheit (92) Pole des digitalen Rekonstruktionsfilters (70) momentan zum Inneren des Einheitskreises in der Z-Ebene verschieben, ohne den Polwinkel zu ändern, wodurch die Erholung des digitalen Rekonstruktionsfehlers von erfaßten Fehlern erleichtert wird.

4. Datenverdichtungseinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion des digitalen Rekonstruktionsfilters (70) Pole auf dem Einheitskreis in der Z-Ebene hat, die aufgrund eines Fehlersignals von der Fehlererfassungseinheit (92) momentan ins Innere des Einheitskreises verschoben werden.

5. Datenverdichtungseinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion des digitalen Rekonstruktionsfilters (70) Pole innerhalb des Einheitskreises in der Z-Ebene hat, wobei die Pole aufgrund eines Fehlersignals von der Fehlererfassungseinheit (92) momentan weiter ins Innere des Einheitskreises verschoben werden.

6. Datenverdichtungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion des digitalen Rekonstruktionsfilters (70) Pole auf dem Einheitskreis in der Z-Ebene in Winkelstellungen hat, die im wesentlichen Nullen der Übertragungsfunktion des digitalen Komprimierungsfilters (30) entsprechen, und daß Mittel dem digitalen Rekonstruktionsfilter (70) periodisch eine Mehrzahl von aufeinanderfolgenden digitalen Sample-Signalen zuführen, um das Rekonstruktionsfilter (70) periodisch neu vorzubereiten.

7. Datenverdichtungseinrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Sample-Signale über den digitalen Codierer (40), den digitalen Decodierer (66) und die Übertragungseinheit an das digitale Rekonstruktionsfilter (70) gelangen.

8. Datenverdichtungseinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Codierer (40) periodisch aktivierbar ist zur periodischen Etikettierung einer Mehrzahl von aufeinanderfolgenden digitalen Sample-Signalen.

9. Datenverdichtungseinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Aktivierung des digitalen Codierers (40) alle 6-16 ms erfolgt.

10. Datenverdichtungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die komprimierten Signale vom digitalen Komprimierungsfilter (30) zu der Differenz zwischen dem Eingang-Sample-Signal und einem Schätzwert desselben in Beziehung stehen, wobei der geschätzte digitale Sample-Signalwert unter Nutzung von Sample-Signalen von beiden Seiten des zu schätzenden Sample-Signals erhalten ist.

11. Datenverdichtungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Analog-Digital-Umsetzer (20), der durch Analog-Digital-Umsetzung analoger Signale digitale Sample-Signale erzeugt, und einen Digital-Analog-Umsetzer (74), der digitale Ausgangssignale des digitalen Rekonstruktionsfilters (70) in analoge Signale umsetzt.

12. Datenverdichtungseinrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Analogsignale Musiksignale sind.

13. Datenverdichtungseinrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Umsetzer (20) digitale Sample-Signale von mit einer Frequenz von 30-50 kHz erzeugt.

14. Datenverdichtungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungseinheit eine Einheit zum Aufzeichnen des codierten Signals des digitalen Codierers (40) und eine Einheit zur Wiedergabe des von der Aufzeichnungseinheit aufgezeichneten Signals umfaßt.

15. Datenverdichtungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungseinheit ein erstes und ein zweites Modem (54, 82) sowie eine die beiden Modems miteinander verbindende Verbindungsleitung (56) aufweist.

16. Datenverdichtungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch ein Eingangsfilter (23A) für die HF-Nachentzerrung des Eingangssignals zum digitalen Komprimierungsfilter (30) und ein Ausgangsfilter (75A) für die HF-Anhebung des Ausgangssignals des digitalen Rekonstruktionsfilters (70).

17. Datenverdichtungseinrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangs- und Ausgangsfilter (23A, 75A) digitale Filter sind.

18. Datenverdichtungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungseinheit einen Huffman-Codierer (40) für eine gekürzte Huffman-Codierung des Ausgangs des digitalen Komprimierungsfilters (30) und eine auf den Ausgang des Codierers (40) ansprechende Einheit zur Decodierung desselben aufweist.

19. Datenverdichtungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungseinheit einen Prüfbitgenerator (90) aufweist und das Fehlerprüfglied (92) ein Fehlersignal bei Vorliegen eines Einschwingfehlers erzeugt.

20. Verfahren, um in einer Einrichtung zur Verdichtung bzw. Komprimierung digitaler Daten, die eine Quelle für digitale Sample-Signale unveränderlicher Länge, ein Komprimierungsfilter zur Bildung komprimierter Signale, ein Rekonstruktionsfilter, das aufgrund komprimierter Signale vom Komprimierungsfilter die digitalen Datensignale reproduziert, und Mittel zur Übertragung des Ausgangs des Komprimierungsfilters zum Eingang des Rekonstruktionsfilters aufweist, das Komprimierungs- und das Rekonstruktionsfilter unter Reduktion der Signalentropie mit nur geringer Signalverzerrung zu betreiben, gekennzeichnet durch Betreiben des digitalen Komprimierungsfilters (30)

1) mit einer Übertragungsfunktion, die Nullen auf dem Einheitskreis in der Z-Ebene bei wenigstens einem Winkel von 0°, ausgehend vom Ursprung, hat,
2) mit einem Verstärkungsfaktor, der eine Zweierpotenz ist, und
3) ohne Signalkürzung, und Betreiben des digitalen Rekonstruktionsfilters (70)
1) mit einer Übertragungsfunktion, die Pole auf oder in dem Einheitskreis in der Z-Ebene in den gleichen Winkelstellungen, gemessen vom Ursprung, wie die Nullen des digitalen Komprimierungsfilters (30) hat, und
2) mit arithmetischer Wortlängenkürzung zur Erzeugung von Kürzungsfehlern im Ausgang des digitalen Rekonstruktionsfilters (70).

21. Verfahren nach Anspruch 20, gekennzeichnet durch
Betreiben des digitalen Komprimierungsfilters (30) mit einer Übertragungsfunktion, die zusätzlich Nullen auf dem Einheitskreis an wenigstens einem der folgenden Paare von Winkelpositionen, gemessen vom Ursprung, hat: ±41,41°, ±60°, ±90°, ±120° und ±180°, und
Betreiben des digitalen Rekonstruktionsfilters (70) mit einer Übertragungsfunktion, die zusätzliche Pole auf oder in dem Einheitskreis in der Z-Ebene an denselben zusätzlichen Winkelstellungen wie die Nullen des digitalen Komprimierungsfilters (30) hat.

22. Verfahren nach Anspruch 20 oder 21, gekennzeichnet durch momentanes Verschieben der Pole des Rekonstruktionsfilters (70) vom Einheitskreis nach innen in der Z-Ebene aufgrund von Einschwingfehlern bei der Übertragung des Ausgangs des Komprimierungsfilters (30) zum Eingang des Rekonstruktionsfilters (70).

23. Verfahren nach einem der Ansprüche 20-22, gekennzeichnet durch
Betreiben des digitalen Rekonstruktionsfilters (70) mit Polen auf dem Einheitskreis in der Z-Ebene und
periodisches Zuführen einer Mehrzahl von aufeinanderfolgenden digitalen Sample-Signalen zum Rekonstruktionsfilter (70), um dessen Betrieb periodisch neu vorzubereiten, wobei die Anzahl der dem Rekonstruktionsfilter (70) zugeführten aufeinanderfolgenden digitalen Sample-Signale gleich der Ordnungszahl des Rekonstruktionsfilters (70) ist.