-
Digital-Signal-Transformationseinrichtung
-
Die rfindung betrifft eine Digital-Signal-Transformationseinrichtung
zum Transformieren bzw. Übertragen eines feinquantisierten Signales in ein grobquantisier
Signal.
-
In einem Nachrichten- oder Fernmeldesystem mit Digital-Signal kann
manchmal ein Codierer, der von einer Einheit zum Codieren eines Analog-Signale:
in ein Digital-Signal verschieden ist, für eine einfache Übertragungseinrichtung
oder Schaltungsanordnung eingesetzt werden. Z. B. können ein Differenz-Puls-Codierer
und ein Delta-Modulator gemeinsam verwendet werden.
-
Wenn ein feinquantisiertes Signal in ein grobquantisiertes Signal
transformiert wird, entsteht ein 81-(A2022-02)-KoBk
Rauschen aufgrund
des Unterschiedes im Quantisierungssystem. Dieses Rauschen wird im folgenden als
Quantisierungsrauschen bezeichnet.
-
Es wurde bereits versucht, das Quantisierungsrauschen in einer Digital-Signal-Transformationseinrichtung
zu verringern (vgl. Digital-Codierung von Sprechsignalen: PCM-, DPCM- und DM-Quantisierer"
von N.S. Tayant, Proceedings of the IEEE, Band 62, Nr. 5, 1974, Seiten 611 - 6)2),
wobei das Quantisierungsrauschen zu einer Eingangs stufe rückgekoppelt wird. Diese
herkömmliche Digital-Signal-Transfcrmationseinrichtung mit Rückkopplung erfordert
einen Schaltungsaufbau, der im wesentlichen Q.uantisierungsrauschkomponenten in
einem Signal-Frequenzband dämpft, jedoch Signalkomponenten nicht dämpft. Ein derartiger
Schaltungsaufbau benötigt viel Raum sowie lange Betriebswörter und ist daher unwirtschaftlich.
Darüber hinaus ist es unmöglich, bestimmte Winkel- oder Kreisfrequenzkomponenten
im Quantisierungsrauschen ohne wesentliche Dämpfung der Signalkomponenten auszuschließen.
-
Wenn daher einmal das Quantisierungsrauschen im Signal-Frequenzband
den Signalkomponenten überlagert ist, ist es schwierig, dieses von den Signalkomponenten
zu trennen, um den Einfluß des Quantisierungsrausohens zu verringern.
-
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Digital-Signal-Transformationseinrichtung
mit möglichst geringem Quantisierungsrauschen und großem Rauschabstand zwischen
Signal und Quantisierungsrauschen im Signal-Frequenzband anzugeben.
-
Hierzu hat die erfindungsgemäße Digital-Signal-Transformationseinrichtung
zum Transformieren eines feinquantisierten Eingangssignales in ein grobquantisiertes
Ausgangs signal: einen Dividierer zum Dividieren eines Eingangssignals in eine grobquantisierte
Signalkomponente und eine Quantisierungs-Rauschkomponente, einen Kompensierer zum
Erzeugen eines Kompensations-Signales mit gleich breitem Quantisierungsschritt (-Stufe)
wie der Grobquantisierungsschritt zum Dämpfen des Quantisierungsrauschens im Signal-Frequenzband
bei wenigstens einem Teil von diesem, einen Codierer zum Empfang des grobquantisierten
Signales, und einen Addierer/Subtrahierer zum Addieren oder Subtrahieren eines Ausgangssignales
vom Kompensierer zu oder von einem Ausgangssignal eines Signal-Transformationsgliedes.
-
Mit der erfindungsgemäßen Digital-Signal-Transformationseinrichtung
können die Quantisierungs-Rauschkomponen ten im Signal-Frequenzband ohne wesentliche
Dämpfung der Signal-Komponenten- gedämpft werden. Obwohl die Quantisierungs-Rauschkomponenten
außerhalb des Signal-Frequenzbandes nicht gedämpft sind, können sie sofort durch
ein Filter ausgeschlossen werden. Daher wird eine Digital-Signal-Transformationseinrichtung
mit großem Rausohabstand zwischen Signal und Quantisierungsrauschen im Signal-Frequenzband
ermöglicht.
-
Die erfindunr.sgemäße Digital-Signal-Transformations-Einrichtung
trennt also von Signal-Komponenten Quantisierungs-RauschRomponenten, die auf der
Transformation eines feinquantisierten Signales in ein grobquantisiertes Signal
beruhen. Die getrennten quantisierten Rauschkomponenten werden zu einem Digital-Filter
gespeist, das ein Kompensationssignal mit gleich breiter Quantisierungsstufe wie
die OuantisierungsstuSe der Grobquantisierung erzeugt.
-
Das Kompensationssignal wird dann zu odr von den grobquantisierten
Signalkomponenten addiert bzw. subtrahiert.
-
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert.
Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild eines linearen Beispiels einer herkömmlichen
Digital-Signal-Transformationseinrichtung, Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen Digital-Signal-Transformationseinrichtung, Fig. 3 Signale
zur Erläuterung des Betriebs der Digital-Signal-Transformationseinrichtung der Fig.
2, und Fig. 4 ein Blockschaltbild eines nicht linearen Beispiels zur Erläuterung
des Betriebs der Digital-Signals-Transformationseinrichtung der Fig. 2.
-
Bevor ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung näher erläutert
wird, wird zum besseren Verständnis von dieser eine herkömmliche Digital-Signal-Transformationseinrichtung
(vgl. Proceedings ... a.a.O.), anhand der
Fig. 1 näher beschrieben.
-
Die Fig. 1 zeigt ein lineares Beispiel eines Schaltungsaufbaues der
herkömmlichen Einrichtung mit Z-Transformationen eines Eingangssignales X1(Z), eines
quantisierten Rauschens N1(Z) sowie eines Ausgangssignales Y1(>) und eine Z-Transfer-Funktion
H11(Z). In diesem Fall sind die Beziehungen zwischen dem Eingangssignal und dem
Quantisierungsrauschen sowie dem Ausgangssignal gegeben durch: y1(z) = H12(Z) (X1(Z)
+ N1(Z)) (1) H12(Z) = 1 (2).
-
1 + H11(Z) Da die Transfer-Funktion für das Signal und die Transfer-Funktion
für das Rauschen gleich zueinander sind, ist es deshalb mit der herkömmlichen Signal-Transformationseinrichtung
mit dem Schaltungsaufbau der Fig. 1 unmöglich, eine co 0-Komponente des Rauschens
im Ausgangssignal auszuschließen und die Rauschkomponenten nahe cc ausreichend zu
dämpfen, mit #0 = bestimmte Winkel- oder Kreisfrequenz im Signal-Kreisfrequenzband.
-
Während die Rauschkomponenten außerhalb des Signal-Frequenzbandes
sofort ausreichend durch ein Filter gedämpft werden können, ist es jedoch bekanntlich
unmöglich, die Rauschkomponenten im Signal-Frequenzband einfach von den Signalkomponenten
zu trennen, sobald sie mit diesen zusammengefaßt sind.
-
Die Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Digital-Signal-Transformationseinrichtung, nämlich ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung
zum Transformieren eines Differential-Puls-Code-Modulationssignales (im folgenden
als DPCM- Signal bezeichnet) in ein Delta-Modulationssignal (im folgenden als A
M-Signal bezeichnet).
-
In Fig. 2 wird in einen Eingang 1 ein DPCM-Signal eingespeist, das
von einem DPCM-Codierer abgegeben wird, der eine Einheit zum Codieren eines Differenzsignales
zwischen zwei benachbarten Abtastwerten oder eine Einheit zum Erzeugen eines feinquantisierten
Signales ist.
-
Ein DPCM-Bus (Sammelschiene) 2 ist mit dem Anschluß 1 verbunden. Zur
Vereinfachung der folgenden Beschreibung sei angenommen, daß die Bits des codierten
Signales vier höherwertige Bits und acht niederwertige Bits umfassen. Da der DPCM-Codierer
auf herkömmliche Weise aufgebaut ist (vgl. "Proceedings ..." a.a.O.), wird hierauf
nicht näher eingegangen.
-
Bei jeder Abtastperiode werden die vier höherwertigen Bits und die
acht niederwertigen Bits des codierten Signales zu einem Pufferregister 9 bzw. einem
Akkumulator 3 gespeist. Das bedeutendste Bit der vier höherwertigen Bits ist ein
Vorzeichen-Bit, das das Vorzeichen oder die Polarität des Signales darstellt. Im
folgenden wird ein Schaltungsaurbau zum Transformieren des Eingangssignales in das
grobquantisierte 6-M-Signal näher erläutert.
-
Ein Taktsignal mit einer Taktfrequenz für das A Signal (die 24 mal
so groß wie die Abtastfrequenz im DPCM-
Codierer ist) wird von
einem Taktsignalgenerator 5 zu einem Zeit- oder Taktsteuer-Signalgenerator 4 gespeist,
der einen Zähler und Logik-Gatter aufweist und das Taktsignal zählt, um Pulsfolgen
tl, t2, t5, t4, t5 zu erzeugen (vgl. Fig. 3). Die Pulsfolgen tl, t2, tS, t4 betätigen
jeweils UND-Gatter 6-1, 6-2, 6-3, 6-4, um das im Pufferregister 9 gespeicherte DPCM-Signal
zu einem ODER-Gatter 7 zu speisen. Ein Ausgangs signal des ODER-Gatters 7 stellt
dann das # M-Signal dar. Der Generator zum Erzeugen des AM-Signales aus dem DPCM-Signal
mit dem Pufferregister 9, den UND-Gattern 6, dem Taktsteuer-Signalgenerator 4 und
dem ODER-Gatter 7 wurde bereits als Binär-Rate-Multiplizierer entwickelt (vgl.
-
z.B. "Digital-Linear-Interpolation und Binär-Rate-Multiplizierer"
von W. Arnstein u.a., Control Engineering, Band 11, Nr. 2, Seiten 321-343, Juni
1964).
-
Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden die niederwertigen
Bits des DPCM-Signales im -Akkumulator 3 gesammelt, und ein Überlaufsignal (das
tatsächlich ein Übertrag bzw. Carry von einer bedeutendsten Bit-Stelle eines Addierers
ist, der den Akkumulator bildet) wird zum UND-Gatter 6-5 gespeist, das seinerseits
durch die Impulsfolge t5 betätigt wird, die die Abtastperiode während jedes freien
Zeitabstandes vom Binär-Rate-Multiplizierer aufweist, und ein Ausgangssignal des
UND-Gatters 6-5 wird am Ausgangsanschluß 8 durch das ODER-Gatter 7 Uberlagert. Das
Eingangssignal zum Akkumulator 3 ist das Quantisierungsrauschen aufgrund der Transformierung
des feinquantisierten Signales in das grobquantisierte Signal, und der Akkumulator
3 und das UND-Gatter 6-5 bilden eine Einheit zum Transformieren der Frequenz-Kennlinie
des Quantisierungsrauschens,
d.h., zum Dämpfen insbesondere der
Frequenzkomponenten im Signal-Frequenzband. Das Ausgangs signal dieser Einheit wird
zum grobquantisierten Ausgang gespeist.
-
Auf diese Weise entsteht eine Rausch-Mitkopplungsschaltung.
-
Die Fig. 4 ist ein nichtlineares Modell der Schaltungsanordnung,
zur Erläuterung des Betriebs des Ausführungsbeispiels. Zur Vereinfachung sei angenommen,
daß die Signalverarbeitung in einem Betrieb mit fester Dezimalstelle und die Grobquantisierung
durch Abrunden oder Abschneide einer reellen Zahl erfolgen, um eine ganze Zahl zu
erzeugen. Das Signal wird durch eine Z-Trans formation der Signal form und das Abrunden
oder Abschneiden durch einen nichtlinearen Operator r dargestellt, der festgelegt
ist durch:
größer als mit lakl = maximale ganze Zahl nicht V a.(Wenn die Z-Transformierte eines
Signales, das eine Funktion der Zeit t ist, d.h., x(t), durch X(Z),dargestellt wird,
dann gilt die Beziehung
Wenn die Abtastperiode T beträgt und der Kern der Laplace-Transformierten e -ST
beträgt, liegt eine Beziehung Z = eST vor.)
In Fig. 4 stellen gleiche
Bezugszeichen wie in Fig. 2 Bauteile mit gleichen Funktionen dar. Das Eingangssignal
ist durch X2(Z) (das dem feinquantisierten Signal entspricht) und das Ausgangssignal
durch Y2 (Z) (das dem E M-Signal vom Ausgangsanschluß 8 entspricht) dargestellt.
Wenn der Binär-Rate-Multiplizierer durch ein Tiefpaßfilter angenähert wird, sind
die Z-Transformations-Funktionen des Tiefpaßfilters und des Akkumulators 3 durch
H21(Z) bzw. H22(Z) dargestellt.
-
Da das feinquantisierte DPCM-Signal X2(Z) in die höherwertigen Bits
und die niederwertigen Bits geteilt wird, kann angenommen werden, daß die höherwertigen
Bits auf dem Abschneiden der niederwertigen Bits (2-1) beruhen. Die niederwertigen
Bits können als Summe (2-2) des Signales X2(Z) und des höherwertigen Bit-Signales
angesehen werden, dessen Vorzeichen umgekehrt ist (2-3).
-
In einer tatsächlichen Schaltung (vgl. Fig. 2) ist lediglich erforderlich,
den Bit-Parallelen Eingangssignal-Bus 2 in einen höherwertigen Bit-Bus und einen
niederwertigen Bit-Bus zu teilen. Es sei darauf hingewiesen, daß das Addieren mit
umgekehrtem Vorzeichen des Summanten lediglich ein Ausdruck im nichtlinearen Modell
der Fig. 4 ist. Die niederwertigen Bits werden im Akkumulator 3 gesammelt, um ein
Ausgangssignal W2 (Z) zu erzeugen, und ein Uberlaufsignal N22 hiervon wird zum Ausgangs
signal des A M-Codierers addiert (7). Daher ist das bedeutendste Bit des Signales
im Akkumulator abgeschnitten (5-2). Damit kann schließlich das im Akkumulator zurückbleibende
Signal als Ergebnis einer Reihe von Operationen dargestellt werden, nämlich dem
Umkehren des Vorzeichens des abgeschnittenen Signales (5-5), dem Addieren des umgekehrten
abgeschnittenen Signales zum Ausgangssignal des
Akkumulators ()-5)
und dem Einspeisen der sich ergebenden Summe in den Akumulator als Einganssiganl
W1(Z) (3-4).
-
Es sei darauf hingewiesen, daß das obige Umkehren des Vorzeichens
des abgeschnittenen Signales und dessen Einspeisen in den Akkumulet;or als Eingangssignal
W1(Z) ein reiner Ausdruck im nichtlinearen Modell ist und daher in der tatsächlichen
Schaltung keine spezielle Einheit zum Addieren von W1(Z) vorliegt, sondern dies
lediglich auftritt, daß das iiberlauf-Bit nicht gespeichert wird und daher keine
Rolle beim folgenden Sammeln spielt.
-
Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel wird eine Z-Transformierte mit
einer Abtastfrequenz angenommen, die gleich der Taktfrequenz des #M-Decodieres ist.
Dann ist das Eingangssignal gegeben durch:
H21 (Z) und H22(Z) sind gegeben durch: 1 . 1 - Z-H21(Z) = H22(Z) = Z-16 Wenn die
Eigenschaften des Quantisierungsrauschens für das Ausführungsbeispiel in Fig. 4
ohne Begrenzen von H21(Z) und H22(Z) auf die obige Weise analysiert werden, führt
dies zu den folgenden Ergebnissen:
Für das Ausgangssignal Y2(Z)
wird erhalten: Y2(Z) = H21#{X2(Z)} + #{W2(Z)} Für W1(Z) folgt aus den obigen Gleichungen:
W1(Z) = H22(Z) FW2(Z) #{W2(Z)} W2(Z) = W1(Z) + X2(Z) - #{X2(Z)} Aus den obigen Gleichungen
folgt für die im Ausgangssignal enthaltenen Rauschkomponenten: Y2 - H21(Z) X2(Z)
= N21(Z) + N22(Z) (4) mit N21(Z) =[1-H21(Z)].[X2(Z) - #{X2(Z)}) (5) N22(Z) = -[1-H22(Z)].[W2(Z)
- #{W2(Z)}) (6) So lange die Signalamplitude nicht extrem klein ist, folgt #X2(Z)
- F #X2(Z)## einem gleichmäßigen Verteilungsmuster. Daher kann eine gute Näherung
für ein statistisches oder weißes Rauschen erzielt werden. Das Leistungsspektrum
hiervon ist ungefähr proportional zu [1-H21(exp(jwt))]2.
-
Das gleiche gilt für
[W2(Z) -| {W(2)}] In einem Spezialfall,
werl lediglich die Anzahl der Quantisierungspegel geändert werden soll, d.h., wenn
H,1(Z) = 1 vorliegt, gilt offenbar tT21(Z) = O.
-
Wenn H21(Z) ein bandbegrenztes Filter ist und H21(Z) # 1 (Z # 1)
(7) vorliegt, ist die Leistungsdichte von N21(Z) nahe Gleichstrom sehr gering.
-
Da H22(Z) unabhängig von einer Kennlinie zum Signal X2(Z) bestimmt
werden kann, kenn das Leistungsspektrum von M22(Z) relativ frei gesteuert werden.
Bei einer Frequenz entsprechend dem Nullpunkt von 1-H22(Z) ist die Leistungsdichte
von M22(Z) Null. Da z. B. beim Ausführungsbeispiel der Fig. 2 H22(Z) = z 16 vorliegt,
ist die Leistungsdichte von N22(Z) bei Frequenzen gleich ganzzahligen Vielfachen
von 1/16 T Null. Wenn die Leistungsdichte von N22(Z) nahe Gleichstrom kleiner als
diejenige in Fig. 2 gewählt wird, sollte die folgende Beziehung erfüllt sein: 1-H22(Z)
= (1-Z-16)² oder H22(Z) = 2Z-16 - Z-32 Da im allgemeinen H21(Z) und H22(Z) durch
herkömmliche Digital-Filter verwirklicht werden können, kann die Schaltung der Fig.
4 einfach aufgebaut werden, wenn H21(Z) und H22(Z) gegeben sind.
-
Im folgenden wird die Vorbesserung im Leistungsverhältnis des Signales,
zum Rauschen im Signal-Frequenzband (Rauschabstand) näher erläutert, was einen der
Hauptvorteile der Erfindung bildet.
-
Es sei angenommen, daß die Abtastfrequenz fs, das Signal-Frequenzband
fb, die Rauschleistung Po und fs»fb vorliegen. Bei der Schaltung der Fig. 4 ist
ohne das Kompensationssignal W2(Z) das Rausch-Leistungsspektrum des Ausgangssignals
vom #M-Decodierer im wesentlichen flach, und die Rausch-Leistungskomponente i.m
Signal-Frequenzband kann angenähert werden durch: fb P01 # 2PO fs Wenn andererseits
die Kompensation durch Rausch-Mitkopplung erfolgt, kann die Rausch-Leistungskomponente
im Signal-Frequenzband angenähert werden durch:
4#² #fb# = PO ³.
-
3 #fs# Aus den obigen Gleichungen folgt, daß die durch Kompensation
erhaltene Verbesserung des Leistungsverhältnisses des Signales zum Rauschen im Signal-Frequenzband
gegeben ist durch: P1 fs 10 log # 20 log - 8,2 (8) P2 fb
Wenn die
Abtastfrequenz für das DPCM-Signal im Vergleich zur Signal-Bandbreite ausreichend
groß ist, ist H21(e WT) im Signal-Frequenzband nahezu gleich Null, und die Komponente
im Signal-Frequenzband des Rauschens N21(Z) + N22(Z) ist ausreichend klein. Das
so erhaltene t M-Signal wird durch den AM-Decodierer in ein Analog-Signal umgewandelt,
und ein Ausgangssignal vom aM-Decodierer wird zu einem Analog-Tiefnaßfilter gespeist,
um die Rauschkomponenten außerhalb des Signal-Frequenzbandes zu unterdrücken. Auf
diese Weise wird ein Signal mit großem Rauschabstand erhalten.
-
Während das Ausführungsbeispiel der Fig. 4 die Kompensation für die
Grobquantisierung mittels Abschneiden zeigt, sei darauf verwiesen, daß die Erfindung
auch anwendbar ist, um die Wirkung des durch Grobquantisierung hervorgerufenen Rauschens
mittels Abrunden zu verringern.
-
Während sich das oben beschriebene Ausführungsbeispiel auf eine Digital-Signal-Transformations-Einrichtung
zum Transformieren des DPCM-Signales in das 4 M-Signal bezieht, sei darauf verwiesen,
daß die Erfindung auf jede Einrichtung zum Trans formieren eines feinquantisierten
Digital-Signales in ein grobquantisierten Digital-Signal anwendbar ist. Z.B kann
die Erfindung bei einem herkömmlichen Digital-Filter (vgl. US-PS 3 777 130 vom 3.
Dezember 1973) verwendet werden, bei dem ein im Akkumulator hervorgerufenes Abrund-Rauschen
in einem weiteren Akkumulator gesammelt und ein Überlauf hiervon zu einem Ausgangssignal
mitgekoppelt wird, um das Abrund-Rauschspektrum zu steuern.
-
Die erfindungsgemäße Einrichtung kann einfach mit
herkömmlichen
Digital-Bausteinen und Digital-Speicherelementen hergestellt werden, so daß sich
eine Signaltransformation mit gegenüber herkömmlichen Digital-Transformationseinriehtungen
geringerem Quantisierungsrauschen ergibt.
-
L e e r s e i t e