DE2818052A1

DE2818052A1 - Quantisierung eines signals mit sich ueber ein gegebenes frequenzband erstreckendem spetkrum

Info

Publication number: DE2818052A1
Application number: DE19782818052
Authority: DE
Inventors: Alain Croisier; Daniel Esteban; Claude Galand
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1977-04-29
Filing date: 1978-04-25
Publication date: 1978-11-16
Also published as: US4142071A; GB1550607A; DE2818052C2; JPS6027459B2; FR2389277A1; CA1127310A; JPS53135561A; FR2389277B1

Description

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

ker/bm

Quantisierung eines Signals mit sich über ein gegebenes Frequenz band erstreckendem Spektrum

Die Erfindung betrifft Verfahren und Schaltungsanordnungen zur Quantisierung eines Signals mit sich über ein gegebenes '· Frequenzband erstreckendem Spektrum entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Insbesondere wird dabei die Digitaltechnik zur Codierung eines i zeitlich abgetasteten Signals und die Verbesserung des Signal/j Rauschverhältnisses beim Quantisieren angesprochen.

Die übersetzung eines zeitabhängigen Signals in eine digitale Codeform erfolgt üblicherweise durch Abtastung dieses Signals und durch Quantisierung der einzelnen Abtastwerte. Dazu ist vorab die Festlegung eines Maßstabes zur Bestimmung der Signal-· amplituden in Abschnitten und dann die Zuordnung je eines kennzeichnenden Digitalwerts zu den einzelnen Abschnitten durclji zuführen. Wenn eine Quantisierung betrieben wird, werden dabei alle Abtastwerte, deren Amplitude innerhalb der Grenzen des gleichen Abschnitts liegt, mittels eines gleichgroßen Digitalwerts codiert. Dabei erfolgt natürlicherweise eine nicht ganz richtige Wiedergabe mit einem gewissen Fehler zwischen dem Ursprungssignal und seiner codierten Form. Diese Abweichungen führen zu einem sogenannten Quantisierungsrauschen. Offensichtlich führt eine Einengung der vorgesehenen Abschnitte zur Beschränkung dieses Rauschens. Andererseits würde dann jedoch auch eine größere Zahl von Abschnitten und entsprechenden Digitalwerten bei der Codierung erforderlich, was wiederum die Zahl von Bits zur digitalen Definition der einzelnen Abschnitte beträchtlich erhöht. Dabei ist ein größerer Aufwand bezüglich des vorzusehenden Geräts zu betreiben und unter

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Umständen die Verstopfung eines in Aussicht genommenen Übertragungskanals zu erwarten. Daher wurde versucht, das für eine Codierung erforderliche Bitvolumen einzuschränken und trotzdem ein annehmbares Signal/Rauschverhältnis zu erzielen. Umgekehrt soll auch bei vorgegebenem Bitvolumen eine Quantisierung ermöglicht werden, die das auftretende Rauschen auf einen geringstmöglichen Wert beschränkt.

Diese Bestrebungen sind auch der Anstoß zur sogenannten Deltacodierung, bei der Quantisierungsbits zur Codierung der Signalamplitudendifferenzen zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastzeitpunkten verwendet werden und bei der nicht die gesamte absolute Amplitude pro Abtastwert codiert wird. Je weiter die zu quantisierende Informationsbreite beschränkt wird, um so günstiger wird die Verwendung der einzelnen Quantisierungsbits, weil dann auch der zugrundeliegende Maßstab in engere Abschnitte unterteilbar ist.

Diese Verfahren sind weiter verbessert worden durch statistische Berücksichtigung der zu codierenden Signale. Da die Energie von Sprachsignalen normalerweise zum größeren Teil in den niederfrequenten Bereichen des Spektrums liegt, wurde vorgeschlagen, den größeren Teil der Quantisierungsbits auf diese Zonen anzuwenden; dabei soll eine genauere Quantisierung in diesen Zonen erfolgen als im höheren Frequenzbereich, Als Beispiel hierzu soll auf die

Arbeit von Crochiere und anderen hingewiesen werden, die im Bell System Technical Journal vom Oktober 1976 veröffentlicht wurde. Beim darin beschriebenen Verfahren wird das Sprachsignal zuerst mittels einer Anordnung parallel liegender Bandpässe, die das gesamte Fernsprechband überdecken, aufgeteilt. Die sich dabei ergebenden Bandbereiche werden dann unter Modulation in das Grundband zurückverlegt und mit ihrer Nyquist-Frequenz abgetastet. Dann wird jedes Signal bzw. Teilband in einer

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!unterschiedlichen Weise quantisiert, wobei mehr Bits den 'unteren Bandbereichen als den oberen Bandbereichen zugeordnet j werden. Dabei ergibt sich eine gewisse Invarianz der Spektral- ' charakteristika des zu codierenden Signals, was dann der Fall ί ist, wenn nur menschliche Sprachsignale zu verarbeiten sind. i Trotz gewisser Unterschiede zwischen den einzelnen Sprechern J !ermöglicht eine statistische Betrachtung die Wahl eines jQuantisierungsbitvolumens und dessen Verteilung auf die !einzelnen Teilbänder.

Leider bringt die Spezialisierung des Codierers auf nur eine ' Signalart augenfällige Nachteile mit sich. Dies ist insbei

sondere dann störend, wenn mittels desselben Codierers einerseits echte Sprachsignale und andererseits Signale zu verarbeiten sind, die sich aus der Kombination eines Digitaldatenspektrums ergeben; trotz Lage im gleichen Frequenzband wie die Sprache ist dabei doch eine ganz andere energetische Verteilung gegeben.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines Teilband-Codierverfahrens, mit dem die zufallsmäßig auf einzelne Teilbänder verteilte Energie in beiden Fällen günstig Iquantisierbar ist; dabei soll ein Verfahren zur Codierung eines Signals mittels Abtastblöcken unter Aufteilung des Signalspektrums in Frequenzteilbänder und unter dynamischer Verteilung des verfügbaren Codierbitvolumens auf diese Teilbänder angegeben werden; das gewählte Verfahren soll unter Verwendung einer kleinen Bitzahl die Wiedergabe eines wie mit einer großen Bitzahl codierten Signals ermöglichen.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 2 zeigt eine der in Fig. 1 dargestellten Baugruppen .

Fig. 3 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel. ,Fign. 4 u. 5 zeigen einige der Baugruppen gemäß Fign. 1 und

Ein abgetastetes, zu codierendes Signal möge bezeichnet werden als S(nt). Es soll angenommen werden, daß dessen Spektrum in ρ nebeneinanderliegende Teilbänder aufgeteilt wird, die einzeln quantisiert werden; dabei soll jedoch die sich ergebende Gesamtzahl von Quantisierungsbits konstant und gleich N sein. Bei herkömmlichen Codierverfahren werden alle Teilbänder ;einer gleichartigen Quantisierung mit N/p Bits unterworfen. Dabei ergibt sich ein gewisses Quantisierungsrauschen, das vermindert werden könnte, wenn anstelle der Quantisierung aller Teilbänder mit dem gleichen Bitvolumen die Verteilung , des insgesamt vorgegebenen Bitvolumens in einer vernünftigeren Weise erfolgen würde.

ι Dies könnte etwa erfolgen, wenn die Spektralcharakteristika des zu codierenden Signals statistisch bekannt sind. Ein , spezieller Codierer könnte dazu entworfen werden.

Die vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren, das ausgezeichnet für die Verarbeitung varianter Signale geeignet ist. Zur Verständlichmachung dieses Verfahrens wird angenommen, daß die Bitzahl bei der Quantisierung eines von S(nt) abgeteilten Signals im i-ten Teilband n. sei.

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Die in diesem Teilband vor der Quantisierung enthaltene Energie soll als E. bezeichnet werden. Das im Teilband auftretende Quantisierungsrauschen ist in erster Näherung anzugeben durch die folgende Beziehung:

-2n
^ei - ^Ei * ²

Der quadratische Durchschnittsfehler für alle p_ Teilbänder ist dann:

^p "²ⁿi

e = Σ E_± · 2 ^x

Es gilt des weiteren:

Σ n_± = N j

Der Fehler e_ ist minimal, wenn alle e ergebenden Summenglieder zueinander gleich sind. Wenn angenommen wird:

E. · 2 ¹^k

mit einer Konstanten k und i =1, 2, 3, ..., p, dann ergibt sich:

1 i

n. = - log k + log E.,

wobei log jeweils den Logarithmus mit der Basis 2 bedeutet, η. = σ + log E. mit σ = - log k

^P η A

N= Σ η. = ρ σ + log " E?

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faanach ist:

- log Jl E?

! P

kenn der Gesamtquantisieruagsfehler über alle Teilbänder minimal sein soll, muß das Bitvolumea für die Quantisierung des t-ten Teilbands wie folgt gegeben sein:

¹ N - log 1 e|

; η ₌ _ - + log E? (1)

Wenn n,, die jeweilige Bitzafel angibt, ergibt sich twx ein ganz-i kahliger Näherungswert aus (1). Auf der Grundlage einer Messung der Eaergie in den einzelnen Teilbändern ergibt sich dann eine Möglichkeit swr rationellen und dynamischen Verteilung der Suantisieruagsbits.

!Jach der Aufteilung des Signals in £ Teilbänder und Messung ier in den einzelnen Teilbändera enthaltenen Energie ergibt sich dann das bsi der Quantisierung der einseifen Teilbänder zuzuteilende Bitvolumen unter Anwendung der Gleichung (1).

Praktisch gilt die jeweilige Einstellung des Quantisierers für einen gegebenen Zeitabschnitt und dabei für einen Block nit mehreren Abtastwerten. Dabei köaaea die Miplitudengrenzen bestimmt werden, innerhalb derer das Signal während des betrach beten Zeitabschnitts variiert. Aus einem Vergleich dieser Grenzen und aus dem zugeordneten Bit^olwmen wird der Wert des 2uantisierungsschritts Q abgeleitet, der für die Quantisierung jedes betroffenen Teilbands gewählt wird. Wenn z.B. die Amplitude des i-ten Teilbands zwischen O und 10 V variiert und das zugeordnete Bitvolumen n. = 1 ist, kann ein Schritt Q. = 5 V gewählt werden. Dabei werden dann alle Abtastwerte über 5 V

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:nit einer "1" und alle 5 V unterschreitenden Abtastwerte mit 5iner "O" codiert.

Wenn das Signal frequenzmäßig in ausreichend schmale Teilbänder μnterteilt wird, ist das Spektrum in den einzelnen Teilbändern Verhältnismäßig flach. Es soll nun angenommen werden, daß die !Energie in jedem Teilband proportional dem Quadrat der Amplijtude des größten Abtastwerts (M) ist. Dann ist:

' E₁ -. ^λ ' mJ (2)

λ ist dabei ein Proportionalitätskoeffizient.

Jnter Kombination der Gleichungen (1) und (2) ergibt sich:

N - log Π M.

+ log M₁ (3)

Venn man von den vorgenannten Gleichungen ausgeht und für

, je einen ganzzahligen Näherungswert angibt, wird sehr inwahrscheinlich die nachstehende Gleichheit erfüllt:

Σ η, = Ν (4)

Venn jedoch die einzelnen Werte von n. für alle Teilbänder vorliegen, kann eine Anpassung dieser Werte erfolgen, um der Gleichung (4) zu genügen. Eine solche Anpassung wird unter Neuverteilung der Bits durchgeführt, d.h. durch Addition oder Subtraktion von Bits zu bzw. von den einzelnen n..

Wenn im übrigen digitale Schaltkreise zur Durchführung der Quantisierung entsprechend der Erfindung benutzt werden sollen, lann sind bereits vorangehend codierte Signale zu verarbeiten. Diese vorangehende Codierung wird in üblicher Weise mit einer ionen Bitzahl durchgeführt, um Genauigkeit zu erreichen; dann

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wird eine der Erfindung entsprechende Anordnung für die Requantisierung der Signalabtastwerte verwendet, wobei eine Beschränkung des Gesamtbitvolumens für alle Teilbänder unter einer vernünftigeren Verteilung des Gesamtvolumens erfolgt.

■Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 ermöglicht die Durchführung jdes vorgenannten Quantisierungsverfahrens. Das abgetastete und jmit PCM mit großer Bitzahl codierte Eingangssignal S (nt) ent- !hält Abtastwerte X₀, die einer Filterbank FB zugeführt werden. Diese Filterbank teilt das Signal in p_ Teilbänder B. auf, die jeweils Abtastwerte X (mit i = 1, 2, ..., p) enthalten. Eine Energiemeßvorrichtung Em prüft in den einzelnen Teilbändern die während eines vorgegebenen Zeitabschnitts empfangenen Abtastwerte und bestimmt dabei deren größten (M). Em bestimmt somit Werte M. für j = 1, 2, ..., p. Dann werden diese Werte !einem Logarithmusgenerator LOG eingegeben, der z.B. eine Tabelle mit Punktkoordinaten der Funktion y = 2 enthalten kann oder der ein Mikroprozessor sein mag, dessen Programm die Berechnung des Zweier-Logarithmus von M. mittels einer konvergierenden Reihe durchführt. Danach werden die Werte log M. · einem Summierer SUM zugeführt, der sie mit einem Wert 1/p addiert und dieses Zwischenergebnis von N/p subtrahiert. Da- ■ bei gibt der Summierer SUM jeweils den Wert σ ab. Nunmehr ! stehen dann sämtliche Informationen zur Verfügung, die die ' Quantisierung der Teilbänder erlauben. Zur Vereinfachung der Erläuterung wird angenommen, daß jedes Teilband für sich quantisiert wird. DQ. soll die Baugruppe sein, die das i-te , Teilband quantisiert. Wie in Fig. 2 gezeigt, umfaßt DQ₁ die folgenden Einzelheiten: Einen Addierer ADD., einen Quantisierschrittgenerator SG₁ und einen eigentlichen Quantisierer QT.. Die Addition des log M₁ und σ im ADD₁ ergibt n., welches im ₁ zur Erzeugung des Quantisierungsschritts Q₁ unter Durchführung der folgenden Operation verwendet wird:

ΡΪΓΊΪ77 öoi

(5)

Die Information Q. wird dem Quantisierer QT₁ eingegeben, der die X¹ mit der Bitzahl n_± requantisiert und dabei eine neue Digitalfolge S erzeugt.

Wenn z.B. angenommen wird, daß n^ - 1 ist_y dann ist der Quantisierungsschritt Q₁ = M..

Der Quantisierer QT. führt eine einfache Vorzeichenerkennung

i i

des Vorzeichens von X durch. Wenn X > Q, dann gibt QT.

j i "~ i

S= 1 ab; wenn dagegen X < O, dann wird S=O abgegeben.

Somit werden die ursprünglich z.B. mit 16 Bits in PCM-Technik codierten X^x in eine Darstellung mit einem Bit umcodiert.

Wie vorangehend erläutert wurde, benötigt die Anwendung des Verfahrens nach der vorliegenden Erfindung die Analyse des Teilbandinhalts über eine vorgegebene Zeitspanne. Es erscheint indessen nicht sehr zweckmäßig, n. und den Quantisie-

i rungsschritt für jeden einzelnen Abtastwert X zu verändern. Im Gegensatz dazu scheint dieses Verfahren insbesondere für eine Codierung von Abtastblöcken geeignet zu sein, wie z.B. bei der sogenannten BCPCM-Technik. Für jeden Block von K -—-Abtastwerten wird ein Maßstabsfaktor C gewählt, wobei der größte Abtastwert des Blocks nicht außerhalb der vorgegebenen Codiergrenzen liegen soll. Dann werden die K Abtastwerte des Blocks quantisiert. Das Ergebnis enthält dabei den Maßstabsfaktor und die K Abtastwerte des Blocks, die nach der Quantisierung eine den Block ausreichend definierende digitale Information sind. Zur weiter ins einzelne gehenden Beschreibung dieser Codierungsart möge auf einen Vortrag von Croisier hingewiesen werden, der 1974 auf dem International Seminar on Digital Communications in Zürich mit dem Titel "Progress in

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JPCM and Delta Modulation: Block Companded Coding of Speech Signal" gehalten wurde. Bei der vorliegenden Erfindung ^;wird n. jeweils für die Dauer eines Blocks definiert.

Für C. kann der Wert M. oder ein Näherungswert dafür gewählt werden, womit die Gleichung (3) geschrieben werden kann als:

: P

N - log ir C.

j=1 ³
n_± = + log C₁ (6)

Wenn das Signal zur Wiedergabe der ürsprungsinformation S(t) decodiert werden soll, sind natürlich nicht nur die S der einzelnen Teilbänder erforderlich, sondern auch die C.. Wenn eine solche Codierung und Decodierung für die Nachrichtenübermittlung verwendet werden soll, kann die Verstopfung der Kanäle dadurch eingeschränkt v/erden, daß die n. nicht übertragen werden, da sie nach der Gleichung (6) im Empfänger [rückberechenbar sind. Für die ρ Teilbänder werden daher ρ |Werte von Q. , ρ Vierte von C. und ρ-K Werte der requantisierten Signalabtastwerte übertragen.

Noch mehr Bits können eingespart werden, indem nur die ρ·Κ Äbtastwerte, die ρ Werte von n. und nur ein Quantisierungsschrittwert übertragen werden, wie dies anhand des angegebenen zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung erläutert wird. Für dieses zweite Beispiel sind K und ρ als 8 bzw. 16 gewählt worden, i = 1, 2, ..., 16 ist dabei der Index, der das entsprechende Teilband oder den Kanal kennzeichnet, und j = 1, 2, ..., 8 ist ein Index, der die Wertigkeit der einzelnen Abtastungen innerhalb ihres Blocks definiert. Die Umschreibung {X.} ist daher eine vollständige Definition aller 128 Abtastungen, die über sämtliche ρ Teilbänder in einem Zeitabschnitt verteilt sind, der einer Blocklänge entspricht; dabei sind im aufgeführten Beispiel 16 · 8 Abtastungen zu berücksichtigen.

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jwährend der beschriebene Codierer für die Verarbeitung eines \ Signals in einem Frequenzband unter 4000 Hz gedacht ist, ist i eine Abtastung von S(t) mit 8 kHz möglich, wobei sich Blöcke j jnit einer Dauer von 128/8000 = 16 ms ergeben.

Gemäß Fig. 3 werden die zu requantisierenden eingegebenen Abtastwerte wiederum einer Filterbank FB zugeführt. Diese JFilterbank teilt das eingegebene Signal in 16 Teilbänder auf, jäeren M. im Em bestimmt werden. Die einzelnen M. werden durch [16 Bits lange Worte definiert. Danach erfolgt eine Tabellenauslesung. Um einen allzu großen Speicher zur Bereithaltung ler Tabellenwerte zu vermeiden, werden die M. mittels einer mit 3FT bezeichneten Tabelle umdefiniert, wobei die Werte C. abge-Leitet werden.

Die Tabelle SFT kann z.B. 32 =2 mit 10 Bits codierte tferte enthalten, die über das ganze Variationsintervall der |l. verteilt sind. Jedes einzelne M. wird auf den nächst-

liegenden Wert dieser 32 Werte auf- oder abgerundet. Dies kann Unter Verwendung fünf dichotomischer Tests durchgeführt werden ind ergibt einen mit 10 Bits codierten Wert C. und dessen mit 5 Bits codierte Adresse AD. in der Tabelle SFT. Diese 5 Bits werden zur Adressierung einer Logarithmustabelle LOG verwendet, welche A. = log, C. abgibt. Wenn Ci zwischen 1 und 1024 liegt, dann gilt 0 < A. < 10. Für A. ist ein Format mit 12 Bits zur Definition des Logarithmus von C. gewählt, von dem wiederum i Bits als Mantisse genommen werden. Die vom LOG abgegebenen ierte werden einer Anordnung BA übertragen, die σ und n. nach ien folgenden Gleichungen errechnet:

1 ¹⁶ i
σ » τ£ (N - Σ IT)

⁹⁷⁷ °°¹ 809846/0871

iDabei ist:

16
Σ η. = N

Es wurden drei Bits für die Quantisierung von n. festgelegt; dazu wird eine Beschneidung von n. im Block TR durchgeführt, so daß nur die beschnittenen Werte n.¹ zwischen 000 und 111 weiterverwendet werden. Diese Werte ni dienen zur Bestimmung des Quantisierungsschritts Q in QSD, in welchem die folgende Operation abläuft:

r -n! + 1

Σ C, · 2 *■

r ist darin die Zahl der Teilbänder, für die η' f O ist. Diese Bänder mit η' ψ O allein werden für die Berechnung gemäß Gleichung (7) verwendet.

Praktisch ist die Vereinfachung der Operationen zur Bestimmung von Q unter Durchführung einer Summierung für alle Teilbänder möglich, was die Bestimmung von Q mittels der nachstehenden Beziehung ermöglicht:

P -η' + 1

Σ C, · 2 ^χ

Q =

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Des weiteren hat eine Untersuchung mit verschiedenen Sprechern | gezeigt, daß das Verhältnis zwischen einem Schritt Q., der für jeweils eines der Teilbänder steht, und dem mittleren Schritt Q gemäß (7) nicht sehr stark von einer Stimme zu einer anderen ; variiert und etwa gleich γ = 0,6875 (d.h. -j-g·) ist. Unter \ Dimensionierung des voranstehend bestimmten Quantisierungs- ■ Schritts so, daß sich Q' = 0,6875 Q ergibt, wird das Quantisierungs-Signal/Rauschverhältnis um ungefähr 2 dB verbessert, i

16
Des weiteren wird Σ η' wesentlich von N verschieden sein.

Dann verbleibt ein Bitvolumenüberschuß (£0), welcher wie folgt ^: angegeben werden kann: \

16

N - Σ η!

Dieser Überschuß wird über die 16 Teilbänder verteilt. Dies erfolgt im Block REP, dessen Operationskriterien verschieden mindf je nach dem, ob N - Σ n! positiv oder negativ ist.

Erster Fall:

P
N- Σ η? >0

Der Bitvolumenüberschuß wird auf die Quantisierer der Teilbänder verteilt, für die nj= 0 ist, und zwar beginnend mit deir die niedrigsten Frequenzen enthaltenden Teilband und unter Zuordnung nur eines zusätzlichen Bits zu jedem einzelnen Teilband .

Zweiter Fall:

N- Σ η.¹ < 0:
i=1 *

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Der Bitüberschuß wird ^ zwar mit den Teilbändei unter Subtraktion jewei Der die vorgenannten Ρέ {η'} in eine neue Folge Beispiel mit N = 25:	-so- 2818052 ran den Teilbändern abgezogen, und :n mit der höchsten Frequenz beginnend, lIs eines Bits von jedem Teilband. ille ausführende REP wandelt die Folge j {n?} um.	3	n!	Σ η! = 29	3	>
	Σ n£ = 22	4	3	^ηΐ	5
		3	4	3	5 '
i	3	3	• 5	3
0	2	3	5	2
1	1	2	3	1
. 2	0	1	2	1
3	1	1	I	2
4	1	1	1	2
5	0	1	2	0
6	1	1	2	1
7	0	1	0	0
- 8	0	1	2	0
9	0	0	1	0
IO	2	0	0	0
11	1	2	0	0
12	1	1
13	1
14
15

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So werden die {η!} aus der Folge {n.¹} und mit N bestimmt. ie werden zur Nachstellung des Quantisierers auf der tlbertragungsseite verwendet. In Wirklichkeit wird für alle Teilbänder, für die ni verschieden von ni ist, eine Nachkorrektur les Quantisierungsschritts durchgeführt. Wenn n.¹ = n' + 1 ist, lann muß das zugehörige Teilband mit einem durch zwei geteilten Schritt quantisiert v/erden. Dabei sind auch die Werte {η ί} im empfangenden Decodierer anzuwenden. Es werden aber lur die^;Folgen, {n'} übertragen und die Folgen {n'} rückerrechnet, wie es im Empfänger unschwer durchführbar ist; lies erfolgt nach den voranstehend angegebenen Kriterien.

Die Werte der Parameter Q und n' werden zur Steuerung der funktionen des eigentlichen Quantisierers QUANT benutzt, lessen Eingang die Werte {X.} zugeführt werden. Sein Quan :isierungsschritt wird so eingestellt, daß:

ⁿl " ⁿ
= Q · 2 ^X

ienn das zu verarbeitende Teilband mit einem Bit (n! = 1) requantisiert werden soll, läßt sich die Leistungsfähigkeit lurch Multiplikation von Q. mit einem statistisch bestimmten Taktor α verbessern. Mit α = 5/8 = 0,625 läßt sich ein Signal/Rauschverhältnis erzielen, das über das für α = 1 linausgelit. Dieser Koeffizient wird gewählt, um die Qualitätsunterschiede zu berücksichtigen, die sich bei einer Quantisierung mit herkömmlicher Ein-Bit-BCPCM-Technik ergeben, nämlich inter Berücksichtigung des Mittelwertes der Amplitudenabtasttferte eines Blocks als Bezugsmaß anstelle der Amplitude des jrößten Abtastwertes des betrachteten Blocks.

)ie Codierung nach der vorliegenden Erfindung gründet sich auf lie spektrale Zerlegung, die in der Filterbank FB gemäß Fign. I und 3 durchgeführt wird. Die Abtastung der Teilbänder mit Lhrer Nyquist-Frequenz würde die Konstanthaltung der Infor-

?r 977 boi 8tf98ϊ"δ7ΐΗΓ71

mationsHienge ermöglichen, um andererseits einen flachen ; Frequenzgang über der gesamten Bandbreite des Signals S (t) '■ zu erzielen, sollte sich der übertragungsgang der das Signal ' jin Teilbänder aufteilenden Filter um jeweils -3dB überlappen. ; Dies würde andererseits wegen der Abtastung zu Spektrumfalf,ungen und dabei zu übersprechen zwischen den Teilbändern führen. jUm solche Faltungen zu vermeiden, wird eine Bank mit sehr scharf begrenzenden Filtern (-2OdB) verwendet? dabei tritt ein unerwünschtes Echophänomen auf. Alle diese Nachteile können vermieden werden unter Verwendung einer Filterbank, die die genannten Spektralfaltungen vermeidet. Zu diesem Zweck wird eine baumartige Struktur vorgeschlagen, wie sie im IBM Technical Disclosure Bulletin, Bd. 19, Nr. 9, Febr. 1977, Seiten 3438 und 3439 beschrieben wurde. Entsprechend Fig. 4 der vorliegenden Erfindung umfaßt jedes Element F_rt,

F_, F* dieses Baumes zwei Halbbandfilter H₁ und H₂, die in Quadratur zueinander stehen, und Schalter, die jeweils nur den einen oder den anderen Abtastwert vom Ausgang eines solchen Filters abnehmen. Wenn z.B. fe die Abtastfrequenz am Eingang der Filterbank ist, wird diese Frequenz zu fe/2, fe/4 usw. beim Fortschreiten innerhalb des Baumes. Die totale Informationsmenge bleibt konstant; unabhängig davon, wieviele Schritte bei der Durchführung der Aufteilung verwendet werden. Dies ist völlig unabhängig davon, wie groß die Zahl der Teilbänder ist. Wenn festgelegt wurde, mit Blöcken von K Abtastwerten am Eingang zu arbeiten, erscheint am Ausgang eine gleichgroße Zahl von Abtastwerten über sämtliche Teilbänder. Die Halbbandfilter H₁ und H₂ können zusätzlich kombiniert werden, wie dies in der angezogenen Arbeit angegeben ist, um den erforderlichen Geräteaufwand einzuschränken.

Zur Wiedergewinnung des ursprünglichen Signals muß wieder auf ie ursprüngliche Abtastfrequenz fe zurückgekommen werden. ies wird gemäß Fig. 4 unter Filterung der erzielten Signale ttels Tiefpässen und Hochpässen in Form von Halbbandfiltern

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H₁* und H' der im genannten IBM Technical Disclosure Bulletin angezogenen Form durchgeführt. Dabei werden die Ausgangssignale Üer einzelnen Filter addiert. Die Äbtastfrequenz in den einzelnen Filterstufen ist wiederum um den Faktor zwei abgestuft. Dies läßt sich jeweils leicht unter Einfügung eines Abtastwerts O zwischen zwei aufeinanderfolgende Äbtastwerte durchführen .

Die beschriebenen baumartigen Strukturen lassen sich insbesondere auch zur Aufteilung in Teilbänder verschieden großer Breite verwenden. Dabei läßt sich auf der Codierseite die Aufteilung der Quantisierungsbits rationeller dadurch durchführen, daß das SignalSpektrum in ungleich breite Teilbänder aufgeteilt wird. Dies läßt sich durch Ersatz der Filter eines Teils der Zweige der Baumstrukturen gemäß Fig. 4 durchführen in Form von Verzögerungsleitungen zur Kompensation der Durchlaufzeit durch die Filter der anderen Teilbänder. Fig. 5 zeigt ein Beispiel einer solchen Ausführung. Das abgetastete

ßignal S(t) wird unter Verwendung des Filterpaares F^ in

O (zwei Teilbänder aufgeteilt. Das obere von F_Q abgegebene Band wird über eine Verzögerungsleitung LR geführt, wohingegen das

' 2

jintere Band abermals in zwei Teilbänder in F_Q aufgeteilt wird.

JDie Abtastfrequenzen werden dabei wie in Fig. 4 angegeben reduziert. Für einen Abtastblock werden K/4 Abtastwerte am Aus-

gang jedes der Filter H^ und

Ausgang der Verzögerungsleitung abnehmbar.

von F und K/2 Abtastwerte am

JDie dargestellten Baumstrukturen können selbstverständlich

^uch durch andere Kombinationen von Transversalfiltern ersetzt werden, die digital gleichwertige Ergebnisse abgeben.

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Claims

--Κ- Z818052

PATENTANSPRÜCHE

y\J Verfahren zur Quantisierung eines Signals mit sich über ein gegebenes Frequenzband erstreckendem Spektrum, gekennzeichnet durch die nachstehenden Verfahrensschritte :

- Aufteilung des Signals in ρ Frequenz-Teilbänder;

- Messung der Signalenergie E in jedem dieser Teilbänder ;

- Ermittlung des Logarithmus dieser gemessenen Energiewerte ;

- Verteilung des Bitvolumens, das für die Signalquantisierung der Summe aller Teilbänder vorgegeben wird, nach dem folgenden Zusammenhang:

N - log Π Ε.

j-1 ³ \ Π a + log Ef

mit

n^ als der dem i-ten Teilband zuzuordnenden Bitzahl und

N als der insgesamt für sämtliche ρ Teilbänder vorgegebenen Bitzahl,

wobei

n_± für die Einstellung der Quantisierungs- stufe Q₁ für das i-te Teilband verwendet wird;

- Quantisierung der in den einzelnen Teilbändern enthaltenen Signalanteile mit jeweils n_± Bits.

Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die einseinen Teilbänder verschieden große Bandbreiten aufweisen.

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3. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, j daß die Einstellung der Quantisierungsstufen Q. jeweilaj für einen Zeitabschnitt gegebener Dauer des zu guan- j tisierenden Signals erfolgt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zu verarbeitende Signal in Form periodischer Abtastwerte der Quantisierung unterzogen wird und daß pro Teilband und vorgegebenen Zeitabschnitt jeweils die Amplitude des größten Abtastwerts bei der Messung der Teilbandenergie verwendet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verteilung des Bitvolumens mit der Gesamtzahl N nach dem folgenden Zusammenhang erfolgt:

P
N - log Π Μ.

J1

n. = + log M.

P mit

M. als der Amplitude des größten Abtastwerts pro Teilband und vorgegebenen Zeitabschnitt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Quantisierungsstufen Q. für die einzelnen Teilbänder nach folgendem Zusammenhang bestimmt werden:

Q₁

001 $ o § 8 4 6 / 0 611

Verfahren nach Anspruch 5 nach Anwendung der bekannten BCPCM-Technik auf das zu verarbeitende Signal, dadurch gekennzeichnet,

daß die Messung des größten Äbtastwerts pro Teilband zur Bestimmung des Maßstabsfaktors C für die Codierung des Abtastblocks in den einzelnen Teilbändern verwendet wird und
daß n. dem folgenden Zusammenhang genügt: P

N - log Π C.

+ log

;8. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens ι nach einem der vorangehenden Ansprüche,

J gekennzeichnet durch die Kombination der folgenden j Merkmale:

- eine Filterbank (FB), der das zu guantisierende j Signal zugeführt wird und die an ihren Ausgängen das Frequenzband des zugeführten Signale in ρ Teilbänder aufgeteilt abgibt;

- eine Maximalwert-Bestimmungsanordnung (Em), deren Eingänge mit den Ausgängen der Filterbank verbunden sind und die an ihren Ausgängen jeweils den größten Einzelwert (M.) pro Teilband und Zeitabschnitt vorgegebener Dauer abgibt;

- einen Logarithmusgenerator (LOG), dessen Eingänge mit den Ausgängen der Maximalwert-Bestiramungsanordnung verbunden sind und der an seinen Ausgängen den Logarithmus der zugeführten größten Einzelwerte pro Teilband abgibt;

- Rechenkreise (SUM+ADD.), deren Eingänge mit den Ausgängen des Logarithmusgenerators verbunden sind und die an ihren Ausgängen das pro Teilband zuzuordnende Bitvolumen in Form der Zahl n, abgeben;

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- ein Stufenwertgenerator (SG.) pro Teilband, dessen erster Eingang vom zugehörigen Ausgang der Maximalwert-Bestimmungsanordnung gespeist wird, dessen zweiter Eingang mit dem n. abgebenden Ausgang der dem gleichen Teilband zugeordneten Rechenkreise verbunden ist und der für sein Teilband an seinem Ausgang die anzuwendende Quantisierungsstufe (Q.) abgibt;

- ein Quantisierer (QT.) pro Teilband, dem einerseits vom zugehörigen Stufenwertgenerator die jeweils anzuwendende Quantisierungsstufe (Q.) und dem andererseits von der Filterbank die aufeinanderfolgenden Teilband-Abtastwerte (X ) zugeführt werden und der an seinem Ausgang die quantisierten Signalwerte (S.) abnehmbar macht. ;

Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,

daß ihrer Filterbank (FB) Abtastwerte des zu quantisierenden Signals in BCPCM-Form und in Blöcken zu je K Abtastwerten zugeführt werden und daß für jedes Teilband eine Anordnung vorgesehen ist, deren Eingang mit dem zugehörigen Teilbandausgang der Maximalwert-Bestimmungsanordnung (Em) verbunden ist und die an ihrem Ausgang den jeweiligen Maßstabsfaktor C. für die Codierung des zugehörigen Teilbandes in BCPCM-Technik,

d.h. in an sich bekannter blockkompandierter PCM-Technik,
für die Bestimmung von

N - log

abnehmbar macht.

P
Π

+ log

6/0 671

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekenn-

; zeichnet,

daß pro Teilband ein Stufenwertgenerator (SGi) vorgesehen ist, dessen erster Eingang nicht direkt mit dem zugehörigen Ausgang der Maximalwert-Bestimmungsanordnung (Em) verbunden ist, sondern mit dem jeweils ermittelten Maßstabsfaktor C. von der zusätzlich für jedes Teilband eingefügten Anordnung gespeist wird, und der an seinem Ausgang die jeweilige Quantisierungsstufe Q. nach folgendem Zusammenhang abgibt:

j P -n +1

Σ C, · 2 *■

ο.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,
; daß pro Teilband ein Stufenwertgenerator (SGi) vorge-

j sehen ist, dessen erster Eingang nicht direkt mit dem zugehörigen Ausgang der Maximalwert-Bestimmungsanordnung (Em) verbunden ist, sondern mit dem jeweils ermittelten Maßstabsfaktor C. von der zusätzlich für jedes Teilband eingefügten Anordnung gespeist wird, und der an seinem Ausgang die jeweilige Quantisierungsstufe Q. nach folgendem Zusammenhang abgibt:

r -n.+1

Λ ^ci · ²

wobei

r die Zahl der Teilbänder ist, deren η. ψ Ο ist,

und

C^ - 0 gesetzt wird für die Teilbänder mit n. = O.

»ν/ öör - 009846/0671

12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 10 oder 11/ dadurch gekennzeichnet, daß eine Abrundungs- und/oder Aufrundungs-Anordnung auf ganze Zahlen für die errechneten Werte n. vorgesehen ist.

13. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß bei

P r

Σ η. ψ N oder Σ η_± / N = I¹ i = 1

die an der vorgegebenen Zahl N noch fehlenden Bits auf die aktiven Teilbänder verteilt werden, wobei sich für mindestens einige der vorgesehenen Teilbänder für n. ergänzte n. ergeben und des weiteren ebenfalls korrigierte Quantisierungsstufen Q. nach folgendem Zusammenhang anzuwenden sind:

η -η
Q₁ = Q · 2 ^x ^x

14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 13, dadurch gekennzeichnet,

daß die sich ergebenden Quantisierungsstufen Q. vor der Eingabe in die Teilband-Quantisierer (QT.) mit einem Wichtungskoeffizienten multipliziert werden.

fr 977 001 8 0 9 8 4 6/0671