JP2699382B2 - ノイズシエーピング方法 - Google Patents
ノイズシエーピング方法Info
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- JP2699382B2 JP2699382B2 JP63046595A JP4659588A JP2699382B2 JP 2699382 B2 JP2699382 B2 JP 2699382B2 JP 63046595 A JP63046595 A JP 63046595A JP 4659588 A JP4659588 A JP 4659588A JP 2699382 B2 JP2699382 B2 JP 2699382B2
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Description
【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。
Ａ産業上の利用分野 Ｂ発明の概要 Ｃ従来の技術（第７図、第14図〜第17図） Ｄ発明が解決しようとする問題点（第７図、第14図〜第
17図） Ｅ問題点を解決するための手段（第１図） Ｆ作用（第１図） Ｇ実施例（第１図〜第13図） （G1）第１の実施例（第１図〜第７図） （G2）第２の実施例（第４図〜第６図、第８図〜第12
図） （G3）第３の実施例（第13図） （G4）他の実施例 Ｈ発明の効果 Ａ産業上の利用分野 本発明はノイズシエーピング方法に関し、例えばオー
デイオ信号等を高品質で記録、再生、伝送するようにな
されたデイジタル信号処理装置に適用して好適なもので
ある。
17図） Ｅ問題点を解決するための手段（第１図） Ｆ作用（第１図） Ｇ実施例（第１図〜第13図） （G1）第１の実施例（第１図〜第７図） （G2）第２の実施例（第４図〜第６図、第８図〜第12
図） （G3）第３の実施例（第13図） （G4）他の実施例 Ｈ発明の効果 Ａ産業上の利用分野 本発明はノイズシエーピング方法に関し、例えばオー
デイオ信号等を高品質で記録、再生、伝送するようにな
されたデイジタル信号処理装置に適用して好適なもので
ある。
Ｂ発明の概要 本発明は、ノイズシエーピング方法において、再量子
化器の入力信号及び逆再量子化器の出力信号を、それぞ
れ所定量だけ重み付けして予測化フイルタに帰還するこ
とにより、全体として簡易な構成でかつ処理時間が短い
ノイズシエーピング方法を実現することができる。
化器の入力信号及び逆再量子化器の出力信号を、それぞ
れ所定量だけ重み付けして予測化フイルタに帰還するこ
とにより、全体として簡易な構成でかつ処理時間が短い
ノイズシエーピング方法を実現することができる。
Ｃ従来の技術 従来、この種のデイジタル信号処理装置においては、
適応予測符号化法（adaptive predictive coding:APC）
の手法を用いてオーデイオ信号を符号化して伝送するこ
とにより、S/N比、明瞭度等の劣化を未然に防止して高
い伝送効率で伝送するようになされたものがある（特開
昭59−223033号公報、特開昭60−223034号公報、特開昭
61−158217号公報、特開昭61−158218号公報）。
適応予測符号化法（adaptive predictive coding:APC）
の手法を用いてオーデイオ信号を符号化して伝送するこ
とにより、S/N比、明瞭度等の劣化を未然に防止して高
い伝送効率で伝送するようになされたものがある（特開
昭59−223033号公報、特開昭60−223034号公報、特開昭
61−158217号公報、特開昭61−158218号公報）。
第14図及び第15図において、それぞれ１及び２は適応
予測符号化法を用いて入力デイジタル信号SIを伝送する
ようになされたフイードフオワード型及びフイードバツ
ク型のデイジタル信号処理装置を示し、入力デイジタル
信号SIを線型予測分析（linear predictive coding:LP
C）の手法を用いて再量子化する。
予測符号化法を用いて入力デイジタル信号SIを伝送する
ようになされたフイードフオワード型及びフイードバツ
ク型のデイジタル信号処理装置を示し、入力デイジタル
信号SIを線型予測分析（linear predictive coding:LP
C）の手法を用いて再量子化する。
すなわち、フイードフオワード型のデイジタル信号処
理装置１においては、入力デイジタル信号SIを予測化フ
イルタ３を介して加算器４に与えることにより、入力デ
イジタル信号SI及び予測化フイルタ３の出力信号の差信
号でなる残差信号SZ1を得る。
理装置１においては、入力デイジタル信号SIを予測化フ
イルタ３を介して加算器４に与えることにより、入力デ
イジタル信号SI及び予測化フイルタ３の出力信号の差信
号でなる残差信号SZ1を得る。
予測化フイルタ３は、時間関数でなるオーデイオ信号
が、隣接したサンプリング点間のみならず、ある程度離
れたサンプリング点の間でも相関があることを利用し
て、入力デイジタル信号SIを所定期間ごとに区切つて各
期間における入力デイジタル信号SIの特徴を検出し（す
なわち、線型予測分析でなる）、その特徴に基づいてフ
イルタ特性を切り換えるようになされている。
が、隣接したサンプリング点間のみならず、ある程度離
れたサンプリング点の間でも相関があることを利用し
て、入力デイジタル信号SIを所定期間ごとに区切つて各
期間における入力デイジタル信号SIの特徴を検出し（す
なわち、線型予測分析でなる）、その特徴に基づいてフ
イルタ特性を切り換えるようになされている。
従つて加算器４を介して、当該特徴に対する入力デイ
ジタル信号SIの線型予測残差でなる残差信号SZ1を得る
ことができる。
ジタル信号SIの線型予測残差でなる残差信号SZ1を得る
ことができる。
さらにデイジタル信号処理装置１においては、残差信
号SZ1が減算器５及び再量子化器７を介して伝送路L1に
出力されると共に、その出力信号が再量子化器７の逆特
性でなる逆再量子化器９を介して再量子化器７の入力信
号と共に減算器８に与えられ、その結果得られる差信号
SZ2が予測化フイルタ３と同特性の予測化フイルタ10を
介して減算器５に入力されるようになされている。
号SZ1が減算器５及び再量子化器７を介して伝送路L1に
出力されると共に、その出力信号が再量子化器７の逆特
性でなる逆再量子化器９を介して再量子化器７の入力信
号と共に減算器８に与えられ、その結果得られる差信号
SZ2が予測化フイルタ３と同特性の予測化フイルタ10を
介して減算器５に入力されるようになされている。
従つて伝送路L1においては、入力デイジタル信号SIの
線型予測残差でなる残差信号SZ1が再量子化されて伝送
され、かくして、入力デイジタル信号SIを残差信号SZ1
の形で伝送した分、入力デイジタル信号SIを情報圧縮し
て伝送することができる。
線型予測残差でなる残差信号SZ1が再量子化されて伝送
され、かくして、入力デイジタル信号SIを残差信号SZ1
の形で伝送した分、入力デイジタル信号SIを情報圧縮し
て伝送することができる。
従つて受信側において、予測化フイルタ３と同特性の
予測化フイルタ14、逆再量子化器９と同特性の逆再量子
化器15及び加算器16を用いて伝送信号SL1を復号するこ
とにより、高い伝送効率で入力デイジタル信号SIを伝送
することができる。
予測化フイルタ14、逆再量子化器９と同特性の逆再量子
化器15及び加算器16を用いて伝送信号SL1を復号するこ
とにより、高い伝送効率で入力デイジタル信号SIを伝送
することができる。
これに対して、フイードバツク型のデイジタル信号処
理装置２においては、入力デイジタル信号SIを減算器20
及び再量子化器21を介して出力すると共に、その出力信
号SL1を逆再量子化器22及び加算器23を介して予測化フ
イルタ24に与える。
理装置２においては、入力デイジタル信号SIを減算器20
及び再量子化器21を介して出力すると共に、その出力信
号SL1を逆再量子化器22及び加算器23を介して予測化フ
イルタ24に与える。
さらに、当該予測化フイルタ24の出力信号を減算器20
及び加算器23に与えることにより、予測化フイルタ24に
帰還ループを形成すると共に当該予測化フイルタ24を介
して伝送信号SL1を帰還し、これにより入力デイジタル
信号SIを適応予測符号化法の手法を用いて符号化するよ
うになされている。
及び加算器23に与えることにより、予測化フイルタ24に
帰還ループを形成すると共に当該予測化フイルタ24を介
して伝送信号SL1を帰還し、これにより入力デイジタル
信号SIを適応予測符号化法の手法を用いて符号化するよ
うになされている。
かくして、フイードバツク型のデイジタル信号処理装
置２においても、フイードフオワード型のデイジタル信
号処理装置１と同様に高い伝送効率で入力デイジタル信
号SIを伝送することができる。
置２においても、フイードフオワード型のデイジタル信
号処理装置１と同様に高い伝送効率で入力デイジタル信
号SIを伝送することができる。
具体的には、第16図にフイードバツク型を例に取つて
示すように、デイジタル信号処理装置30においては、入
力デイジタル信号SIを線型予測分析器31に与え、所定期
間ごとに入力デイジタル信号SIのスペクトラム形状を検
出する。
示すように、デイジタル信号処理装置30においては、入
力デイジタル信号SIを線型予測分析器31に与え、所定期
間ごとに入力デイジタル信号SIのスペクトラム形状を検
出する。
線型予測分析器31は、その検出結果に基づいて予測化
フイルタ32及び33の係数の切換信号でなる予測化フイル
タパラメータ信号SPを出力することにより、入力デイジ
タル信号SIのスペクトラム形状に応じて、伝送信号SL1
の符号化を例えばストレートPCM（pulse code modulati
on）、和分PCM又は差分PCMの間で圧縮効率の高い符号化
方式に切り換えるようになされている。
フイルタ32及び33の係数の切換信号でなる予測化フイル
タパラメータ信号SPを出力することにより、入力デイジ
タル信号SIのスペクトラム形状に応じて、伝送信号SL1
の符号化を例えばストレートPCM（pulse code modulati
on）、和分PCM又は差分PCMの間で圧縮効率の高い符号化
方式に切り換えるようになされている。
これに対して最大値検出器34は、減算器35を介して得
られる予測化フイルタ32の出力信号及び入力デイジタル
信号SIの残差信号SZ3を受け、その最大値を検出してフ
ローテイング係数検出器36に出力する。
られる予測化フイルタ32の出力信号及び入力デイジタル
信号SIの残差信号SZ3を受け、その最大値を検出してフ
ローテイング係数検出器36に出力する。
フローテイング係数検出器36は、最大値検出器34の出
力信号に基づいてフローテイング係数信号SFを減算器20
及び再量子化器21の間に設けられた乗算器37に出力し、
これにより所定のダイナミツクレンジに補正された入力
信号が再量子化器21に入力されるようになされている。
力信号に基づいてフローテイング係数信号SFを減算器20
及び再量子化器21の間に設けられた乗算器37に出力し、
これにより所定のダイナミツクレンジに補正された入力
信号が再量子化器21に入力されるようになされている。
さらに、再量子化器21及び加算器23の間には、乗算器
37と逆特性の乗算器38が設けられ、乗算器37で再量子化
器21の入力信号をフローテイングした分、逆に再量子化
器21の出力信号をフローテイングするようになされてい
る。
37と逆特性の乗算器38が設けられ、乗算器37で再量子化
器21の入力信号をフローテイングした分、逆に再量子化
器21の出力信号をフローテイングするようになされてい
る。
かくして、伝送信号SL1と共に予測化フイルタパラメ
ータ信号SP及びフローテイング係数信号SFを伝送し、受
信側でそれぞれ予測化フイルタ33及び乗算器38と同特性
の予測化フイルタ40及び乗算器39を用いて復号すること
により、入力デイジタル信号SIを情報圧縮して伝送する
ことができる。
ータ信号SP及びフローテイング係数信号SFを伝送し、受
信側でそれぞれ予測化フイルタ33及び乗算器38と同特性
の予測化フイルタ40及び乗算器39を用いて復号すること
により、入力デイジタル信号SIを情報圧縮して伝送する
ことができる。
ところで、この種のデイジタル信号処理装置において
は、送信側で再量子化する際に量子化雑音の発生を避け
得ず（以下再量子化雑音と呼ぶ）、このためノイズシエ
ーピングの手法を用いて聴感上の信号対量子化雑音比
（SNR）を改善するようになされたものが提案されてい
る（IEEE TRANS ACTIONS ON ACOUSTICS,SPEECH,AND SIG
NAL PROCE SSING,VOL.ASSP−27,NO.3,JUNE 1979、電子
情報通信学会誌4/'87 VOL.70,NO.4頁392〜400、特開昭5
9−223032号公報、特開昭60−103746号公報、特開昭61
−158220号公報）。
は、送信側で再量子化する際に量子化雑音の発生を避け
得ず（以下再量子化雑音と呼ぶ）、このためノイズシエ
ーピングの手法を用いて聴感上の信号対量子化雑音比
（SNR）を改善するようになされたものが提案されてい
る（IEEE TRANS ACTIONS ON ACOUSTICS,SPEECH,AND SIG
NAL PROCE SSING,VOL.ASSP−27,NO.3,JUNE 1979、電子
情報通信学会誌4/'87 VOL.70,NO.4頁392〜400、特開昭5
9−223032号公報、特開昭60−103746号公報、特開昭61
−158220号公報）。
すなわち、第14図に対応して第17図に示すように、予
測化フイルタ10に代えてノイズフイルタ45を用いて、減
算器８から出力される再量子化器７の入力信号及び逆再
量子化器９の出力信号の差信号（すなわち、再量子化の
際の再量子化誤差信号でなる）SZ2を帰還することによ
り、平坦な形状でなる残差信号SZ1のスペクトラム形状
を、入力デイジタル信号SIでなるオーデイオ信号のスペ
クトラム形状に応じて変化させて再量子化し、これによ
り再量子化雑音のスペクトラム形状をオーデイオ信号の
スペクトラム形状に近似させる。
測化フイルタ10に代えてノイズフイルタ45を用いて、減
算器８から出力される再量子化器７の入力信号及び逆再
量子化器９の出力信号の差信号（すなわち、再量子化の
際の再量子化誤差信号でなる）SZ2を帰還することによ
り、平坦な形状でなる残差信号SZ1のスペクトラム形状
を、入力デイジタル信号SIでなるオーデイオ信号のスペ
クトラム形状に応じて変化させて再量子化し、これによ
り再量子化雑音のスペクトラム形状をオーデイオ信号の
スペクトラム形状に近似させる。
すなわち、予測化フイルタ３及びノイズフイルタ45の
周波数特性を、それぞれＰ（ｚ）及びＦ（ｚ）とおき、
平坦な周波数特性をΔとおいて、ｚを次式、 ｚ＝exp（ｊωｔ） ……（１） で表すと、入力デイジタル信号SIでなるオーデイオ信号
の周波数特性SSは、次式、 の関係式で表すことができ、再量子化した際の量子化雑
音の周波数特性NSは、次式、 の関係式で表すことができる。
周波数特性を、それぞれＰ（ｚ）及びＦ（ｚ）とおき、
平坦な周波数特性をΔとおいて、ｚを次式、 ｚ＝exp（ｊωｔ） ……（１） で表すと、入力デイジタル信号SIでなるオーデイオ信号
の周波数特性SSは、次式、 の関係式で表すことができ、再量子化した際の量子化雑
音の周波数特性NSは、次式、 の関係式で表すことができる。
従つてノイズフイルタ45の周波数特性Ｆ（ｚ）を、予
測化フイルタ３の周波数特性Ｐ（ｚ）に対して、任意の
定数αを用いて次式、 Ｆ（ｚ）＝Ｐ（z/α） ……（４） の関係式で表される関係に保持すれば、（３）式に代入
して次式、 の関係式で表すことができる。
測化フイルタ３の周波数特性Ｐ（ｚ）に対して、任意の
定数αを用いて次式、 Ｆ（ｚ）＝Ｐ（z/α） ……（４） の関係式で表される関係に保持すれば、（３）式に代入
して次式、 の関係式で表すことができる。
すなわち、第７図に示すように、定数αの値に応じて
再量子化雑音のスペクトラム形状LNSをオーデイオ信号
のスペクトラム形状LSSに近づけることができ、これに
より聴感上のマスキング効果を利用して信号対量子化雑
音比（SNR）を改善することができる。
再量子化雑音のスペクトラム形状LNSをオーデイオ信号
のスペクトラム形状LSSに近づけることができ、これに
より聴感上のマスキング効果を利用して信号対量子化雑
音比（SNR）を改善することができる。
従つて、信号対量子化雑音比が改善された分、入力デ
イジタル信号SIを、さらに一段と情報圧縮して伝送する
ことができる。
イジタル信号SIを、さらに一段と情報圧縮して伝送する
ことができる。
Ｄ発明が解決しようとする問題点 ところで、フイードバツク型のデイジタル信号処理装
置２においては、予測化フイルタを１つ用いるだけで構
成することができるので、フイードフオワード型のデイ
ジタル信号処理装置１に比して、全体の構成を簡略化で
きる特徴がある。
置２においては、予測化フイルタを１つ用いるだけで構
成することができるので、フイードフオワード型のデイ
ジタル信号処理装置１に比して、全体の構成を簡略化で
きる特徴がある。
従つて、フイードフオワード型のデイジタル信号処理
装置１にノイズシエーピングの手法を適用したように、
フイードバツク型のデイジタル信号処理装置２にノイズ
シエーピングの手法を適用すれば、全体として簡易な構
成のデイジタル信号処理装置を得ることができると考え
られる。
装置１にノイズシエーピングの手法を適用したように、
フイードバツク型のデイジタル信号処理装置２にノイズ
シエーピングの手法を適用すれば、全体として簡易な構
成のデイジタル信号処理装置を得ることができると考え
られる。
ところが、フイードバツク型のデイジタル信号処理装
置２にノイズシエーピングの手法を適用する場合におい
ては、ノイズフイルタの特性を予測化フイルタと同時に
入力デイジタル信号SIに応じて複雑に切り換える必要が
生じ、その分全体の構成が煩雑化すると共に処理時間が
長くなる問題があつた。
置２にノイズシエーピングの手法を適用する場合におい
ては、ノイズフイルタの特性を予測化フイルタと同時に
入力デイジタル信号SIに応じて複雑に切り換える必要が
生じ、その分全体の構成が煩雑化すると共に処理時間が
長くなる問題があつた。
本発明は、以上の点を考慮してなされたもので、、全
体として簡易な構成で、処理時間が短いノイズシエーピ
ング方法を提案しようとするものである。
体として簡易な構成で、処理時間が短いノイズシエーピ
ング方法を提案しようとするものである。
Ｅ問題点を解決するための手段 かかる問題点を解決するため本発明においては、第１
の減算手段20によつて、入力信号SIと帰還信号との差を
求めることにより伝送情報を表す第１の差信号を得、再
量子化手段21によつて、第１の差信号を再量子化して再
量子化出力信号SL1を得、再量子化誤差信号生成手段に
よつて、第１差信号と、再量子化出力信号を逆量子化処
理して得た再量子化帰還信号との差を求めることによ
り、再量子化誤差信号SE1を得、重み付け手段52によつ
て、再量子化誤差信号SE1に重み付けをすることにより
重み付け再量子化誤差信号を得、加算手段53によつて、
第１の差信号と、重み付け再量子化誤差信号との和信号
を得、フイルタ手段54によつて和信号に周波数特性を付
与することにより帰還信号を得て第１の減算手段20に帰
還し、これにより、再量子化雑音のスペクトラム形状
を、入力信号S1のスペクトラム形状に近づけるようにす
る。
の減算手段20によつて、入力信号SIと帰還信号との差を
求めることにより伝送情報を表す第１の差信号を得、再
量子化手段21によつて、第１の差信号を再量子化して再
量子化出力信号SL1を得、再量子化誤差信号生成手段に
よつて、第１差信号と、再量子化出力信号を逆量子化処
理して得た再量子化帰還信号との差を求めることによ
り、再量子化誤差信号SE1を得、重み付け手段52によつ
て、再量子化誤差信号SE1に重み付けをすることにより
重み付け再量子化誤差信号を得、加算手段53によつて、
第１の差信号と、重み付け再量子化誤差信号との和信号
を得、フイルタ手段54によつて和信号に周波数特性を付
与することにより帰還信号を得て第１の減算手段20に帰
還し、これにより、再量子化雑音のスペクトラム形状
を、入力信号S1のスペクトラム形状に近づけるようにす
る。
Ｆ作用 フイルタを含む帰還ループからの帰還信号と入力信号
との差信号を、当該差信号を再量子化してなる差信号と
共に、それぞれ所定量だけ重み付けしてフイルタに出力
することにより、全体として簡易な構成で再量子化雑音
のスペクトラム形状を入力オーデイオ信号のスペクトラ
ム形状に近づけることができる。
との差信号を、当該差信号を再量子化してなる差信号と
共に、それぞれ所定量だけ重み付けしてフイルタに出力
することにより、全体として簡易な構成で再量子化雑音
のスペクトラム形状を入力オーデイオ信号のスペクトラ
ム形状に近づけることができる。
Ｇ実施例 （G1）第１の実施例 第15図との対応部分に同一符号を付して示す第１図に
おいて、50は全体としてノイズシエーピングの機能を備
えたフイードバツク型のデイジタル信号処理装置を示
し、減算器51を用いて再量子化器21の入力信号と逆再量
子化器22の出力信号との差信号でなる量子化誤差信号S
E1を得るようになされている。
おいて、50は全体としてノイズシエーピングの機能を備
えたフイードバツク型のデイジタル信号処理装置を示
し、減算器51を用いて再量子化器21の入力信号と逆再量
子化器22の出力信号との差信号でなる量子化誤差信号S
E1を得るようになされている。
さらに、デイジタル信号処理装置50においては、乗算
器52を介して量子化誤差信号SE1を値γ（０＜γ＜１）
だけ重み付けした後、加算器53を介して再量子化器21の
入力信号と加算して加算器23、予測化フイルタ24に帰還
するようになされている。
器52を介して量子化誤差信号SE1を値γ（０＜γ＜１）
だけ重み付けした後、加算器53を介して再量子化器21の
入力信号と加算して加算器23、予測化フイルタ24に帰還
するようになされている。
従つて加算器23においては、逆再量子化器22の出力信
号に加えて値（１−γ）だけ重み付けされた量子化誤差
信号SE1が入力され、これにより再量子化器21の入力信
号及び逆再量子化器22の出力信号とがそれぞれ所定量だ
け重み付けされて予測化フイルタ24を介して再量子化器
21に帰還される。
号に加えて値（１−γ）だけ重み付けされた量子化誤差
信号SE1が入力され、これにより再量子化器21の入力信
号及び逆再量子化器22の出力信号とがそれぞれ所定量だ
け重み付けされて予測化フイルタ24を介して再量子化器
21に帰還される。
従つて第２図に示すように、周波数特性Ｐ（ｚ）の予
測化フイルタ24及び加算器23を、周波数特性Ｐ（ｚ）／
（１−Ｐ（ｚ））の等価なフイルタ54に置き換えて等価
回路に表すことができる。
測化フイルタ24及び加算器23を、周波数特性Ｐ（ｚ）／
（１−Ｐ（ｚ））の等価なフイルタ54に置き換えて等価
回路に表すことができる。
さらに第３図に示すように、加算器53の入力信号につ
いて、それぞれ分離して等価回路に表すと、当該フイル
タ54及び加算器23を周波数特性Ｐ（ｚ）／（１−Ｐ
（ｚ））のフイルタ55及び周波数特性1/（１−Ｐ
（ｚ））のフイルタ56と加算器57に置き換えることがで
きる。
いて、それぞれ分離して等価回路に表すと、当該フイル
タ54及び加算器23を周波数特性Ｐ（ｚ）／（１−Ｐ
（ｚ））のフイルタ55及び周波数特性1/（１−Ｐ
（ｚ））のフイルタ56と加算器57に置き換えることがで
きる。
従つて第４図に示すように、フイルタ55及び乗算器52
を、周波数特性γＰ（ｚ）／（１−Ｐ（ｚ））のフイル
タ59に置き換えると共に加算器57を減算器58に置き換え
て表すことができる。
を、周波数特性γＰ（ｚ）／（１−Ｐ（ｚ））のフイル
タ59に置き換えると共に加算器57を減算器58に置き換え
て表すことができる。
さらに、第５図及び第６図に示すように、フイルタ56
及び減算器20を１つのフイルタにまとめて等価回路に表
すと、周波数特性（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ60に置き
換えることができ、当該フイルタ60を減算器58の入力側
に移動させて等価回路に表すと、周波数特性γＰ（ｚ）
／（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ59を、周波数特性γＰ
（ｚ）のフイルタ61に置き換えて、第17図の構成と同じ
構成の等価回路で表すことができる。
及び減算器20を１つのフイルタにまとめて等価回路に表
すと、周波数特性（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ60に置き
換えることができ、当該フイルタ60を減算器58の入力側
に移動させて等価回路に表すと、周波数特性γＰ（ｚ）
／（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ59を、周波数特性γＰ
（ｚ）のフイルタ61に置き換えて、第17図の構成と同じ
構成の等価回路で表すことができる。
従つて（３）式に、ノイズフイルタ45の周波数特性Ｆ
（ｚ）に代えて、フイルタ61の周波数特性γＰ（ｚ）を
代入して、次式 の関係式で表される再量子化雑音の周波数特性NSを得る
ことができる。
（ｚ）に代えて、フイルタ61の周波数特性γＰ（ｚ）を
代入して、次式 の関係式で表される再量子化雑音の周波数特性NSを得る
ことができる。
従つて、第７図に示すように、重み付け係数γの値に
応じて再量子化雑音のスペクトラム形状LNSをオーデイ
オ信号のスペクトラム形状LSSに近づけてノイズシエー
ピングの機能を得ることができ、これによりマスキング
効果を利用して聴感上の信号対量子化雑音比（SNR）を
改善することができる。
応じて再量子化雑音のスペクトラム形状LNSをオーデイ
オ信号のスペクトラム形状LSSに近づけてノイズシエー
ピングの機能を得ることができ、これによりマスキング
効果を利用して聴感上の信号対量子化雑音比（SNR）を
改善することができる。
かくして、予測化フイルタ24と共に動作を煩雑に切り
換えるノイズフイルタを用いなくても、量子化誤差信号
SE1を重み付けして再量子化器21の入力信号と共に予測
化フイルタ24に帰還するだけの簡易な構成でノイズシエ
ーピングの機能を得ることができ、全体の構成を簡略化
してその分処理時間を短くすることができる。
換えるノイズフイルタを用いなくても、量子化誤差信号
SE1を重み付けして再量子化器21の入力信号と共に予測
化フイルタ24に帰還するだけの簡易な構成でノイズシエ
ーピングの機能を得ることができ、全体の構成を簡略化
してその分処理時間を短くすることができる。
因に、重み付け係数γを値１に設定すると、予測化フ
イルタ24に逆再量子化器22の出力信号だけを帰還するこ
とができ、ノイズシエーピングの機能を備えていない従
来のフイードバツク型のデイジタル信号処理装置を得る
ことができる。
イルタ24に逆再量子化器22の出力信号だけを帰還するこ
とができ、ノイズシエーピングの機能を備えていない従
来のフイードバツク型のデイジタル信号処理装置を得る
ことができる。
第１図の構成において、減算器51を介して得られる量
子化誤差信号SE1が、乗算器52を介して値γだけ重み付
けされた後、加算器53を介して再量子化器21の入力信号
と共に予測化フイルタ24に出力され、これにより予測化
フイルタ24を介して逆再量子化器22の出力信号及び再量
子化器21の入力信号が所定量だけ重み付けされて再量子
化器21に帰還される。
子化誤差信号SE1が、乗算器52を介して値γだけ重み付
けされた後、加算器53を介して再量子化器21の入力信号
と共に予測化フイルタ24に出力され、これにより予測化
フイルタ24を介して逆再量子化器22の出力信号及び再量
子化器21の入力信号が所定量だけ重み付けされて再量子
化器21に帰還される。
以上の構成によれば、それぞれ所定量だけ重み付けさ
れた再量子化器21の入力信号及び逆再量子化器22の出力
信号を予測化フイルタ24に帰還することにより、再量子
化雑音のスペクトラム形状LNSをオーデイオ信号のスペ
クトラム形状LSSに近づけると共に入力デイジタル信号S
Iを情報圧縮して伝送することができる。
れた再量子化器21の入力信号及び逆再量子化器22の出力
信号を予測化フイルタ24に帰還することにより、再量子
化雑音のスペクトラム形状LNSをオーデイオ信号のスペ
クトラム形状LSSに近づけると共に入力デイジタル信号S
Iを情報圧縮して伝送することができる。
かくして全体として簡易な構成で処理時間が短くノイ
ズシエーピング機能を備えてなるフイードバツク型のデ
イジタル信号処理装置を得ることができる。
ズシエーピング機能を備えてなるフイードバツク型のデ
イジタル信号処理装置を得ることができる。
（G2）第２の実施例 第８図において、65は全体としてフイードバツク型の
デイジタル信号処理装置を示し、再量子化雑音のスペク
トル形状を、オーデイオ信号のスペクトラム形状に近似
させると共に高い周波数側で強調するノイズシエーピン
グの機能を備えている。
デイジタル信号処理装置を示し、再量子化雑音のスペク
トル形状を、オーデイオ信号のスペクトラム形状に近似
させると共に高い周波数側で強調するノイズシエーピン
グの機能を備えている。
実際上、９〔kHz〕以上の周波数帯域においては、そ
れ以下の周波数帯域に比して聴感が鈍くなることが知ら
れており、これを利用して高い周波数側で再量子化雑音
を強調してその分低い周波数側で再量子化雑音を抑圧す
れば、さらに一段と聴感上の信号対量子化雑音比を改善
することができる。
れ以下の周波数帯域に比して聴感が鈍くなることが知ら
れており、これを利用して高い周波数側で再量子化雑音
を強調してその分低い周波数側で再量子化雑音を抑圧す
れば、さらに一段と聴感上の信号対量子化雑音比を改善
することができる。
ところが、フイードバツク型のデイジタル信号処理装
置においては、再量子化雑音のスペクトラム形状をオー
デイオ信号のスペクトラム形状に近似させるだけでも全
体の構成が煩雑になることから、これに加えて再量子化
雑音のスペクトラム形状を高い周波数側で強調するよう
にすると格段的に構成が煩雑になる問題がある。
置においては、再量子化雑音のスペクトラム形状をオー
デイオ信号のスペクトラム形状に近似させるだけでも全
体の構成が煩雑になることから、これに加えて再量子化
雑音のスペクトラム形状を高い周波数側で強調するよう
にすると格段的に構成が煩雑になる問題がある。
このためこの実施例においては、減算器51を介して得
られる量子化誤差信号SE1を乗算器66を介して値γ
２（０＜γ２≦１）だけ重み付けした後、減算器67を用
いてノイズフイルタ68を介して得られる値γ２だけ重み
付けした量子化誤差信号SE1との差信号を得るようにな
されている。
られる量子化誤差信号SE1を乗算器66を介して値γ
２（０＜γ２≦１）だけ重み付けした後、減算器67を用
いてノイズフイルタ68を介して得られる値γ２だけ重み
付けした量子化誤差信号SE1との差信号を得るようにな
されている。
乗算器69は、減算器67から出力される差信号を値γ１
（０＜γ１≦１）だけ重み付けして加算器70に出力し、
これにより当該加算器70を介して所定量だけ重み付けさ
れた量子化誤差信号SE1及びそのノイズフイルタ68の出
力信号と、再量子化器21の入力信号とが加算器23、予測
化フイルタ24に出力されるようになされている。
（０＜γ１≦１）だけ重み付けして加算器70に出力し、
これにより当該加算器70を介して所定量だけ重み付けさ
れた量子化誤差信号SE1及びそのノイズフイルタ68の出
力信号と、再量子化器21の入力信号とが加算器23、予測
化フイルタ24に出力されるようになされている。
さらに、減算器20及び予測化フイルタ24間には加算器
71が設けられ、ノイズフイルタ68の出力信号が出力され
るようになされている。
71が設けられ、ノイズフイルタ68の出力信号が出力され
るようになされている。
従つて、再量子化器21の入力信号及び逆再量子化器22
の出力信号が所定量だけ重み付けされて予測化フイルタ
24に入力されると共に量子化誤差信号が所定量だけ重み
付けされてノイズフイルタ68を介して再量子化器21及び
予測化フイルタ24に出力されるようになされている。
の出力信号が所定量だけ重み付けされて予測化フイルタ
24に入力されると共に量子化誤差信号が所定量だけ重み
付けされてノイズフイルタ68を介して再量子化器21及び
予測化フイルタ24に出力されるようになされている。
従つて第９図に示すように、乗算器66及び69の重み付
け係数γ２及びγ１をそれぞれ値１及びβとおいて等価
回路に表すと、周波数特性Ｐ（ｚ）の予測化フイルタ24
及び加算器23を、周波数特性Ｐ（ｚ）／（１−Ｐ
（ｚ））の等価なフイルタ72に置き換えることができ
る。
け係数γ２及びγ１をそれぞれ値１及びβとおいて等価
回路に表すと、周波数特性Ｐ（ｚ）の予測化フイルタ24
及び加算器23を、周波数特性Ｐ（ｚ）／（１−Ｐ
（ｚ））の等価なフイルタ72に置き換えることができ
る。
さらに、第10図に示すように、ノズルフイルタ68を介
して加算器70に入力される入力信号を分離して等価回路
に表すと、当該フイルタ72及び加算器70を周波数特性Ｐ
（ｚ）／（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ73、周波数特性1/
（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ74と加算器75及び76に置き
換えることができる。
して加算器70に入力される入力信号を分離して等価回路
に表すと、当該フイルタ72及び加算器70を周波数特性Ｐ
（ｚ）／（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ73、周波数特性1/
（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ74と加算器75及び76に置き
換えることができる。
さらに第11図に示すように、加算器76及び減算器67の
入力信号をそれぞれ分離して等価回路に表すと、減算器
67、ノイズフイルタ68、乗算器69及び加算器76をノイズ
フイルタ68と同一の周波数特性Ｆ（ｚ）でなるフイルタ
68A及び68B、乗算器69と同一の重み付け係数βを備えて
なる乗算器69A及び69B、フイルタ73と同一の周波数特性
Ｐ（ｚ）／（１−Ｐ（ｚ））でなるフイルタ73A、73B及
び73C、加算器77と減算器78に置き換えることができ
る。
入力信号をそれぞれ分離して等価回路に表すと、減算器
67、ノイズフイルタ68、乗算器69及び加算器76をノイズ
フイルタ68と同一の周波数特性Ｆ（ｚ）でなるフイルタ
68A及び68B、乗算器69と同一の重み付け係数βを備えて
なる乗算器69A及び69B、フイルタ73と同一の周波数特性
Ｐ（ｚ）／（１−Ｐ（ｚ））でなるフイルタ73A、73B及
び73C、加算器77と減算器78に置き換えることができ
る。
従つて、第４図に示すように、量子化誤差信号SE1に
ついてまとめ等価回路に表すと、フイルタ68A、68B、73
B、73C及び74、乗算器69A及び69B、加算器75及び77と減
算器78を、減算器58及び周波数特性F1（ｚ）を、次式、 の関係式で表されるフイルタ80に置き換えることができ
る。
ついてまとめ等価回路に表すと、フイルタ68A、68B、73
B、73C及び74、乗算器69A及び69B、加算器75及び77と減
算器78を、減算器58及び周波数特性F1（ｚ）を、次式、 の関係式で表されるフイルタ80に置き換えることができ
る。
従つて第１の実施例の場合と同様に、第５図及び第６
図に示すように、フイルタ73A及び減算器20を１つのフ
イルタにまとめて表して、周波数特性（１−Ｐ（ｚ））
のフイルタ60に置き換えられ、これを減算器58の入力側
に移動させて等価回路に表して周波数特性F1（ｚ）のフ
イルタ80を、次式、 F2（ｚ）＝β−β・Ｐ（ｚ）・Ｆ（ｚ）＋Ｆ（ｚ） ……（８） の関係式で表される周波数特性F2（ｚ）のフイルタ81に
置き換えることができる。
図に示すように、フイルタ73A及び減算器20を１つのフ
イルタにまとめて表して、周波数特性（１−Ｐ（ｚ））
のフイルタ60に置き換えられ、これを減算器58の入力側
に移動させて等価回路に表して周波数特性F1（ｚ）のフ
イルタ80を、次式、 F2（ｚ）＝β−β・Ｐ（ｚ）・Ｆ（ｚ）＋Ｆ（ｚ） ……（８） の関係式で表される周波数特性F2（ｚ）のフイルタ81に
置き換えることができる。
従つて、（３）式の周波数特性Ｆ（ｚ）に（８）式の
周波数特性F2（ｚ）を代入して、次式 の関係式で、再量子化雑音の周波数特性NSを表すことが
できる。
周波数特性F2（ｚ）を代入して、次式 の関係式で、再量子化雑音の周波数特性NSを表すことが
できる。
ここで第12図に示すように、値Δで直線LFで表される
平坦な周波数特性を表すのに対し、（９）式の右辺の式
（１−Ｆ（ｚ））で表される周波数特性は、周波数特性
Ｆ（ｚ）を所定の周波数特性に選定することにより、曲
線LHで表されるように高い周波数側を強調する周波数特
性を表すことができる。
平坦な周波数特性を表すのに対し、（９）式の右辺の式
（１−Ｆ（ｚ））で表される周波数特性は、周波数特性
Ｆ（ｚ）を所定の周波数特性に選定することにより、曲
線LHで表されるように高い周波数側を強調する周波数特
性を表すことができる。
これに対して、（９）式の右辺の残りの式（１−β・
Ｐ（ｚ））／（１−Ｐ（ｚ））は、（３）式と同様にオ
ーデイオ信号のスペクトラム形状に近似した周波数特性
を表す。
Ｐ（ｚ））／（１−Ｐ（ｚ））は、（３）式と同様にオ
ーデイオ信号のスペクトラム形状に近似した周波数特性
を表す。
従つて、（９）式で表される再量子化雑音の周波数特
性NSは、曲線LNで表されるように、再量子化雑音のスペ
クトラム形状をオーデイオ信号のスペクトラム形状LSS
に近似させると共に高い周波数側で強調する周波数特性
でなる。
性NSは、曲線LNで表されるように、再量子化雑音のスペ
クトラム形状をオーデイオ信号のスペクトラム形状LSS
に近似させると共に高い周波数側で強調する周波数特性
でなる。
かくして、固定した周波数特性のノイズフイルタを用
いて、再量子化雑音のスペクトラム形状をオーデイオ信
号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周波数側
で強調するノイズシエーピングの機能を得ることがで
き、全体として簡易な構成でさらに一段と聴感上の信号
対量子化雑音比を改善することができる。
いて、再量子化雑音のスペクトラム形状をオーデイオ信
号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周波数側
で強調するノイズシエーピングの機能を得ることがで
き、全体として簡易な構成でさらに一段と聴感上の信号
対量子化雑音比を改善することができる。
因に、乗算器66及び69の重み付け係数γ２及びγ１を
それぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音の周波数特
性NSは、次式 の関係式で表すことができ、さらに一段とノイズシエー
ピングの特性を自由に選定することができる。
それぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音の周波数特
性NSは、次式 の関係式で表すことができ、さらに一段とノイズシエー
ピングの特性を自由に選定することができる。
第８図の構成において、減算器51を介して得られる量
子化誤差信号SE1が、乗算器66及び69を介して値γ２及
びγ１だけ重み付けされて予測化フイルタ24に入力され
ると共にノイズフイルタ68介して所定量だけ重み付けさ
れて予測化フイルタ24及び再量子化器21に入力される。
子化誤差信号SE1が、乗算器66及び69を介して値γ２及
びγ１だけ重み付けされて予測化フイルタ24に入力され
ると共にノイズフイルタ68介して所定量だけ重み付けさ
れて予測化フイルタ24及び再量子化器21に入力される。
さらに、再量子化器21の入力信号が所定量だけ重み付
けされて予測化フイルタ24に入力され、これにより第６
図に示すような等価回路に置き換えることができる。
けされて予測化フイルタ24に入力され、これにより第６
図に示すような等価回路に置き換えることができる。
かくして、乗算器66及び69の重み付け係数γ２及びγ
１をそれぞれ値１及びβとおけば、（９）式で示すよう
に、再量子化雑音のスペクトラム形状を、オーデイオ信
号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周波数側
で強調した状態で、入力デイジタル信号SIを情報圧縮し
て伝送することができる。
１をそれぞれ値１及びβとおけば、（９）式で示すよう
に、再量子化雑音のスペクトラム形状を、オーデイオ信
号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周波数側
で強調した状態で、入力デイジタル信号SIを情報圧縮し
て伝送することができる。
これに対して、乗算器66及び69の重み付け係数γ２及
びγ１をそれぞれ値β及び１とおけば、（10）式で示す
ように、さらに一段とノイズシエーピングの特性を自由
に選定した状態で、入力デイジタル信号SIを情報圧縮し
て伝送することができる。
びγ１をそれぞれ値β及び１とおけば、（10）式で示す
ように、さらに一段とノイズシエーピングの特性を自由
に選定した状態で、入力デイジタル信号SIを情報圧縮し
て伝送することができる。
第８図の構成によれば、それぞれ所定量だけ重み付け
した再量子化器21の入力信号及び逆再量子化器22の出力
信号を予測化フイルタ24に出力すると共に、量子化誤差
信号SE1をノイズフイルタ68を介して予測化フイルタ24
及び再量子化器21に出力することにより、再量子化雑音
のスペクトラム形状を、オーデイオ信号のスペクトラム
形状に近似させると共に高い周波数側で強調した状態
で、入力デイジタル信号SIを情報圧縮して伝送すること
ができる。
した再量子化器21の入力信号及び逆再量子化器22の出力
信号を予測化フイルタ24に出力すると共に、量子化誤差
信号SE1をノイズフイルタ68を介して予測化フイルタ24
及び再量子化器21に出力することにより、再量子化雑音
のスペクトラム形状を、オーデイオ信号のスペクトラム
形状に近似させると共に高い周波数側で強調した状態
で、入力デイジタル信号SIを情報圧縮して伝送すること
ができる。
かくして、固定した周波数特性のノイズフイルタを用
いて、一段と複雑な周波数特性のノイズシエーピング機
能を得ることができ、全体として簡易な構成で処理時間
が短くノイズシエーピング機能を備えてなるフイードバ
ツク型のデイジタル信号処理装置を得ることができる。
いて、一段と複雑な周波数特性のノイズシエーピング機
能を得ることができ、全体として簡易な構成で処理時間
が短くノイズシエーピング機能を備えてなるフイードバ
ツク型のデイジタル信号処理装置を得ることができる。
（G3）第３の実施例 第13図において、85は全体としてフイードバツク型の
デイジタル信号処理装置を示し、ノイズフイルタ68（第
８図）に代えて、より複雑な周波数特性を備えたフイル
タ86を用いて、さらに一段と複雑な周波数特性のノイズ
シエーピング機能を得るようにしたものである。
デイジタル信号処理装置を示し、ノイズフイルタ68（第
８図）に代えて、より複雑な周波数特性を備えたフイル
タ86を用いて、さらに一段と複雑な周波数特性のノイズ
シエーピング機能を得るようにしたものである。
すなわちフイルタ86においては、補正フイルタ87の出
力信号及び重み付けされた量子化誤差信号SE1を加算器8
8に与え、その出力信号を補正フイルタ87及び90に与え
る。
力信号及び重み付けされた量子化誤差信号SE1を加算器8
8に与え、その出力信号を補正フイルタ87及び90に与え
る。
さらに、補正フイルタ87及び90の出力信号を減算器91
を介して減算器67及び加算器70に与える。
を介して減算器67及び加算器70に与える。
従つて、フイルタ86の周波数特性F2（Ｚ）は、補正フ
イルタ87及び90の周波数特性をそれぞれＡ（Ｚ）及びＢ
（Ｚ）とおいて、次式 の関係式で表すことができる。
イルタ87及び90の周波数特性をそれぞれＡ（Ｚ）及びＢ
（Ｚ）とおいて、次式 の関係式で表すことができる。
従つて、第２の実施例の場合と同様に乗算器66及び69
の重み付け係数γ２及びγ１をそれぞれ値１及びβとお
くと、再量子化雑音の周波数特性NSは、（９）式の値Ｆ
（ｚ）に（11）式の値F2（Ｚ）を代入して、次式 の関係式で表すことができ、さらに一段と複雑な周波数
特性のノイズシエーピング機能を得ることができる。
の重み付け係数γ２及びγ１をそれぞれ値１及びβとお
くと、再量子化雑音の周波数特性NSは、（９）式の値Ｆ
（ｚ）に（11）式の値F2（Ｚ）を代入して、次式 の関係式で表すことができ、さらに一段と複雑な周波数
特性のノイズシエーピング機能を得ることができる。
これに対して、乗算器66及び67の重み付け係数γ２及
びγ１をそれぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音の
周波数特性NSは、（10）式の値Ｆ（ｚ）に（11）式の値
F2（Ｚ）を代入して、次式 の関係式で表すことができる。
びγ１をそれぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音の
周波数特性NSは、（10）式の値Ｆ（ｚ）に（11）式の値
F2（Ｚ）を代入して、次式 の関係式で表すことができる。
従つて、第２の実施例の場合に比して、さらに一段と
複雑な周波数特性のノイズシエーピング機能を得ること
ができる。
複雑な周波数特性のノイズシエーピング機能を得ること
ができる。
第13図の構成によれば、それぞれ所定量だけ重み付け
した再量子化器21の入力信号及び逆再量子化器22の出力
信号を予測化フイルタ24に出力すると共に、所定量だけ
重み付けされた量子化誤差信号SE1を補正フイルタ87及
び90で構成された複雑な周波数特性を備えてなるフイル
タ86を介して予測化フイルタ24及び再量子化器21に出力
することにより、第２の実施例の効果に加えてさらに一
段と複雑な周波数特性のノイズシエーピング機能を得る
ことができる。
した再量子化器21の入力信号及び逆再量子化器22の出力
信号を予測化フイルタ24に出力すると共に、所定量だけ
重み付けされた量子化誤差信号SE1を補正フイルタ87及
び90で構成された複雑な周波数特性を備えてなるフイル
タ86を介して予測化フイルタ24及び再量子化器21に出力
することにより、第２の実施例の効果に加えてさらに一
段と複雑な周波数特性のノイズシエーピング機能を得る
ことができる。
（G4）他の実施例 なお第２及び第３の実施例においては、乗算器66及び
69の重み付け係数γ２及びγ１をそれぞれ値β及び１と
値１及びβとおいた場合について述べたが、重み付け係
数γ２及びγ１の値はこれに限らず、必要に応じて種々
の値に広く選定することができる。
69の重み付け係数γ２及びγ１をそれぞれ値β及び１と
値１及びβとおいた場合について述べたが、重み付け係
数γ２及びγ１の値はこれに限らず、必要に応じて種々
の値に広く選定することができる。
さらに上述の実施例においては、オーデイオ信号を伝
送する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、
例えばコンパクトデスク装置等のようにオーデイオ信号
を高品質で再生する場合、デイジタルテープレコーダ等
のようにオーデイオ信号を高品質で記録及び再生する場
合等広く適用することができる。
送する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、
例えばコンパクトデスク装置等のようにオーデイオ信号
を高品質で再生する場合、デイジタルテープレコーダ等
のようにオーデイオ信号を高品質で記録及び再生する場
合等広く適用することができる。
Ｈ発明の効果 以上のように本発明によれば、帰還信号と入力信号と
の第１の差信号を順次再量子化、逆再量子化した後、当
該第１の差信号との差を求めることにより、再量子化誤
差信号を得、この再量子化誤差信号を重み付け処理、第
１の差信号との加算処理、予測フイルタ処理をすること
により帰還信号を得るようにしたことにより、再量子化
雑音のスペクトラム形状を入力オーデイオ信号のスペク
トラム形状に近づけることができ、かくして聴感上の信
号対量子化雑音比を一段と改善することができる。
の第１の差信号を順次再量子化、逆再量子化した後、当
該第１の差信号との差を求めることにより、再量子化誤
差信号を得、この再量子化誤差信号を重み付け処理、第
１の差信号との加算処理、予測フイルタ処理をすること
により帰還信号を得るようにしたことにより、再量子化
雑音のスペクトラム形状を入力オーデイオ信号のスペク
トラム形状に近づけることができ、かくして聴感上の信
号対量子化雑音比を一段と改善することができる。
第１図は本発明によるデイジタル信号処理装置の第１の
実施例を示すブロツク図、第２図〜第６図はその等価回
路を示すブロツク図、第７図はその再量子化雑音のスペ
クトラム形状を示す特性曲線図、第８図はその第２の実
施例を示すブロツク図、第９図〜第11図はその等価回路
を示すブロツク図、第12図はその再量子化雑音のスペク
トラム形状を示す特性曲線図、第13図はその第３の実施
例を示すブロツク図、第14図は従来のフイードフオワー
ド型のデイジタル信号処理装置を示すブロツク図、第15
図は従来のフイードバツク型のデイジタル信号処理装置
を示すブロツク図、第16図はその具体的構成を示すブロ
ツク図、第17図はノイズシエーピング機能を備えたフイ
ードフオワード型のデイジタル信号処理装置を示すブロ
ツク図である。 １、２、30、50、65、85……デイジタル信号処理装置、
３、10、14、24、32、33、40……予測化フイルタ、７、
21……再量子化器、45、68……ノイズフイルタ。
実施例を示すブロツク図、第２図〜第６図はその等価回
路を示すブロツク図、第７図はその再量子化雑音のスペ
クトラム形状を示す特性曲線図、第８図はその第２の実
施例を示すブロツク図、第９図〜第11図はその等価回路
を示すブロツク図、第12図はその再量子化雑音のスペク
トラム形状を示す特性曲線図、第13図はその第３の実施
例を示すブロツク図、第14図は従来のフイードフオワー
ド型のデイジタル信号処理装置を示すブロツク図、第15
図は従来のフイードバツク型のデイジタル信号処理装置
を示すブロツク図、第16図はその具体的構成を示すブロ
ツク図、第17図はノイズシエーピング機能を備えたフイ
ードフオワード型のデイジタル信号処理装置を示すブロ
ツク図である。 １、２、30、50、65、85……デイジタル信号処理装置、
３、10、14、24、32、33、40……予測化フイルタ、７、
21……再量子化器、45、68……ノイズフイルタ。
Claims (1)
- 【請求項１】第１の減算手段によつて、入力信号と帰還
信号との差を求めることにより伝送情報を表す第１の差
信号を得、 再量子化手段によつて、上記第１の差信号を再量子化し
て再量子化出力信号を得、 再量子化誤差信号生成手段によつて、上記第１の差信号
と、上記再量子化出力信号を逆量子化処理して得た再量
子化帰還信号との差を求めることにより、再量子化誤差
信号を得、 重み付け手段よつて、上記再量子化誤差信号に重み付け
をすることにより、重み付け再量子化誤差信号を得、 加算手段によつて、上記第１の差信号と、上記重み付け
再量子化誤差信号との和信号を得、 フイルタ手段によつて上記和信号に周波数特性を付与す
ることにより上記帰還信号を得て上記第１の減算手段に
帰還し、 これにより、再量子化雑音のスペクトラム形状を、上記
入力信号のスペクトラム形状に近づけるようにした ことを特徴とするノイズシエーピング方法。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63046595A JP2699382B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | ノイズシエーピング方法 |
| EP89301943A EP0331405B1 (en) | 1988-02-29 | 1989-02-27 | Method and apparatus for processing a digital signal |
| DE68927483T DE68927483T2 (de) | 1988-02-29 | 1989-02-27 | Verfahren und Einrichtung zur Digitalsignalverarbeitung |
| AT89301943T ATE145775T1 (de) | 1988-02-29 | 1989-02-27 | Verfahren und einrichtung zur digitalsignalverarbeitung |
| KR1019890002390A KR0171397B1 (ko) | 1988-02-29 | 1989-02-28 | 디지탈 신호 처리방법 및 장치 |
| US07/317,290 US5070515A (en) | 1988-02-29 | 1989-02-28 | Method and apparatus for processing digital signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63046595A JP2699382B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | ノイズシエーピング方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01221021A JPH01221021A (ja) | 1989-09-04 |
| JP2699382B2 true JP2699382B2 (ja) | 1998-01-19 |
Family
ID=12751652
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63046595A Expired - Fee Related JP2699382B2 (ja) | 1988-02-29 | 1988-02-29 | ノイズシエーピング方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2699382B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
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|---|---|---|---|---|
| JP2699388B2 (ja) * | 1988-03-14 | 1998-01-19 | ソニー株式会社 | ノイズシエーピング方法 |
| JP2822734B2 (ja) * | 1991-11-29 | 1998-11-11 | 日本電気株式会社 | ノイズシェイパ |
| JP4735711B2 (ja) | 2008-12-17 | 2011-07-27 | ソニー株式会社 | 情報符号化装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06101709B2 (ja) * | 1985-07-05 | 1994-12-12 | ソニー株式会社 | デイジタル信号伝送装置 |
-
1988
- 1988-02-29 JP JP63046595A patent/JP2699382B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01221021A (ja) | 1989-09-04 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |