JP2699388B2 - ノイズシエーピング方法 - Google Patents
ノイズシエーピング方法Info
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- JP2699388B2 JP2699388B2 JP63061725A JP6172588A JP2699388B2 JP 2699388 B2 JP2699388 B2 JP 2699388B2 JP 63061725 A JP63061725 A JP 63061725A JP 6172588 A JP6172588 A JP 6172588A JP 2699388 B2 JP2699388 B2 JP 2699388B2
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Description
【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。
Ａ産業上の利用分野 Ｂ発明の概要 Ｃ従来の技術（第12図及び第13図） Ｄ発明が解決しようとする問題点（第12図〜第16図） Ｅ問題点を解決するための手段（第１図） Ｆ作用（第１図） Ｇ実施例（第１図〜第11図） （G1）第１の実施例（第１図〜第10図） （G2）第２の実施例（第11図） （G3）他の実施例 Ｈ発明の効果 Ａ産業上の利用分野 本発明はノイズシエーピング方法に関し、例えばオー
デイオ信号等を高品質で記録、再生、伝送するようにな
されたデイジタル信号処理装置に適用して好適なもので
ある。
デイオ信号等を高品質で記録、再生、伝送するようにな
されたデイジタル信号処理装置に適用して好適なもので
ある。
Ｂ発明の概要 本発明は、ノイズシエーピング方法において、入力信
号の周波数に対して再量子化雑音の中心周波数を低い周
波数で抑圧すると共に、再量子化雑音のスペクトラム形
状を入力信号のスペクトラム形状に近似させることによ
り、周波数帯域が広い入力信号に対しても、十分なマス
キング効果を得ることができる。
号の周波数に対して再量子化雑音の中心周波数を低い周
波数で抑圧すると共に、再量子化雑音のスペクトラム形
状を入力信号のスペクトラム形状に近似させることによ
り、周波数帯域が広い入力信号に対しても、十分なマス
キング効果を得ることができる。
Ｃ従来の技術 従来、この種のデイジタル信号処理装置においては、
適応予測符号化法（adaptive predictive coding:APC）
の手法を用いて音声信号を符号化して伝送することによ
り、S/N比、明瞭度等の劣化を未然に防止して高い伝送
効率で伝送するようになされたものがある（特開昭59−
223033号公報、特開昭60−223034号公報、特開昭61−15
8217号公報、特開昭61−158218号公報）。
適応予測符号化法（adaptive predictive coding:APC）
の手法を用いて音声信号を符号化して伝送することによ
り、S/N比、明瞭度等の劣化を未然に防止して高い伝送
効率で伝送するようになされたものがある（特開昭59−
223033号公報、特開昭60−223034号公報、特開昭61−15
8217号公報、特開昭61−158218号公報）。
ところが、この種のデイジタル信号処理装置において
は、符号化する際に量子化雑音の発生を避け得ず（以下
再量子化雑音と呼ぶ）、このためノイズシエーピングの
手法を用いて聴感上の信号対量子化雑音比（SNR）を改
善するようになされたものが提案されている（IEEE TRA
NSACTIONS ON ACOUSTICS,SPEECH,AND SIGNAL PROCESSIN
G,VOL.ASSP−27,NO.3,JUNE 1979、電子情報通信学会誌
4/'87 VOL.70,NO.4 頁392〜400、特開昭59−223032号
公報、特開昭60−103746号公報、特開昭61−158220号公
報）。
は、符号化する際に量子化雑音の発生を避け得ず（以下
再量子化雑音と呼ぶ）、このためノイズシエーピングの
手法を用いて聴感上の信号対量子化雑音比（SNR）を改
善するようになされたものが提案されている（IEEE TRA
NSACTIONS ON ACOUSTICS,SPEECH,AND SIGNAL PROCESSIN
G,VOL.ASSP−27,NO.3,JUNE 1979、電子情報通信学会誌
4/'87 VOL.70,NO.4 頁392〜400、特開昭59−223032号
公報、特開昭60−103746号公報、特開昭61−158220号公
報）。
すなわち、第12図において、１は適応予測符号化法を
用いて入力デイジタル信号SIを伝送するようになされた
デイジタル信号処理装置を示し、入力デイジタル信号SI
を線型予測分析（linearpredictive coding:LPC）の手
法を用いて再量子化する。
用いて入力デイジタル信号SIを伝送するようになされた
デイジタル信号処理装置を示し、入力デイジタル信号SI
を線型予測分析（linearpredictive coding:LPC）の手
法を用いて再量子化する。
デイジタル信号処理装置１においては、入力デイジタ
ル信号SIを予測化フイルタ３を介して加算器４に与える
ことにより、入力デイジタル信号SI及び予測化フイルタ
３の出力信号の差信号でなる残差信号SZ1を得る。
ル信号SIを予測化フイルタ３を介して加算器４に与える
ことにより、入力デイジタル信号SI及び予測化フイルタ
３の出力信号の差信号でなる残差信号SZ1を得る。
予測化フイルタ３は、時間関数でなる音声信号が、隣
接したサンプリング点間のみならず、ある程度離れたサ
ンプリング点の間でも相関があることを利用して、入力
デイジタル信号SIを所定期間ごとに区切つて各期間にお
ける入力デイジタル信号SIの特徴を検出し（すなわち、
線型予測分析でなる）、その特徴に基づいてフイルタ特
性を切り換えるようになされている。
接したサンプリング点間のみならず、ある程度離れたサ
ンプリング点の間でも相関があることを利用して、入力
デイジタル信号SIを所定期間ごとに区切つて各期間にお
ける入力デイジタル信号SIの特徴を検出し（すなわち、
線型予測分析でなる）、その特徴に基づいてフイルタ特
性を切り換えるようになされている。
従つて加算器４を介して、当該特徴に対する入力デイ
ジタル信号SIの線型予測残差でなる残差信号SZ1を得る
ことができる。
ジタル信号SIの線型予測残差でなる残差信号SZ1を得る
ことができる。
かくして予測化フイルタ３及び加算器４は、残差信号
SZ1を出力する予測誤差フイルタを構成する。
SZ1を出力する予測誤差フイルタを構成する。
さらにデイジタル信号処理装置１においては、残差信
号SZ1が減算器５及び再量子化器７を介して伝送路L1に
出力されると共に、その出力信号SL1が再量子化器７の
逆特性でなる逆再量子化器９を介して再量子化器７の入
力信号と共に減算器８に与えられ、その結果得られた差
信号SZ2がノイズフイルタ10を介して減算器５に入力さ
れるようになされている。
号SZ1が減算器５及び再量子化器７を介して伝送路L1に
出力されると共に、その出力信号SL1が再量子化器７の
逆特性でなる逆再量子化器９を介して再量子化器７の入
力信号と共に減算器８に与えられ、その結果得られた差
信号SZ2がノイズフイルタ10を介して減算器５に入力さ
れるようになされている。
従つて伝送路L1においては、入力デイジタル信号SIの
線型予測残差でなる残差信号SZ1が再量子化されて伝送
され、かくして入力デイジタル信号SIを残差信号SZ1の
形で伝送した分、入力デイジタル信号SIを情報圧縮して
伝送することができる。
線型予測残差でなる残差信号SZ1が再量子化されて伝送
され、かくして入力デイジタル信号SIを残差信号SZ1の
形で伝送した分、入力デイジタル信号SIを情報圧縮して
伝送することができる。
従つて受信側において、予測化フイルタ３と同特性の
予測化フイルタ14、逆再量子化器９と同特性の逆再量子
化器15及び加算器16を用いて伝送信号SL1を復号するこ
とにより、高い伝送効率で入力デイジタル信号SIを伝送
することができる。
予測化フイルタ14、逆再量子化器９と同特性の逆再量子
化器15及び加算器16を用いて伝送信号SL1を復号するこ
とにより、高い伝送効率で入力デイジタル信号SIを伝送
することができる。
かくして、再量子化器７は、予測誤差フイルタの出力
信号を量子化する再量子化手段を構成する。
信号を量子化する再量子化手段を構成する。
これに対して、減算器８から出力される再量子化器７
の入力信号及び逆再量子化器９の出力信号の差信号（す
なわち、再量子化の際の再量子化誤差信号でなる）SZ2
がノイズフイルタ10を介して再量子化器７に帰還される
ことにより、平坦な形状でなる残差信号SZ1のスペクト
ラム形状を、入力デイジタル信号SIでなる音声信号のス
ペクトラム形状に応じて変化させることができる。
の入力信号及び逆再量子化器９の出力信号の差信号（す
なわち、再量子化の際の再量子化誤差信号でなる）SZ2
がノイズフイルタ10を介して再量子化器７に帰還される
ことにより、平坦な形状でなる残差信号SZ1のスペクト
ラム形状を、入力デイジタル信号SIでなる音声信号のス
ペクトラム形状に応じて変化させることができる。
すなわち、予測化フイルタ３及びノイズフイルタ10の
周波数特性を、それぞれＰ（ｚ）及びＦ（ｚ）とおき、
平坦な周波数特性をΔとおいて、ｚを次式、 ｚ＝exp（ｊωｔ） ……（１） で表すと、入力デイジタル信号SIでなる音声信号の周波
数特性SSは、次式、 の関係式で表すことができ、再量子化雑音の周波数特性
NSは、次式、 の関係式で表すことができる。
周波数特性を、それぞれＰ（ｚ）及びＦ（ｚ）とおき、
平坦な周波数特性をΔとおいて、ｚを次式、 ｚ＝exp（ｊωｔ） ……（１） で表すと、入力デイジタル信号SIでなる音声信号の周波
数特性SSは、次式、 の関係式で表すことができ、再量子化雑音の周波数特性
NSは、次式、 の関係式で表すことができる。
従つてノイズフイルタ10の周波数特性Ｆ（ｚ）を、予
測化フイルタ３の周波数特性Ｐ（ｚ）に対して、任意の
定数αを用いて次式、 Ｆ（ｚ）＝Ｐ（z/α） ……（４） の関係式で表される関係に保持すれば、（３）式に代入
して次式、 の関係式で表すことができる。
測化フイルタ３の周波数特性Ｐ（ｚ）に対して、任意の
定数αを用いて次式、 Ｆ（ｚ）＝Ｐ（z/α） ……（４） の関係式で表される関係に保持すれば、（３）式に代入
して次式、 の関係式で表すことができる。
すなわち、第13図に示すように、定数αの値に応じて
再量子化雑音のスペクトラム形状LNSを音声信号のスペ
クトラム形状LSSに近づけることができる。
再量子化雑音のスペクトラム形状LNSを音声信号のスペ
クトラム形状LSSに近づけることができる。
かくして、再量子化器７、逆再量子化器９、減算器８
及びノイズフイルタ10は、予測誤差フイルタの出力信号
を量子化する際に生じる再量子化雑音について、そのス
ペクトラム形状を補正するノイズシエーピング手段を構
成する。
及びノイズフイルタ10は、予測誤差フイルタの出力信号
を量子化する際に生じる再量子化雑音について、そのス
ペクトラム形状を補正するノイズシエーピング手段を構
成する。
このように、再量子化雑音のスペクトラム形状LNSを
音声信号のスペクトラム形状LSSに近づけた状態で、音
声信号の信号レベルに対して再量子化雑音の信号レベル
が所定値以下になるようにすれば、当該再量子化雑音が
知覚されない状態（マスキング効果）を得ることができ
る。
音声信号のスペクトラム形状LSSに近づけた状態で、音
声信号の信号レベルに対して再量子化雑音の信号レベル
が所定値以下になるようにすれば、当該再量子化雑音が
知覚されない状態（マスキング効果）を得ることができ
る。
従つて、再量子化雑音の信号レベルが音声信号の信号
レベルに対して所定値以下になる範囲で、定数αの値１
に近づけえば、これによりマスキング効果を利用して聴
感上の信号対量子化雑音比を改善することができる。
レベルに対して所定値以下になる範囲で、定数αの値１
に近づけえば、これによりマスキング効果を利用して聴
感上の信号対量子化雑音比を改善することができる。
かくして、ノイズシエーピングの手法を用いて入力デ
イジタル信号SIを残差信号の形で符号化して伝送した
分、S/N比、明瞭度等の劣化を未然に防止して入力デイ
ジタル信号SIを高い伝送効率で伝送することができる。
イジタル信号SIを残差信号の形で符号化して伝送した
分、S/N比、明瞭度等の劣化を未然に防止して入力デイ
ジタル信号SIを高い伝送効率で伝送することができる。
Ｄ発明が解決しようとする問題点 ところで、この種のデイジタル信号処理装置におい
て、音声信号に代えてオーデイオ信号を伝送するように
すれば、当該オーデイオ信号を高品質及び高い伝送効率
で伝送することができると考えられる。
て、音声信号に代えてオーデイオ信号を伝送するように
すれば、当該オーデイオ信号を高品質及び高い伝送効率
で伝送することができると考えられる。
ところが、オーデイオ信号においては、マスキング効
果が十分得られない問題があつた。
果が十分得られない問題があつた。
すなわち、第14図及び第15図において、それぞれ周波
数400〔kHz〕及び2400〔kHz〕の純音のマスキング効果
を示すように、マスキング効果は周波数に対して非対称
性を有し、オーデイオ信号に対して雑音の周波数が高い
場合は、十分なマスキング効果が得られるのに対し、こ
れとは逆にオーデイオ信号に対して雑音の周波数が低い
場合、マスキング効果が低下する。
数400〔kHz〕及び2400〔kHz〕の純音のマスキング効果
を示すように、マスキング効果は周波数に対して非対称
性を有し、オーデイオ信号に対して雑音の周波数が高い
場合は、十分なマスキング効果が得られるのに対し、こ
れとは逆にオーデイオ信号に対して雑音の周波数が低い
場合、マスキング効果が低下する。
従つて第16図に示すように、スペクトラム形状が高い
周波数側に集中しているようなオーデイオ信号が入力さ
れ、それよりも低い周波数側で再量子化雑音のスペクト
ラム形状が強調されている場合に、マスキング効果が低
下して聴感上の信号対量子化雑音比が劣化する。
周波数側に集中しているようなオーデイオ信号が入力さ
れ、それよりも低い周波数側で再量子化雑音のスペクト
ラム形状が強調されている場合に、マスキング効果が低
下して聴感上の信号対量子化雑音比が劣化する。
実際上、音声信号においては、オーデイオ信号に比し
てその周波数スペクトラムが低い周波数側に集中してい
ることから、第13図に示すように、定数αの値を値１以
下の値に設定すると、その分再量子化雑音のスペクトラ
ム形状が低い周波数側で抑圧されると共に高い周波数側
で強調され、低い周波数側における音声信号に対する再
量子化雑音の信号レベル差が大きくなる。
てその周波数スペクトラムが低い周波数側に集中してい
ることから、第13図に示すように、定数αの値を値１以
下の値に設定すると、その分再量子化雑音のスペクトラ
ム形状が低い周波数側で抑圧されると共に高い周波数側
で強調され、低い周波数側における音声信号に対する再
量子化雑音の信号レベル差が大きくなる。
従つて、再量子化雑音の信号レベルが音声信号の信号
レベルに対して所定値以下になる範囲で、定数αを値１
に近づけても、十分なマスキング効果を得ることができ
る。
レベルに対して所定値以下になる範囲で、定数αを値１
に近づけても、十分なマスキング効果を得ることができ
る。
これに対してオーデイオ信号において、スペクトラム
形状が高い周波数側で強調されているような場合は、定
数αの値を値１以下の値に設定すると、再量子化雑音の
スペクトラム形状が音声信号の場合とは逆に抑圧及び強
調され、低い周波数側でオーデイオ信号に対する再量子
化雑音の信号レベル差が低下する。
形状が高い周波数側で強調されているような場合は、定
数αの値を値１以下の値に設定すると、再量子化雑音の
スペクトラム形状が音声信号の場合とは逆に抑圧及び強
調され、低い周波数側でオーデイオ信号に対する再量子
化雑音の信号レベル差が低下する。
従つて、再量子化雑音の信号レベルがオーデイオ信号
の信号レベルに対して所定値以下になる範囲で、定数α
を値１に近づけると、却つてマスキング効果が劣化す
る。
の信号レベルに対して所定値以下になる範囲で、定数α
を値１に近づけると、却つてマスキング効果が劣化す
る。
このためオーデイオ信号のように、周波数帯域が広い
入力信号に対しては、ノイズシエーピングの手法を用い
ても十分なマスキング効果が得られない問題があつた。
入力信号に対しては、ノイズシエーピングの手法を用い
ても十分なマスキング効果が得られない問題があつた。
本発明は、以上の点を考慮してなされたもので、オー
デイオ信号のように、周波数帯域が広い入力信号に対し
ても、十分なマスキング効果が得られるノイズシエーピ
ング方法を提案しようとするものである。
デイオ信号のように、周波数帯域が広い入力信号に対し
ても、十分なマスキング効果が得られるノイズシエーピ
ング方法を提案しようとするものである。
Ｅ問題点を解決するための手段 かかる問題点を解決するため本発明においては、第１
の減算手段20によつて、入力信号SIと帰還信号との差を
求めることにより伝送情報を表す第１の差信号を得、再
量子化手段21によつて、第１の差信号を再量子化して再
量子化出力信号SL1を得、再量子化誤差信号生成手段に
よつて、第１の差信号と、再量子化出力信号SL1を逆再
量子化処理して得た再量子化帰還信号との差を求めるこ
とにより、再量子化誤差信号SE1を得、第１のフイルタ
手段26によつて、再量子化誤差信号SE1に含まれている
再量子化雑音のスペクトラム成分を表す再量子化雑音ス
ペクトラム成分信号を得、第２の減算手段27によつて再
量子化誤差信号と再量子化雑音スペクトラム成分信号と
の差を表す第２の差信号を得、重み付け手段28によつ
て、第２の差信号に重み付けをすることにより第３の差
信号を得、加算手段30によつて、第１の差信号と、第３
の差信号と、再量子化雑音スペクトラム成分信号との和
を求めることにより、入力信号SIのスペクトラムに近似
した再量子化雑音スペクトラムを含む予測再量子化誤差
信号を得、第２のフイルタ手段40によつて、予測再量子
化誤差信号のうち、低域スペクトラム成分を抑圧するよ
うな周波数特性を付与した信号に基づいて帰還成分信号
を得、加算手段34によつて、第２のフイルタ手段40から
得られる帰還成分信号と、第１のフイルタ手段から得ら
れる再量子化雑音スペクトラム成分信号との和信号を求
めることにより、帰還信号を得て、当該帰還信号を第１
の減算手段20に帰還し、これにより、再量子化雑音のス
ペクトラム形状を、入力信号SIのスペクトラム形状に近
づけると共に、低域において抑圧するようにする。
の減算手段20によつて、入力信号SIと帰還信号との差を
求めることにより伝送情報を表す第１の差信号を得、再
量子化手段21によつて、第１の差信号を再量子化して再
量子化出力信号SL1を得、再量子化誤差信号生成手段に
よつて、第１の差信号と、再量子化出力信号SL1を逆再
量子化処理して得た再量子化帰還信号との差を求めるこ
とにより、再量子化誤差信号SE1を得、第１のフイルタ
手段26によつて、再量子化誤差信号SE1に含まれている
再量子化雑音のスペクトラム成分を表す再量子化雑音ス
ペクトラム成分信号を得、第２の減算手段27によつて再
量子化誤差信号と再量子化雑音スペクトラム成分信号と
の差を表す第２の差信号を得、重み付け手段28によつ
て、第２の差信号に重み付けをすることにより第３の差
信号を得、加算手段30によつて、第１の差信号と、第３
の差信号と、再量子化雑音スペクトラム成分信号との和
を求めることにより、入力信号SIのスペクトラムに近似
した再量子化雑音スペクトラムを含む予測再量子化誤差
信号を得、第２のフイルタ手段40によつて、予測再量子
化誤差信号のうち、低域スペクトラム成分を抑圧するよ
うな周波数特性を付与した信号に基づいて帰還成分信号
を得、加算手段34によつて、第２のフイルタ手段40から
得られる帰還成分信号と、第１のフイルタ手段から得ら
れる再量子化雑音スペクトラム成分信号との和信号を求
めることにより、帰還信号を得て、当該帰還信号を第１
の減算手段20に帰還し、これにより、再量子化雑音のス
ペクトラム形状を、入力信号SIのスペクトラム形状に近
づけると共に、低域において抑圧するようにする。
Ｆ作用 入力信号の中心周波数に対して再量子化雑音の中心周
波数を低い周波数側で抑圧すると共に、再量子化雑音の
スペクトラム形状を入力信号のスペクトラム形状に近似
させることにより、入力信号の中心周波数に対して再量
子化雑音の中心周波数を高い周波数側に配置し得、周波
数帯域が広い入力信号に対しても、ノイズシエーピング
の手法を用いても十分なマスキング効果を得ることがで
きる。
波数を低い周波数側で抑圧すると共に、再量子化雑音の
スペクトラム形状を入力信号のスペクトラム形状に近似
させることにより、入力信号の中心周波数に対して再量
子化雑音の中心周波数を高い周波数側に配置し得、周波
数帯域が広い入力信号に対しても、ノイズシエーピング
の手法を用いても十分なマスキング効果を得ることがで
きる。
Ｇ実施例 以下図面において、本発明の一実施例を詳述する。
（G1）第１の実施例 第１図において、19は全体としてノイズシエーピング
の機能を備えたフイードバツク型のデイジタル信号処理
装置を示し、入力デイジタル信号SIを減算器20及び再量
子化器21を介して出力するとともに、その出力信号SL1
を逆再量子化器22に与える。
の機能を備えたフイードバツク型のデイジタル信号処理
装置を示し、入力デイジタル信号SIを減算器20及び再量
子化器21を介して出力するとともに、その出力信号SL1
を逆再量子化器22に与える。
減算器23は、再量子化器21の入力信号及び逆再量子化
器22の出力信号を受け、その差信号でなる量子化誤差信
号SE1を乗算器25を介して値γ２（０＜γ２≦１）だけ
重み付けしてノイズフイルタ26及び減算器27に出力す
る。
器22の出力信号を受け、その差信号でなる量子化誤差信
号SE1を乗算器25を介して値γ２（０＜γ２≦１）だけ
重み付けしてノイズフイルタ26及び減算器27に出力す
る。
減算器27は、乗算器25及びノイズフイルタ26の出力信
号を受け、その差信号を乗算器28を介して値γ１（０＜
γ１≦１）だけ重み付けして加算器30に出力する。
号を受け、その差信号を乗算器28を介して値γ１（０＜
γ１≦１）だけ重み付けして加算器30に出力する。
加算器30は、当該差信号と共にノイズフイルタ26の出
力信号及び再量子化器21の入力信号を受け、加算器31を
用いて帰還ループが構成されてなる予測化フイルタ32
に、その和信号を出力するようになされている。
力信号及び再量子化器21の入力信号を受け、加算器31を
用いて帰還ループが構成されてなる予測化フイルタ32
に、その和信号を出力するようになされている。
さらに予測化フイルタ32は、その出力信号を加算器34
及び加算器20を介してノイズフイルタ26の出力信号と共
に再量子化器21に帰還するようになされている。
及び加算器20を介してノイズフイルタ26の出力信号と共
に再量子化器21に帰還するようになされている。
従つて、再量子化器21の入力信号及び逆再量子化器22
の出力信号が所定量だけ重み付けされて予測化フイルタ
32に入力されると共に量子化誤差信号SE1が所定量だけ
重み付けされてノイズフイルタ26を介して再量子化器21
及び予測化フイルタ32に出力されるようになされてい
る。
の出力信号が所定量だけ重み付けされて予測化フイルタ
32に入力されると共に量子化誤差信号SE1が所定量だけ
重み付けされてノイズフイルタ26を介して再量子化器21
及び予測化フイルタ32に出力されるようになされてい
る。
ここで第２図に示すように、乗算器25及び28の重み付
け係数γ２及びγ１をそれぞれ値１及びβとおいて等価
回路に表すと、周波数特性Ｐ（ｚ）の予測化フイルタ32
及び加算器31を、周波数特性Ｐ（ｚ）／（１−Ｐ
（ｚ））の等価なフイルタ40の置き換えることができ
る。
け係数γ２及びγ１をそれぞれ値１及びβとおいて等価
回路に表すと、周波数特性Ｐ（ｚ）の予測化フイルタ32
及び加算器31を、周波数特性Ｐ（ｚ）／（１−Ｐ
（ｚ））の等価なフイルタ40の置き換えることができ
る。
さらに、第３図に示すように、ノイズフイルタ26を介
して加算器30に入力される入力信号を分離して等価回路
に表すと、当該フイルタ40及び加算器30を周波数特性Ｐ
（ｚ）／（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ41、周波数特性1/
（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ42と加算器43及び44に置き
換えることができる。
して加算器30に入力される入力信号を分離して等価回路
に表すと、当該フイルタ40及び加算器30を周波数特性Ｐ
（ｚ）／（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ41、周波数特性1/
（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ42と加算器43及び44に置き
換えることができる。
さらに第４図に示すように、加算器43及び減算器27の
入力信号をそれぞれ分離して等価回路に表すと、減算器
27、ノイズフイルタ26、乗算器28及び加算器43をノイズ
フイルタ26と同一の周波数特性Ｆ（ｚ）でなるフイルタ
26A及び26B、乗算器28と同一の重み付け係数βを備えて
なる乗算器28A及び28B、フイルタ41と同一の周波数特性
Ｐ（ｚ）／（１−Ｐ（ｚ））でなるフイルタ41A、41B及
び41C、加算器45と減算器46に置き換えることができ
る。
入力信号をそれぞれ分離して等価回路に表すと、減算器
27、ノイズフイルタ26、乗算器28及び加算器43をノイズ
フイルタ26と同一の周波数特性Ｆ（ｚ）でなるフイルタ
26A及び26B、乗算器28と同一の重み付け係数βを備えて
なる乗算器28A及び28B、フイルタ41と同一の周波数特性
Ｐ（ｚ）／（１−Ｐ（ｚ））でなるフイルタ41A、41B及
び41C、加算器45と減算器46に置き換えることができ
る。
従つて第５図に示すように、量子化誤差信号SE1につ
いてまとめて等価回路を表すと、フイルタ26A、26B、41
B、41C及び42、乗算器28A及び28B、加算器44及び45と減
算器46を、減算器50及び周波数特性F1（ｚ）を次式、 の関係式で表されるフイルタ51に置き換えることができ
る。
いてまとめて等価回路を表すと、フイルタ26A、26B、41
B、41C及び42、乗算器28A及び28B、加算器44及び45と減
算器46を、減算器50及び周波数特性F1（ｚ）を次式、 の関係式で表されるフイルタ51に置き換えることができ
る。
従つて、第６図及び第７図に示すように、フイルタ41
A及び減算器20を１つのフイルタにまとめて表して、周
波数特性（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ55に置き換えるこ
とができ、これを減算器50の入力側に移動させて等価回
路に表して周波数特性F1（ｚ）のフイルタ51を次式、 F2（ｚ）＝β−β・Ｐ（ｚ）・Ｆ（ｚ）＋Ｆ（ｚ） ……（７） の関係式で表される周波数特性F2（ｚ）のフイルタ56に
置き換えることができる。
A及び減算器20を１つのフイルタにまとめて表して、周
波数特性（１−Ｐ（ｚ））のフイルタ55に置き換えるこ
とができ、これを減算器50の入力側に移動させて等価回
路に表して周波数特性F1（ｚ）のフイルタ51を次式、 F2（ｚ）＝β−β・Ｐ（ｚ）・Ｆ（ｚ）＋Ｆ（ｚ） ……（７） の関係式で表される周波数特性F2（ｚ）のフイルタ56に
置き換えることができる。
従つて、（３）式の周波数特性Ｆ（ｚ）に（７）式の
周波数特性F2（ｚ）を代入して、次式 の関係式で、再量子化雑音の周波数特性NSを表すことが
できる。
周波数特性F2（ｚ）を代入して、次式 の関係式で、再量子化雑音の周波数特性NSを表すことが
できる。
ここで第８図に示すように、値Δが直線LFで表される
平坦な周波数特性を表すのに対し、（８）式の右辺の式
（１−Ｆ（ｚ））で表される周波数特性は、周波数特性
Ｆ（ｚ）を所定の周波数特性に選定することにより、曲
線LHで表されるように高い周波数側を強調する周波数特
性を表すことができる。
平坦な周波数特性を表すのに対し、（８）式の右辺の式
（１−Ｆ（ｚ））で表される周波数特性は、周波数特性
Ｆ（ｚ）を所定の周波数特性に選定することにより、曲
線LHで表されるように高い周波数側を強調する周波数特
性を表すことができる。
これに対して、（８）式の右辺の残りの式（１−β・
Ｐ（ｚ））／（１−Ｐ（ｚ））は、（３）式と同様にオ
ーデイオ信号のスペクトラム形状に近似した周波数特性
を表す。
Ｐ（ｚ））／（１−Ｐ（ｚ））は、（３）式と同様にオ
ーデイオ信号のスペクトラム形状に近似した周波数特性
を表す。
従つて第９図及び第10図に示すように、（８）式で表
される再量子化雑音の周波数特性NSは、曲線LNSで表さ
れるように、再量子化雑音のスペクトラム形状をオーデ
イオ信号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周
波数側で強調する周波数特性でなり、これにより、オー
デイオ信号の中心周波数が低い周波数側に分布している
場合でも（第９図）、高い周波数側に分布している場合
でも（第10）、再量子化雑音を聴感上感知できないよう
に抑圧することができる。
される再量子化雑音の周波数特性NSは、曲線LNSで表さ
れるように、再量子化雑音のスペクトラム形状をオーデ
イオ信号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周
波数側で強調する周波数特性でなり、これにより、オー
デイオ信号の中心周波数が低い周波数側に分布している
場合でも（第９図）、高い周波数側に分布している場合
でも（第10）、再量子化雑音を聴感上感知できないよう
に抑圧することができる。
従つて、オーデイオ信号のように、周波数帯域が広い
入力信号に対しても、十分なマスキング効果を得ること
ができる。
入力信号に対しても、十分なマスキング効果を得ること
ができる。
因に、乗算器25及び28の重み付け係数γ２及びγ１を
それぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音の周波数特
性NSは、次式 の関係式で表すことができ、オーデイオ信号の中心周波
数に対する再量子化雑音の中心周波数をさらに一段と自
由に選定することができる。
それぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音の周波数特
性NSは、次式 の関係式で表すことができ、オーデイオ信号の中心周波
数に対する再量子化雑音の中心周波数をさらに一段と自
由に選定することができる。
かくして、この実施例においては、減算器20、23、2
7、再量子化器21、逆再量子化器22、乗算器25、28、加
算器30、31、34及び予測化フイルタ32とで、予測誤差フ
イルタを構成するのに対し、再量子化器21が予測誤差フ
イルタの出力信号を量子化する再量子化手段を構成す
る。
7、再量子化器21、逆再量子化器22、乗算器25、28、加
算器30、31、34及び予測化フイルタ32とで、予測誤差フ
イルタを構成するのに対し、再量子化器21が予測誤差フ
イルタの出力信号を量子化する再量子化手段を構成す
る。
さらに、減算器20、23及び27、再量子化器21、逆再量
子化器22、乗算器25及び28、ノイズフイルタ26、加算器
30、31及び34と予測化フイルタ32とで、再量子化雑音の
スペクトラム形状を補正するノイズシエーピング手段を
構成する。
子化器22、乗算器25及び28、ノイズフイルタ26、加算器
30、31及び34と予測化フイルタ32とで、再量子化雑音の
スペクトラム形状を補正するノイズシエーピング手段を
構成する。
第１図の構成において、減算器23を介して得られた量
子化誤差信号SE1が、乗算器25及び28を介して値γ２及
びγ１だけ重み付けされて予測化フイルタ32に入力され
ると共にノイズフイルタ26を介して所定量だけ重み付け
された予測化フイルタ32及び再量子化器21に入力され
る。
子化誤差信号SE1が、乗算器25及び28を介して値γ２及
びγ１だけ重み付けされて予測化フイルタ32に入力され
ると共にノイズフイルタ26を介して所定量だけ重み付け
された予測化フイルタ32及び再量子化器21に入力され
る。
さらに、再量子化器21の入力信号が所定量だけ重み付
けされて予測化フイルタ32に入力され、これにより第７
図に示すような等価回路に置き換えることができる。
けされて予測化フイルタ32に入力され、これにより第７
図に示すような等価回路に置き換えることができる。
従つて、乗算器25及び28の重み付け係数γ２及びγ１
をそれぞれ値１及びβとおけば、（８）式で示すよう
に、再量子化雑音のスペクトラム形状を、オーデイオ信
号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周波数側
で強調した状態で、入力デイジタル信号SIを情報圧縮し
て伝送するとができる。
をそれぞれ値１及びβとおけば、（８）式で示すよう
に、再量子化雑音のスペクトラム形状を、オーデイオ信
号のスペクトラム形状に近似させると共に高い周波数側
で強調した状態で、入力デイジタル信号SIを情報圧縮し
て伝送するとができる。
これに対して、乗算器25及び28の重み付け係数γ２及
びγ１をそれぞれ値β及び１とおけば、（９）式で示す
ように、オーデイオ信号の中心周波数に対する再量子化
雑音の中心周波数をさらに一段と自由に選定することが
できる。
びγ１をそれぞれ値β及び１とおけば、（９）式で示す
ように、オーデイオ信号の中心周波数に対する再量子化
雑音の中心周波数をさらに一段と自由に選定することが
できる。
第１図の構成によれば、再量子化雑音のスペクトラム
形状を、オーデイオ信号のスペクトラム形状に近似させ
ると共に高い周波数側で強調することによりオーデイオ
信号の中心周波数に対して再量子化雑音信号の中心周波
数を高い周波数側に配置することができる。
形状を、オーデイオ信号のスペクトラム形状に近似させ
ると共に高い周波数側で強調することによりオーデイオ
信号の中心周波数に対して再量子化雑音信号の中心周波
数を高い周波数側に配置することができる。
従つて、オーデイオ信号のように、周波数帯域が広い
入力信号に対しても、ノイズシエーピングの手法を用い
て十分なマスキング効果を得ることができ、S/N比、明
瞭度等の劣化を未然に防止して高い伝送効率で伝送する
ことができる。
入力信号に対しても、ノイズシエーピングの手法を用い
て十分なマスキング効果を得ることができ、S/N比、明
瞭度等の劣化を未然に防止して高い伝送効率で伝送する
ことができる。
（G2）第２の実施例 第11図において、60は全体としてフイードバツク型の
デイジタル信号処理装置を示し、ノイズフイルタ26（第
１図）に代えて、より複雑な周波数特性を備えたフイル
タ61を用いて、さらに一段と複雑な周波数特性のノイズ
シエーピング機能を得るようにしたものである。
デイジタル信号処理装置を示し、ノイズフイルタ26（第
１図）に代えて、より複雑な周波数特性を備えたフイル
タ61を用いて、さらに一段と複雑な周波数特性のノイズ
シエーピング機能を得るようにしたものである。
すなわちフイルタ61においては、補正フイルタ62の出
力信号及び重み付けされた量子化誤差信号SE1を加算器6
3に与え、その出力信号を補正フイルタ62及び66に与え
る。
力信号及び重み付けされた量子化誤差信号SE1を加算器6
3に与え、その出力信号を補正フイルタ62及び66に与え
る。
さらに、補正フイルタ62及び66の出力信号を減算器67
を介して出力する。
を介して出力する。
従つて、フイルタ61の周波数特性F3（ｚ）は、補正フ
イルタ62及び66の周波数特性をそれぞれＡ（ｚ）及びＢ
（ｚ）とおいて、次式 の関係式で表すことができる。
イルタ62及び66の周波数特性をそれぞれＡ（ｚ）及びＢ
（ｚ）とおいて、次式 の関係式で表すことができる。
従つて、第１の実施例の場合と同様に乗算器25及び28
の重み付け係数γ２及びγ１をそれぞれ値１及びβとお
くと、再量子化雑音の周波数特性NSは、（８）式の値Ｆ
（ｚ）に（10）式の値F3（ｚ）を代入して、次式 の関係式で表すことができ、オーデイオ信号の中心周波
数に対して再量子化雑音の中心周波数を高い周波数側に
配置した状態で、オーデイオ信号の中心周波数に対する
再量子化雑音の中心周波数をさらに一段と自由に選定す
ることができる。
の重み付け係数γ２及びγ１をそれぞれ値１及びβとお
くと、再量子化雑音の周波数特性NSは、（８）式の値Ｆ
（ｚ）に（10）式の値F3（ｚ）を代入して、次式 の関係式で表すことができ、オーデイオ信号の中心周波
数に対して再量子化雑音の中心周波数を高い周波数側に
配置した状態で、オーデイオ信号の中心周波数に対する
再量子化雑音の中心周波数をさらに一段と自由に選定す
ることができる。
従つて、第１の実施例に比して、さらに一段と効果的
にマスキング効果を得ることができる。
にマスキング効果を得ることができる。
これに対して、乗算器25及び28の重み付け係数γ２及
びγ１をそれぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音の
周波数特性NSは、（９）式の値Ｆ（ｚ）に（10）式の値
F3（ｚ）を代入して、次式 の関係式で表すことができる。
びγ１をそれぞれ値β及び１とおくと、再量子化雑音の
周波数特性NSは、（９）式の値Ｆ（ｚ）に（10）式の値
F3（ｚ）を代入して、次式 の関係式で表すことができる。
従つて、オーデイオ信号の中心周波数に対して再量子
化雑音の中心周波数を高い周波数側に配置した状態で、
第１の実施例の場合に比して、オーデイオ信号の中心周
波数に対する再量子化雑音の中心周波数をさらに一段と
自由に選定することができる。
化雑音の中心周波数を高い周波数側に配置した状態で、
第１の実施例の場合に比して、オーデイオ信号の中心周
波数に対する再量子化雑音の中心周波数をさらに一段と
自由に選定することができる。
第11図の構成によれば、複雑な周波数特性を備えてな
るフイルタ61を用いて再量子化雑音のスペクトラム形状
を、オーデイオ信号のスペクトラム形状に近似させると
共に高い周波数側で強調することにより、オーデイオ信
号の中心周波数に対して再量子化雑音の中心周波数を高
い周波数側に配置した状態で、第１の実施例の場合に比
して、オーデイオ信号の中心周波数に対する再量子化雑
音の中心周波数をさらに一段と自由に選定することがで
きる。
るフイルタ61を用いて再量子化雑音のスペクトラム形状
を、オーデイオ信号のスペクトラム形状に近似させると
共に高い周波数側で強調することにより、オーデイオ信
号の中心周波数に対して再量子化雑音の中心周波数を高
い周波数側に配置した状態で、第１の実施例の場合に比
して、オーデイオ信号の中心周波数に対する再量子化雑
音の中心周波数をさらに一段と自由に選定することがで
きる。
従つて、その分第１の実施例の場合に比して、さらに
一段とマスキング効果を得ることができ、オーデイオ信
号を高い伝送効率で伝送することができる。
一段とマスキング効果を得ることができ、オーデイオ信
号を高い伝送効率で伝送することができる。
（G3）他の実施例 なお第１及び第２の実施例においては、乗算器25及び
28の重み付け係数γ２及びγ１をそれぞれ値β及び１と
値１及びβとおいた場合について述べたが、重み付け係
数γ２及びγ１の値はこれに限らず、必要に応じて種々
の値に広く選定することができる。
28の重み付け係数γ２及びγ１をそれぞれ値β及び１と
値１及びβとおいた場合について述べたが、重み付け係
数γ２及びγ１の値はこれに限らず、必要に応じて種々
の値に広く選定することができる。
さらに上述の実施例においては、ノイズシエーピング
の機能を備えたフイードバツク型のデイジタル信号処理
装置について述べたが、本発明はフイードバツク型のデ
イジタル信号処理装置に限らず、フイードバツク型のデ
イジタル信号処理装置にも広く適用することができる。
の機能を備えたフイードバツク型のデイジタル信号処理
装置について述べたが、本発明はフイードバツク型のデ
イジタル信号処理装置に限らず、フイードバツク型のデ
イジタル信号処理装置にも広く適用することができる。
さらに上述の実施例においては、オーデイオ信号を伝
送する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、
例えばコンパクトデスク装置等のようにオーデイオ信号
を高品質で再生する場合、デイジタルテープレコーダ等
のようにオーデイオ信号を高品質で記録及び再生する場
合等広く適用することができる。
送する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、
例えばコンパクトデスク装置等のようにオーデイオ信号
を高品質で再生する場合、デイジタルテープレコーダ等
のようにオーデイオ信号を高品質で記録及び再生する場
合等広く適用することができる。
Ｈ発明の効果 以上のように本発明によれば、再量子化雑音を低い周
波数側で抑圧すると共に、再量子化雑音のスペクトラム
形状を入力信号のスペクトラム形状に近似させるように
したことにより、高域又は低域いずれの入力信号が入力
した場合にも、再量子化雑音の聴感上感知できないよう
に、抑圧できる。
波数側で抑圧すると共に、再量子化雑音のスペクトラム
形状を入力信号のスペクトラム形状に近似させるように
したことにより、高域又は低域いずれの入力信号が入力
した場合にも、再量子化雑音の聴感上感知できないよう
に、抑圧できる。
第１図は本発明によるデイジタル信号処理装置の第１の
実施例を示すブロツク図、第２図〜第７図はその等価回
路を示すブロツク図、第８図〜第10図はその再量子化雑
音のスペクトラム形状を示す特性曲線図、第11図はその
第２の実施例を示すブロツク図、第12図は従来のフイー
ドフオワード型のデイジタル信号処理装置を示すブロツ
ク図、第13図はその再量子化雑音のスペクトラム形状を
示す特性曲線図、第14図及び第15図はマスキング効果の
説明に供する特性曲線図、第16図はデイジタル信号処理
装置の問題点の説明に供する特性曲線図である。 １、19、60……デイジタル信号処理装置、３、32……予
測化フイルタ、７、21……再量子化器、10、26……ノイ
ズフイルタ。
実施例を示すブロツク図、第２図〜第７図はその等価回
路を示すブロツク図、第８図〜第10図はその再量子化雑
音のスペクトラム形状を示す特性曲線図、第11図はその
第２の実施例を示すブロツク図、第12図は従来のフイー
ドフオワード型のデイジタル信号処理装置を示すブロツ
ク図、第13図はその再量子化雑音のスペクトラム形状を
示す特性曲線図、第14図及び第15図はマスキング効果の
説明に供する特性曲線図、第16図はデイジタル信号処理
装置の問題点の説明に供する特性曲線図である。 １、19、60……デイジタル信号処理装置、３、32……予
測化フイルタ、７、21……再量子化器、10、26……ノイ
ズフイルタ。
Claims (1)
- 【請求項１】第１の減算手段によつて、入力信号と帰還
信号との差を求めることにより伝送情報を表す第１の差
信号を得、 再量子化手段によつて、上記第１の差信号を再量子化し
て再量子化出力信号を得、 再量子化誤差信号生成手段によつて、上記第１の差信号
と、上記再量子化出力信号を逆再量子化処理して得た再
量子化帰還信号との差を求めることにより、再量子化誤
差信号を得、 第１のフイルタ手段によつて、上記再量子化誤差信号に
含まれている再量子化雑音のスペクトラム成分を表す再
量子化雑音スペクトラム成分信号を得、 第２の減算手段によつて上記再量子化誤差信号と上記再
量子化雑音スペクトラム成分信号との差を表す第２の差
信号を得、 重み付け手段によつて、上記第２の差信号に重み付けを
することにより第３の差信号を得、 加算手段によつて、上記第１の差信号と、上記第３の差
信号と、上記再量子化雑音スペクトラム成分信号との和
を求めることにより、上記入力信号のスペクトラムに近
似した再量子化雑音スペクトラムを含む予測再量子化誤
差信号を得、 第２のフイルタ手段によつて、上記予測再量子化誤差信
号のうち、低域スペクトラム成分を抑圧するような周波
数特性を付与した信号に基づいて帰還成分信号を得、 加算手段によつて、上記第２のフイルタ手段から得られ
る上記帰還成分信号と、上記第１のフイルタ手段から得
られる上記再量子化雑音スペクトラム成分信号との和信
号を求めることにより、上記帰還信号を得て、当該帰還
信号を上記第１の減算手段に帰還し、 これにより、再量子化雑音のスペクトラム形状を、上記
入力信号のスペクトラム形状に近づけると共に、低域に
おいて抑圧するようにした ことを特徴とするノイズシエーピング方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63061725A JP2699388B2 (ja) | 1988-03-14 | 1988-03-14 | ノイズシエーピング方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63061725A JP2699388B2 (ja) | 1988-03-14 | 1988-03-14 | ノイズシエーピング方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01233824A JPH01233824A (ja) | 1989-09-19 |
| JP2699388B2 true JP2699388B2 (ja) | 1998-01-19 |
Family
ID=13179482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63061725A Expired - Fee Related JP2699388B2 (ja) | 1988-03-14 | 1988-03-14 | ノイズシエーピング方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2699388B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2822734B2 (ja) * | 1991-11-29 | 1998-11-11 | 日本電気株式会社 | ノイズシェイパ |
| KR940007852A (ko) * | 1992-09-16 | 1994-04-28 | 윤종용 | 씨디-롬 시스템의 디지탈 노이즈 음 제거회로 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06101709B2 (ja) * | 1985-07-05 | 1994-12-12 | ソニー株式会社 | デイジタル信号伝送装置 |
| JP2699382B2 (ja) * | 1988-02-29 | 1998-01-19 | ソニー株式会社 | ノイズシエーピング方法 |
-
1988
- 1988-03-14 JP JP63061725A patent/JP2699388B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01233824A (ja) | 1989-09-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |