JP3010663B2 - ノイズシェーピング回路 - Google Patents
ノイズシェーピング回路Info
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- JP3010663B2 JP3010663B2 JP1341827A JP34182789A JP3010663B2 JP 3010663 B2 JP3010663 B2 JP 3010663B2 JP 1341827 A JP1341827 A JP 1341827A JP 34182789 A JP34182789 A JP 34182789A JP 3010663 B2 JP3010663 B2 JP 3010663B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力信号のノイズスペクトルを変化させる
様ないわゆるノイズシェーピング回路に関するものであ
る。
様ないわゆるノイズシェーピング回路に関するものであ
る。
本発明は、量子化ノイズをノイズフィルタを介して量
子化器を帰還するようにしたノイズシェーピング回路に
おいて、ノイズフィルタはIIR型フィルタ構成とするこ
とにより、バンドパス特性をもったノイズシェーピング
ができるようにしたものである。また、ノイズフィルタ
は複数のIIR型フィルタ構成とすると共に、入力信号の
臨界帯域をそれぞれ通過させるバンドパス特性を有する
ことにより、各臨界帯域毎のノイズシェーピングを可能
としたものである。また、量子化ノイズを、その段のノ
イズフィルタを介して帰還すると共に、次段の回路に供
給し、初段を除く各段の量子化器の出力を所望のフィル
タ特性のフィルタを介して出力し、各段の出力を合成す
るようにしたノイズシェーピング回路において、各段の
ノイズフィルタをIIR型フィルタとすると共に、入力信
号の各臨界帯域を通過させるバンドパス特性を有するよ
うになしたことにより、各臨界帯域毎にバンドパス特性
を設定でき、かつ、各臨界帯域毎のノイズシェーピング
が可能なノイズシェーピング回路を提供するものであ
る。
子化器を帰還するようにしたノイズシェーピング回路に
おいて、ノイズフィルタはIIR型フィルタ構成とするこ
とにより、バンドパス特性をもったノイズシェーピング
ができるようにしたものである。また、ノイズフィルタ
は複数のIIR型フィルタ構成とすると共に、入力信号の
臨界帯域をそれぞれ通過させるバンドパス特性を有する
ことにより、各臨界帯域毎のノイズシェーピングを可能
としたものである。また、量子化ノイズを、その段のノ
イズフィルタを介して帰還すると共に、次段の回路に供
給し、初段を除く各段の量子化器の出力を所望のフィル
タ特性のフィルタを介して出力し、各段の出力を合成す
るようにしたノイズシェーピング回路において、各段の
ノイズフィルタをIIR型フィルタとすると共に、入力信
号の各臨界帯域を通過させるバンドパス特性を有するよ
うになしたことにより、各臨界帯域毎にバンドパス特性
を設定でき、かつ、各臨界帯域毎のノイズシェーピング
が可能なノイズシェーピング回路を提供するものであ
る。
例えば、オーディオ信号等の情報量を圧縮し、符号化
する高能率符号化は、時間領域での符号化と周波数領域
での符号化に大別することができる。更に、この時間領
域或いは周波数領域の符号化は、予め定められた量子化
ビット数で符号化を行う方式と、入力オーディオ信号に
基づいて適応的に変化させた量子化ビット数で符号化を
行う方式とにそれぞれ分けることができる。上記時間領
域での符号化には、いわゆる予備符号化方式、適応予測
符号化方式、差分量子化（DPCM）方式、適応差分PCM
（適応DPCM或いはADPCM）方式、デルタ変調（ΔＭ或い
はDM）方式、適応デルタ変調方式、可変長符号化方式等
がある。また、周波数領域での符号化としては、時間軸
のオーディオ信号を複数の周波数帯域に分割して符号化
するいわゆる帯域分割符号化（サブ・バンド・コーディ
ング:SBC）や、時間軸の信号を周波数軸上の信号に変換
（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し各帯域毎で
適応的に符号化するいわゆる適応変換符号化（ATC）、
或いは上記SBCといわゆる適応予測符号化（APC）とを組
み合わせ、時間軸の信号を帯域分割して各帯域の信号を
ベースバンド（低域）に変換した後複数次の線形予測分
析（LPC）を行って予測符号化するいわゆる適応ビット
割当て（APC−AB）等が挙げられる。
する高能率符号化は、時間領域での符号化と周波数領域
での符号化に大別することができる。更に、この時間領
域或いは周波数領域の符号化は、予め定められた量子化
ビット数で符号化を行う方式と、入力オーディオ信号に
基づいて適応的に変化させた量子化ビット数で符号化を
行う方式とにそれぞれ分けることができる。上記時間領
域での符号化には、いわゆる予備符号化方式、適応予測
符号化方式、差分量子化（DPCM）方式、適応差分PCM
（適応DPCM或いはADPCM）方式、デルタ変調（ΔＭ或い
はDM）方式、適応デルタ変調方式、可変長符号化方式等
がある。また、周波数領域での符号化としては、時間軸
のオーディオ信号を複数の周波数帯域に分割して符号化
するいわゆる帯域分割符号化（サブ・バンド・コーディ
ング:SBC）や、時間軸の信号を周波数軸上の信号に変換
（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し各帯域毎で
適応的に符号化するいわゆる適応変換符号化（ATC）、
或いは上記SBCといわゆる適応予測符号化（APC）とを組
み合わせ、時間軸の信号を帯域分割して各帯域の信号を
ベースバンド（低域）に変換した後複数次の線形予測分
析（LPC）を行って予測符号化するいわゆる適応ビット
割当て（APC−AB）等が挙げられる。
また、オーディオ信号等の符号化の際には、量子化ノ
イズのスペクトルを変化させて可聴帯域のノイズを実質
的に低減する様ないわゆるノイズシェーピングが施され
る場合がある。このノイズシェーピングは、一般に、い
わゆるFIR（有限インパルス応答或いは非巡回）型のデ
ィジタルフィルタ等を用いることによって行われてい
た。
イズのスペクトルを変化させて可聴帯域のノイズを実質
的に低減する様ないわゆるノイズシェーピングが施され
る場合がある。このノイズシェーピングは、一般に、い
わゆるFIR（有限インパルス応答或いは非巡回）型のデ
ィジタルフィルタ等を用いることによって行われてい
た。
ところで、オーディオ信号を符号化する場合には、人
間の聴覚特性を考慮して、高域程バンド幅が広くなるよ
うないわゆる臨界帯域（クリティカルバンド）でオーデ
ィオ信号を複数の周波数帯域（例えば25バンド）に分割
して、各バンド毎に符号化する場合がある。このような
臨界帯域でオーディオ信号を分割した場合には、例え
ば、各帯域毎のノイズシェーピングを行うことになる。
間の聴覚特性を考慮して、高域程バンド幅が広くなるよ
うないわゆる臨界帯域（クリティカルバンド）でオーデ
ィオ信号を複数の周波数帯域（例えば25バンド）に分割
して、各バンド毎に符号化する場合がある。このような
臨界帯域でオーディオ信号を分割した場合には、例え
ば、各帯域毎のノイズシェーピングを行うことになる。
しかし、上述のようにオーディオ信号を臨界帯域で周
波数分割してノイズシェーピングを行おうとするような
場合には、上記FIR型フィルタ等では、急峻なバンドパ
ス特性を得ることができないため、当該臨界帯域で帯域
分割された各帯域毎のオーディオ信号のノイズシェーピ
ングを行うことが困難であった。
波数分割してノイズシェーピングを行おうとするような
場合には、上記FIR型フィルタ等では、急峻なバンドパ
ス特性を得ることができないため、当該臨界帯域で帯域
分割された各帯域毎のオーディオ信号のノイズシェーピ
ングを行うことが困難であった。
そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案さ
れたものであり、臨界帯域で周波数分割された信号のノ
イズシェーピングを行うことが可能なノイズシェーピン
グ回路を提供することを目的とするものである。
れたものであり、臨界帯域で周波数分割された信号のノ
イズシェーピングを行うことが可能なノイズシェーピン
グ回路を提供することを目的とするものである。
本発明に係るノイズシェーピング回路は、上述の課題
を解決するために、量子化器で発生した量子化ノイズ
を、その段のノイズフィルタを介して上記量子化器の入
力側に帰還すると共に、次段の回路に入力として供給
し、初段を除く各段の量子化器の出力を所望のフィルタ
特性を有するフィルタを介して出力し、各段の出力を合
成して出力するようにしたノイズシェーピング回路にお
いて、各段のノイズフィルタをIIR型のフィルタ構成と
なすと共に、入力信号の各臨界帯域を通過させるバンド
パス特性を有するようになしたことを特徴とするもので
ある。
を解決するために、量子化器で発生した量子化ノイズ
を、その段のノイズフィルタを介して上記量子化器の入
力側に帰還すると共に、次段の回路に入力として供給
し、初段を除く各段の量子化器の出力を所望のフィルタ
特性を有するフィルタを介して出力し、各段の出力を合
成して出力するようにしたノイズシェーピング回路にお
いて、各段のノイズフィルタをIIR型のフィルタ構成と
なすと共に、入力信号の各臨界帯域を通過させるバンド
パス特性を有するようになしたことを特徴とするもので
ある。
本発明によれば、臨界帯域を通過させるバンドパス特
性を有するIIR型フィルタを用いているため、臨界帯域
毎の量子化ノイズのスペクトルを調整することができ
る。したがって、臨界帯域でのノイズシェーピングがで
きる。
性を有するIIR型フィルタを用いているため、臨界帯域
毎の量子化ノイズのスペクトルを調整することができ
る。したがって、臨界帯域でのノイズシェーピングがで
きる。
以下、本発明を適用した実施例について図面を参照し
ながら説明する。
ながら説明する。
第１図に本発明実施例のノイズシェーピング回路が設
けられた符号化装置の概略構成を示す。この符号化装置
は、入力端子31に供給されたオーディオ信号等のディジ
タルの入力信号が、加算器33を介し、量子化器34で量子
化された後に、出力端子32から符号化出力として出力さ
れる符号化装置であって、この信号符号化の際には、本
発明実施例のノイズシェーピング回路によって、上記量
子化器34で発生する量子化ノイズのノイズシェーピング
処理が行われている。
けられた符号化装置の概略構成を示す。この符号化装置
は、入力端子31に供給されたオーディオ信号等のディジ
タルの入力信号が、加算器33を介し、量子化器34で量子
化された後に、出力端子32から符号化出力として出力さ
れる符号化装置であって、この信号符号化の際には、本
発明実施例のノイズシェーピング回路によって、上記量
子化器34で発生する量子化ノイズのノイズシェーピング
処理が行われている。
すなわち、本実施例のノイズシェーピング回路は、上
記加算器33と、加算器35と、ノイズフィルタ36とを有し
て構成されるものであり、上記加算器35によって上記量
子化器34の量子化出力から当該量子化器34へ供給される
入力信号が減算されることで得られる量子化ノイズを、
上記ノイズフィルタ36を介して上記加算器33に減算信号
として帰還するようにしたいわゆるエラーフィードバッ
クによるノイズシェーピング処理を行うものである。こ
の時の該ノイズフィルタ36は、IIR（無限インパルス応
答或いは巡回）型のフィルタ構成とされている。
記加算器33と、加算器35と、ノイズフィルタ36とを有し
て構成されるものであり、上記加算器35によって上記量
子化器34の量子化出力から当該量子化器34へ供給される
入力信号が減算されることで得られる量子化ノイズを、
上記ノイズフィルタ36を介して上記加算器33に減算信号
として帰還するようにしたいわゆるエラーフィードバッ
クによるノイズシェーピング処理を行うものである。こ
の時の該ノイズフィルタ36は、IIR（無限インパルス応
答或いは巡回）型のフィルタ構成とされている。
当該IIR型のノイズフィルタ36は、少なくとも２次のI
IR型フィルタであり、具体的には、第２図のような構成
で実現することができる。この第２図に示すノイズフィ
ルタの入力端子41には、第１図の上記加算器35からの量
子化ノイズが供給される。当該ノイズフィルタは、加算
器43,44,51と、所定時間（１サンプル）遅延（z-1）の
遅延器47,48と、乗算係数a,b,c,dの乗算器45,46,49,50
とで構成されている。当該ノイズフィルタでは、上記遅
延器47と乗算器45を介した出力と、遅延器48と乗算器46
を介した出力とが、上記加算器44で加算され、更に、上
記加算器43で上記量子化ノイズと加算される。また、上
記遅延器47の出力は乗算器49を介し、上記遅延器48の出
力は乗算器50を介して加算器51に伝送され、当該加算器
51で加算された後に、ノイズフィルタの出力として出力
端子42から出力される。
IR型フィルタであり、具体的には、第２図のような構成
で実現することができる。この第２図に示すノイズフィ
ルタの入力端子41には、第１図の上記加算器35からの量
子化ノイズが供給される。当該ノイズフィルタは、加算
器43,44,51と、所定時間（１サンプル）遅延（z-1）の
遅延器47,48と、乗算係数a,b,c,dの乗算器45,46,49,50
とで構成されている。当該ノイズフィルタでは、上記遅
延器47と乗算器45を介した出力と、遅延器48と乗算器46
を介した出力とが、上記加算器44で加算され、更に、上
記加算器43で上記量子化ノイズと加算される。また、上
記遅延器47の出力は乗算器49を介し、上記遅延器48の出
力は乗算器50を介して加算器51に伝送され、当該加算器
51で加算された後に、ノイズフィルタの出力として出力
端子42から出力される。
ここで、当該第２図のノイズフィルタ（すなわち第１
図のノイズフィルタ36）のフィルタ特性をＰとすると、
ノイズシェーピングにより得られる信号成分は、（１）
式で示すことができる。
図のノイズフィルタ36）のフィルタ特性をＰとすると、
ノイズシェーピングにより得られる信号成分は、（１）
式で示すことができる。
すなわち、上記ノイズフィルタのフィルタ特性Ｐは、 となる。このため、上記乗算器49,50での各乗算係数
は、この（２）式のｃ−a,d−ｂと表すことができる。
この第２図の２次IIR型フィルタのフィルタ特性は、第
３図に示すような、中心周波数f0の急峻なバンドパス特
性を有することができるようになる。
は、この（２）式のｃ−a,d−ｂと表すことができる。
この第２図の２次IIR型フィルタのフィルタ特性は、第
３図に示すような、中心周波数f0の急峻なバンドパス特
性を有することができるようになる。
また、本発明のノイズシェーピング回路においては、
上記ノイズフィルタ36は、複数のIIR型フィルタから構
成されると共に、各IIR型フィルタは入力信号の上記臨
界帯域をそれぞれ通過させるバンドパス特性を有するも
のとすることができる。すなわち、この場合のIIR型フ
ィルタの個数は、上記臨界帯域のバンド数と同数にな
り、各IIR型フィルタの通過帯域は、上記臨界帯域幅に
それぞれ応じた幅となるように設定されている。
上記ノイズフィルタ36は、複数のIIR型フィルタから構
成されると共に、各IIR型フィルタは入力信号の上記臨
界帯域をそれぞれ通過させるバンドパス特性を有するも
のとすることができる。すなわち、この場合のIIR型フ
ィルタの個数は、上記臨界帯域のバンド数と同数にな
り、各IIR型フィルタの通過帯域は、上記臨界帯域幅に
それぞれ応じた幅となるように設定されている。
更に、本発明のノイズシェーピング回路は、例えば第
４図に示すような符号化装置に適用できる。この第４図
においては、入力端子１に供給されたディジタルオーデ
ィオ信号等の入力信号を、上記臨界帯域で分割し、各バ
ンド毎の信号が該各バンドにそれぞれ対応する各段の量
子化器141〜14nで量子化されて出力端子２から符号化出
力として出力されるものであって、その符号化の際に
は、いわゆるエラーフィードバックにより、各段の量子
化器で発生する量子化ノイズのノイズシェーピング処理
を行うものである。
４図に示すような符号化装置に適用できる。この第４図
においては、入力端子１に供給されたディジタルオーデ
ィオ信号等の入力信号を、上記臨界帯域で分割し、各バ
ンド毎の信号が該各バンドにそれぞれ対応する各段の量
子化器141〜14nで量子化されて出力端子２から符号化出
力として出力されるものであって、その符号化の際に
は、いわゆるエラーフィードバックにより、各段の量子
化器で発生する量子化ノイズのノイズシェーピング処理
を行うものである。
この第４図の装置に用いられるエラーフィードバック
回路を構成するノイズシェーピング回路においては、各
段の上記量子化器141〜14nで発生したそれぞれの量子化
ノイズを、各々の段の各ノイズフィルタ121〜12nを介し
て、上記量子化器141〜14nの入力側にそれぞれ帰還する
と共に、次段の回路に入力として供給し、初段を除く各
段の上記量子化器142〜14nの各出力をそれぞれ所望のフ
ィルタ特性を有するフィルタ152〜15n,163〜16n,…,20n
を介して出力し、各段の出力をそれぞれ各加算器171〜1
7nで加算することで合成して出力するようにしたもので
あって、各段のノイズフィルタ121〜12nを、前述の第２
図のような少なくとも２次のIIR型のフィルタ構成とな
すと共に、各段の上記ノイズフィルタ121〜12nの各乗算
器の乗算係数を上記臨界帯域の各バンド幅に応じた値に
設定することで、入力信号の各臨界帯域を通過させるバ
ンドパス特性を有するようになしたものである。なお、
上記臨界帯域が、例えばDC（0Hz）〜20kHzで25バンドの
場合（すなわちｎ＝25の場合）は、上記回路の段数は25
段となる。
回路を構成するノイズシェーピング回路においては、各
段の上記量子化器141〜14nで発生したそれぞれの量子化
ノイズを、各々の段の各ノイズフィルタ121〜12nを介し
て、上記量子化器141〜14nの入力側にそれぞれ帰還する
と共に、次段の回路に入力として供給し、初段を除く各
段の上記量子化器142〜14nの各出力をそれぞれ所望のフ
ィルタ特性を有するフィルタ152〜15n,163〜16n,…,20n
を介して出力し、各段の出力をそれぞれ各加算器171〜1
7nで加算することで合成して出力するようにしたもので
あって、各段のノイズフィルタ121〜12nを、前述の第２
図のような少なくとも２次のIIR型のフィルタ構成とな
すと共に、各段の上記ノイズフィルタ121〜12nの各乗算
器の乗算係数を上記臨界帯域の各バンド幅に応じた値に
設定することで、入力信号の各臨界帯域を通過させるバ
ンドパス特性を有するようになしたものである。なお、
上記臨界帯域が、例えばDC（0Hz）〜20kHzで25バンドの
場合（すなわちｎ＝25の場合）は、上記回路の段数は25
段となる。
すなわち、この第４図は、臨界帯域の各バンド毎のノ
イズシェーピング処理を行うことのできる構成であり、
各段は、それぞれ前述の第１図同様の構成、すなわち各
加算器111〜11n,131〜13n、量子化器141〜14n、ノイズ
フィルタ121〜12nで構成されるノイズシェーピング回路
を有する符号化の構成となっている。また、各ノイズフ
ィルタ121〜12nは、少なくとも２次IIR型のフィルタ構
成となっている。このため、これらの各ノイズフィルタ
121〜12nでは、例えば、第５図に示すようなバンドパス
特性、すなわち、上記臨界帯域の各バンドの中心周波数
f1〜fnで、急峻なバンドパス特性が得られる。更に、初
段を除く各段の各量子化器142〜14nの出力は、それぞれ
所望のフィルタ特性を有するフィルタ152〜15n,163〜16
n,…,20nに送られている。ここで、これら各段のフィル
タ152〜15n,163〜16n,…,20nの上記所望のフィルタ特性
は、それぞれ前段までの各ノイズフィルタのフィルタ特
性の逆特性とされている。したがって、各段の上記ノイ
ズフィルタ121〜12nの各フィルタ特性がそれぞれP1〜Pn
の場合、例えば第２段目のフィルタ152のフィルタ特性
は、１段目のノイズフィルタ121のフィルタ特性P1の逆
特性すなわち１−P1の特性とされる。また、例えば第３
段目のフィルタ153では１−P1の特性とされ、フィルタ1
63では１−P2の特性とされる。以下同様にして、第ｎ番
目のフィルタ15nでは１−P1の特性とされ、、フィルタ1
6nでは１−P2の特性、‥、フィルタ20nでは１−Pn-1の
フィルタ特性とされる。
イズシェーピング処理を行うことのできる構成であり、
各段は、それぞれ前述の第１図同様の構成、すなわち各
加算器111〜11n,131〜13n、量子化器141〜14n、ノイズ
フィルタ121〜12nで構成されるノイズシェーピング回路
を有する符号化の構成となっている。また、各ノイズフ
ィルタ121〜12nは、少なくとも２次IIR型のフィルタ構
成となっている。このため、これらの各ノイズフィルタ
121〜12nでは、例えば、第５図に示すようなバンドパス
特性、すなわち、上記臨界帯域の各バンドの中心周波数
f1〜fnで、急峻なバンドパス特性が得られる。更に、初
段を除く各段の各量子化器142〜14nの出力は、それぞれ
所望のフィルタ特性を有するフィルタ152〜15n,163〜16
n,…,20nに送られている。ここで、これら各段のフィル
タ152〜15n,163〜16n,…,20nの上記所望のフィルタ特性
は、それぞれ前段までの各ノイズフィルタのフィルタ特
性の逆特性とされている。したがって、各段の上記ノイ
ズフィルタ121〜12nの各フィルタ特性がそれぞれP1〜Pn
の場合、例えば第２段目のフィルタ152のフィルタ特性
は、１段目のノイズフィルタ121のフィルタ特性P1の逆
特性すなわち１−P1の特性とされる。また、例えば第３
段目のフィルタ153では１−P1の特性とされ、フィルタ1
63では１−P2の特性とされる。以下同様にして、第ｎ番
目のフィルタ15nでは１−P1の特性とされ、、フィルタ1
6nでは１−P2の特性、‥、フィルタ20nでは１−Pn-1の
フィルタ特性とされる。
このようなことから、上記量子化器141〜14nの量子化
特性をそれぞれQ1〜Qnとした場合、例えば、第１段目と
第２段目を例に挙げると、第１段目の量子化器141の出
力中の量子化ノイズ信号成分の（１−P1）Q1、すなわ
ち、 と、第２段目の上記第１段目からの流入量子化ノイズ信
号分Q1の上記フィルタ152への流出分の（１−P1）Q1、
すなわち、 とが互いに相殺されることになる。他の各段でも同様
に、例えば、第ｍ段目出力中の量子化ノイズ信号分と、
第ｍ＋１段目の第ｍ段目からの流入量子化ノイズ信号分
Qmの出力への流出分との相殺が行われる。このことか
ら、エラーフィードバック回路全体の特性は、第ｎ段目
のフィルタ特性のみで決まる。
特性をそれぞれQ1〜Qnとした場合、例えば、第１段目と
第２段目を例に挙げると、第１段目の量子化器141の出
力中の量子化ノイズ信号成分の（１−P1）Q1、すなわ
ち、 と、第２段目の上記第１段目からの流入量子化ノイズ信
号分Q1の上記フィルタ152への流出分の（１−P1）Q1、
すなわち、 とが互いに相殺されることになる。他の各段でも同様
に、例えば、第ｍ段目出力中の量子化ノイズ信号分と、
第ｍ＋１段目の第ｍ段目からの流入量子化ノイズ信号分
Qmの出力への流出分との相殺が行われる。このことか
ら、エラーフィードバック回路全体の特性は、第ｎ段目
のフィルタ特性のみで決まる。
したがって、上述したような実施例のノイズシェーピ
ング回路によれば、ノイズフィルタを少なくとも２次の
IIR型のフィルタ構成とし、このノイズフィルタのフィ
ルタ係数を自由に設定できるため、例えば上記臨界帯域
の各バンド幅に対応してこのフィルタ係数を設定すれ
ば、該臨界帯域の各バンド毎に対応したノイズスペクト
ルの調整すなわちノイズシェーピングが可能となる。
ング回路によれば、ノイズフィルタを少なくとも２次の
IIR型のフィルタ構成とし、このノイズフィルタのフィ
ルタ係数を自由に設定できるため、例えば上記臨界帯域
の各バンド幅に対応してこのフィルタ係数を設定すれ
ば、該臨界帯域の各バンド毎に対応したノイズスペクト
ルの調整すなわちノイズシェーピングが可能となる。
このようなことから、例えば、本実施例を、従来のス
ロットワード長が決められたディジタルオーディオ（例
えばいわゆるコンパクト・ディスク:CD、ディジタル・
オーディオ・テープレコーダ:DAT等）信号のノイズシェ
ーピング処理に用いれば、そのディジタルオーディオ信
号の再生音の聴感上のダイナミックレンジを上げること
が可能となる。
ロットワード長が決められたディジタルオーディオ（例
えばいわゆるコンパクト・ディスク:CD、ディジタル・
オーディオ・テープレコーダ:DAT等）信号のノイズシェ
ーピング処理に用いれば、そのディジタルオーディオ信
号の再生音の聴感上のダイナミックレンジを上げること
が可能となる。
なお、オーディオ信号等の入力信号のノイズシェーピ
ングを行う際に、該入力信号スペクトルのいわゆるマス
キングを考慮したノイズシェーピングを行うことで、聴
感上のダイナミックレンジを上げることができる。例え
ば、信号スペクトルのパターンがある程度固定化した入
力信号のスペクトルに応じてフィルタ係数が固定された
ノイズフィルタを用いたノイズシェーピング、或いは、
入力信号のスペクトルが変化する場合の当該スペクトル
変化に適応的なノイズシェーピングを行うことで、聴感
上のダイナミックレンジを上げることができる。ここ
で、上記マスキングとは、人間の聴覚上の特性により、
ある信号によって他の信号がマスクされて聞こえなくな
る現象を言うものであり、このマスキング効果には、時
間軸上の信号に対するマスキング効果と周波数軸上の信
号に対するマスキング効果とがある。すなわち、当該マ
スキング効果により、マスキングされる部分にノイズが
あったとしても、このノイズは聞こえなくなる。このよ
うなことから、上述のように、オーディオ信号を臨界帯
域で周波数分割した場合の、各臨界帯域毎のレベル（ス
ペクトル）に応じたノイズシェーピングを行うことで、
再生音の聴感上のダイナミックレンジを上げることがで
きる。
ングを行う際に、該入力信号スペクトルのいわゆるマス
キングを考慮したノイズシェーピングを行うことで、聴
感上のダイナミックレンジを上げることができる。例え
ば、信号スペクトルのパターンがある程度固定化した入
力信号のスペクトルに応じてフィルタ係数が固定された
ノイズフィルタを用いたノイズシェーピング、或いは、
入力信号のスペクトルが変化する場合の当該スペクトル
変化に適応的なノイズシェーピングを行うことで、聴感
上のダイナミックレンジを上げることができる。ここ
で、上記マスキングとは、人間の聴覚上の特性により、
ある信号によって他の信号がマスクされて聞こえなくな
る現象を言うものであり、このマスキング効果には、時
間軸上の信号に対するマスキング効果と周波数軸上の信
号に対するマスキング効果とがある。すなわち、当該マ
スキング効果により、マスキングされる部分にノイズが
あったとしても、このノイズは聞こえなくなる。このよ
うなことから、上述のように、オーディオ信号を臨界帯
域で周波数分割した場合の、各臨界帯域毎のレベル（ス
ペクトル）に応じたノイズシェーピングを行うことで、
再生音の聴感上のダイナミックレンジを上げることがで
きる。
ここで、例えば、上記ノイズスペクトルを入力信号ス
ペクトルに応じて適応的に変化させるようなノイズシェ
ーピングを行う構成としては、具体的には第６図に示す
ような構成で実現することができる。
ペクトルに応じて適応的に変化させるようなノイズシェ
ーピングを行う構成としては、具体的には第６図に示す
ような構成で実現することができる。
この第６図において、入力端子61にはディジタルのオ
ーディオ信号が供給され、加算器63、量子化器64、加算
器65、ノイズフィルタ66等によって、前述同様の符号化
及びノイズシェーピングを行った後に出力端子62から出
力される。上記符号化及びノイズシェーピングの構成
を、前述の第４図の構成とすることで、例えば臨界帯域
毎のバンドパス特性を得ることができる。この時、上述
したように、適応的なノイズシェーピングを行うために
は、各ノイズフィルタでの各フィルタ係数を、各帯域毎
に入力信号のスペクトルに応じて適応的に変化させる必
要がある。
ーディオ信号が供給され、加算器63、量子化器64、加算
器65、ノイズフィルタ66等によって、前述同様の符号化
及びノイズシェーピングを行った後に出力端子62から出
力される。上記符号化及びノイズシェーピングの構成
を、前述の第４図の構成とすることで、例えば臨界帯域
毎のバンドパス特性を得ることができる。この時、上述
したように、適応的なノイズシェーピングを行うために
は、各ノイズフィルタでの各フィルタ係数を、各帯域毎
に入力信号のスペクトルに応じて適応的に変化させる必
要がある。
このため、上記入力端子61を介したオーディオ信号
は、該オーディオ信号のスペクトル分析を行うスペクト
ル分析回路67に送られる。当該スペクトル分析回路67で
は、各臨界帯域毎の入力オーディオ信号のスペクトル分
析を行い、その各帯域毎の出力がS/N計算回路68に送ら
れる。当該S/N計算回路68では、各帯域毎のS/N値が計算
される。このS/N値は、上記マスキング効果を考慮して
求められるものであり、このS/N値に応じた上記各ノイ
ズフィルタの各フィルタ係数が、フィルタ係数演算回路
69から得られるようになっている。
は、該オーディオ信号のスペクトル分析を行うスペクト
ル分析回路67に送られる。当該スペクトル分析回路67で
は、各臨界帯域毎の入力オーディオ信号のスペクトル分
析を行い、その各帯域毎の出力がS/N計算回路68に送ら
れる。当該S/N計算回路68では、各帯域毎のS/N値が計算
される。このS/N値は、上記マスキング効果を考慮して
求められるものであり、このS/N値に応じた上記各ノイ
ズフィルタの各フィルタ係数が、フィルタ係数演算回路
69から得られるようになっている。
このようにして各臨界帯域毎にオーディオ信号のスペ
クトルに応じて適応的に求められたフィルタ係数が、上
記ノイズフィルタ66すなわち第４図の各ノイズフィルタ
等に送られることで、入力オーディオ信号のスペクトル
に応じたノイズスペクトルのコントロールが可能とな
り、適応的なノイズシェーピングが可能となる。
クトルに応じて適応的に求められたフィルタ係数が、上
記ノイズフィルタ66すなわち第４図の各ノイズフィルタ
等に送られることで、入力オーディオ信号のスペクトル
に応じたノイズスペクトルのコントロールが可能とな
り、適応的なノイズシェーピングが可能となる。
したがって、上述のように適応的なノイズシェーピン
グを行うことで、更に聴感上のダイナミックレンジを上
げることができるようになる。
グを行うことで、更に聴感上のダイナミックレンジを上
げることができるようになる。
本発明のノイズシェーピング回路においては、量子化
ノイズを、その段のノイズフィルタを介して帰還すると
共に、次段の回路に供給し、初段を除く各段の量子化器
の出力を所望のフィルタ特性のフィルタを介して出力
し、各段の出力を合成するようにしたノイズシェーピン
グ回路において、各段のノイズフィルタをIIR型フィル
タとすると共に、入力信号の各臨界帯域を通過させるバ
ンドパス特性を有するようになすことにより、各臨界帯
域毎にバンドパス特性を設定でき、かつ、各臨界帯域毎
のノイズシェーピングが可能となる。
ノイズを、その段のノイズフィルタを介して帰還すると
共に、次段の回路に供給し、初段を除く各段の量子化器
の出力を所望のフィルタ特性のフィルタを介して出力
し、各段の出力を合成するようにしたノイズシェーピン
グ回路において、各段のノイズフィルタをIIR型フィル
タとすると共に、入力信号の各臨界帯域を通過させるバ
ンドパス特性を有するようになすことにより、各臨界帯
域毎にバンドパス特性を設定でき、かつ、各臨界帯域毎
のノイズシェーピングが可能となる。
このため、例えばディジタルオーディオ信号の再生音
は、スロットワード長で決まるダイナミックレンジ以上
の聴感上のダイナミックレンジが得られるようになる。
は、スロットワード長で決まるダイナミックレンジ以上
の聴感上のダイナミックレンジが得られるようになる。
第１図は本発明実施例のノイズシェーピング回路が設け
られた符号化装置の概略構成を示すブロック回路図、第
２図はノイズフィルタの具体的構成を示すブロック回路
図、第３図は２次のIIR型フィルタの特性を示す特性
図、第４図は本発明の臨界帯域の各バンド毎のノイズシ
ェーピング処理を行うための構成を示すブロック回路
図、第５図は臨界帯域の各バンド毎のバンドパス特性を
示す特性図、第６図はスペクトルに応じたノイズシェー
ピングを行う構成を示すブロック回路図である。 111〜11n,131〜13n,171〜17n,33,35,43,44,51,63,65…
…加算器 121〜12n,36,66……ノイズフィルタ 141〜14n,34,64……量子化器 152〜15n,163〜16n,20n……フィルタ 45,46,49,50……乗算器 47,48……遅延器 67……スペクトル分析回路 68……S/N計算回路 69……フィルタ係数演算回路
られた符号化装置の概略構成を示すブロック回路図、第
２図はノイズフィルタの具体的構成を示すブロック回路
図、第３図は２次のIIR型フィルタの特性を示す特性
図、第４図は本発明の臨界帯域の各バンド毎のノイズシ
ェーピング処理を行うための構成を示すブロック回路
図、第５図は臨界帯域の各バンド毎のバンドパス特性を
示す特性図、第６図はスペクトルに応じたノイズシェー
ピングを行う構成を示すブロック回路図である。 111〜11n,131〜13n,171〜17n,33,35,43,44,51,63,65…
…加算器 121〜12n,36,66……ノイズフィルタ 141〜14n,34,64……量子化器 152〜15n,163〜16n,20n……フィルタ 45,46,49,50……乗算器 47,48……遅延器 67……スペクトル分析回路 68……S/N計算回路 69……フィルタ係数演算回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03M 3/02
Claims (1)
- 【請求項１】量子化器で発生した量子化ノイズを、その
段のノイズフィルタを介して上記量子化器の入力側に帰
還すると共に、次段の回路に入力として供給し、初段を
除く各段の量子化器の出力を所望のフィルタ特性を有す
るフィルタを介して出力し、各段の出力を合成して出力
するようにしたノイズシェーピング回路において、 各段のノイズフィルタをIIR型のフィルタ構成となすと
共に、入力信号の各臨界帯域を通過させるバンドパス特
性を有するようになした ことを特徴とするノイズシェーピング回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1341827A JP3010663B2 (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | ノイズシェーピング回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1341827A JP3010663B2 (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | ノイズシェーピング回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03201716A JPH03201716A (ja) | 1991-09-03 |
| JP3010663B2 true JP3010663B2 (ja) | 2000-02-21 |
Family
ID=18349059
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1341827A Expired - Fee Related JP3010663B2 (ja) | 1989-12-28 | 1989-12-28 | ノイズシェーピング回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3010663B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101501761B (zh) * | 2006-08-15 | 2012-02-08 | 杜比实验室特许公司 | 无需边信息对时域噪声包络的任意整形 |
| CN112166585B (zh) * | 2018-06-01 | 2024-02-23 | 瑞典爱立信有限公司 | 超宽带峰值因子降低 |
-
1989
- 1989-12-28 JP JP1341827A patent/JP3010663B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03201716A (ja) | 1991-09-03 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |