JPS61158217A - 信号伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野］ 本発明は、ＰＣＭ信号のようなアナログ信号をディジタ
ル化した信号を一定ワード数毎にブロック化して伝送す
る信号伝送装置に関し５特に、各ブロック毎にコンバン
プインク処理を行って伝送ビットレートの低減を図った
信号伝送装置に関する。

〔従来の技術］ 近年において、アナログのオーディオ信号やビデオ信号
等をサンプリング（標本化）して量子化および符号化処
理を行い、いわゆるＰ　ＣＭ　（パルス・コード・モジ
ュレーション）信号として伝送あるいは記録・再生する
ことが多くなっている。

このようなＰＣＭ信号等を伝送あるいは記録・再生する
に際して、例えば２０ｋＩ−Ｔｚ程度の帯域と９０　ｄ
Ｂ程度以上のＳ／Ｎ比を得るために、サンプリング周波
数ｆｓを４４．１−ｋＩ−Ｔｚとし、１ワード１６ビツ
トの直線量子化が一般に採用されているが、この場合の
伝送レートは７００ＫＵＰＳ　（１秒間に７００にビッ
ト）以上にも達する極めて高いものとなる。

ところで、上述のようなオーディオ信号やビデオ信号の
ようなアナログ信号をＡ／Ｄ変換して得られたディジタ
ル信号においては、その統計的性質が偏りを持つことや
視聴覚現象からみて重要度の低い部分があることを利用
して、情報量を圧縮することが可能であり、例えば差分
・和分処理や圧縮・伸張処理（コンバンプインク処理）
を行っても信号の品質劣化が極めて少ないことが知られ
ている。

このような点を考慮し、本件出願人は先に、例えばディ
ジタルＰＣＭ信号に対して、一定時間単位あるいは一定
ワード数毎にブロック化するとともに、各ブロック毎に
差分処理等の予測処理やコンバンプインク処理を行って
伝送あるいは記録・再生することを、特願昭５８−９７
６８７〜９号、特願昭５８−１６３０５４号、特願昭５
８−１．６６２６７号あるいは特願昭５８−２１０３８
２号等において提案している。

これらの技術においては、各ブロック毎に少なくとも１
ワードの基準データ、例えばストレートＰＣＭデータを
設けており、この基準データに基いて例えば差分データ
を順次加算する等の演算処理を行うことによって、ブロ
ック内の元のサンプリングデータ（ストレー１−ＰＣＭ
データ）を全て復元可能としている。これは主として５
一般に差分処理データを伝送する際に生ずるエラー伝播
を最小限に抑えるためであり、また、ブロック毎に予測
処理やコンバンディング処理を切り換える際のブロック
境界でのオーバーシュート等のエラーを防止するためで
ある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、ビット圧縮率を極端に高くとる場合、例えば
］ワード１６ビツトのデータを１ワード４ヒツトにまで
圧縮するような場合には、上記基準データの１ワードが
圧縮されたデータの４ワ一ド分に相当するため、伝送効
率あるいは記録効率を高めようとすると、ブロック内に
上記基準データを設けずに伝送あるいは記録・再生する
ことが望ましい。

しかしながら、単なる差分出力を伝送する場合には、Ｓ
／Ｎ改善が不充分であったり、高域入力信号に対してＳ
／Ｎが劣化したり、あるいは伝送路上や記録・再生時等
にコード・エラーが発生した場合に異音が発生する等の
間ｊＭ点がある。

本発明はこのような実情に鑑み、伝送ビットレートを極
端に低くできるとともに、Ｓ／Ｎ改善量の不足を補うこ
とができ、高域信号入力時のＳ／Ｎ劣化やコード・エラ
ー発生時の異音の発生等を防止し得るような信号伝送装
置の提供を目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上述の問題点を解決するために、本発明の信号伝送装置
は、入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定ワード数
毎にブロック化し、各ブロック毎の信号に対して予測誤
差を得るためのフィルタ、いわゆる差分処理フィルタを
介して伝送するとともに、上記差分処理フィルタとして
、Ｎ次の予測器およびＮ次以下の予測器を用いて成る複
数の差分処理フィルタを予め設けておき、これらの各差
分処理フィルタからの出力の上記ブロック内の最大絶対
値（ピーク値）あるいは最大絶対値（ピーク値）に係数
を乗算したものを互いに比較し、その値が最小となる差
分処理フィルタを当該ブロックに対して選択することを
特徴としている。

ここで、上記複数の差分処理フィルタのうちには、入力
されたディジタル信号をそのまま出力するフィルタ（フ
ラット・パス）を含んでいてもよい。

〔作用〕

上記複数の差分処理フィルタからの１ブロック分の各予
測誤差出力のそれぞれのピーク値（ブロック内最大絶対
値）のうち最小のピーク値を出力する差分処理フィルタ
が、当該ブロック内の入力ディジタル信号を最も効率よ
く差分処理するものであり、この差分処理フィルタを選
択することにより高効率の伝送が行える。また、ブロッ
ク内の各ピーク値に差分処理フィルタの次数等に応じた
所定の係数を乗算して（いわゆる重み付けして）比較す
ることにより、高次のフィルタよりも低次のフィルタや
入力信号をそのま才出力するフィル夕（フラット・パス
）を優先的にあるいはより頻繁に選択させ、高域信号入
力時のＳ／Ｎ劣化の改善やコード・エラー発生時の異音
発生の防止等も可能となる。

〔実施例］ 概略的な構成 先ず、本発明が適用される信号伝送装置の一例となるオ
ーディオ・ヒツトレート・リダクション・システムの全
体の概略的な構成について、第１図を参照しながら説明
する。

この第１図のシステムは、送信側（あるいは記の入力端
子１１には、アナログ・オーディオ信号を周波数ｆｓで
サンブリンクし、量子化および符号化を施して得られる
オーディオＰＣＭ信号Ｘ（ｎｌが供給されている。この
入力信号Ｘ（川は、予測器１２および加算器１３にそれ
ぞれ送られており、予測器１２からの予測信号ｘ（ｎｌ
は、加算器１３に減算信号として送られている。したが
って、加算器１３においては、上記入力信号ｘ（ｎｌか
ら上記予測信号Ｘ（川が減算されることによって、予測
誤差信号あるいは（広義の）差分出力ｄ（ｎｌ、すなわ
ち、ｄ　（ｎｌ　＝　ｘ　（川−ｘ　（ｎｌ　　　　　
　　　　　　　・・・・・・・・・・・・・・・■が出
力される。

ここで、予測器１２は、一般に過去のｐ個の入力Ｘ（ｎ
　ｐ）、ｘ（ｎ−ｐ＋１）、・−・、ｘ（ｎ−］）の１
次結合により予測値Ｘ（川を算出するものであり、 マ（用＝多αｋ・ｘ（ｎ−ｋ）　　　　　　・・・・・
・・・・・・・・・・■に−ま ただしαｋ（ｋ−１，礼・・・ｐ）は係数となる。した
がって、上記予測誤差出力あるいは（広義の）差分出力
ｄ（川は、 と表せる。

また、本発明においては、入力ディジタル信号の一定時
間内のデータ、すなわち入力データの一定ワード数ｌ毎
にブロック化するとともに、各ブロック毎に最適の予測
フィルタ特性が得られるように上記係数αにの組を選択
している。これは、後述するように、互いに異なる特性
の予測器、あるいは加算器も含めて差分出力（予測誤差
出力）を得るためのフィルタが複数設けられているとみ
なすことができ、これらの複数の差分処理フィルタのう
ちの最適のフィルタを上記各ブロック毎に選択するわけ
である。この最適フィルタの選択は、驕り 複数の各差分処理フィルタかり出力のブロック内最大絶
対値（ピーク値〕または最大絶対値（ピーク値）に係数
を乗算した値を、予測・レンジ適応回路２１において互
いに比較することによって行われ、具体的には各最大絶
対値（またはその係数乗算値）のうち値が最小となるよ
うな差分処理フィルタが当該ブロックに対して最適のフ
ィルタとして選択される。このときの最適フィルタ選択
情次に、上記予測誤差としての差分出力ｄ（川は、加算
器１４を介し、利得Ｇのシフタ１５と量子化器１６とよ
りなるビット圧縮手段に送られ、例えば浮動小数点（フ
ローティング・ポイント）表示形態における指数部が上
記利得Ｇに、仮数部が量子化器１６からの出力にそれぞ
れ対応するような圧縮処理あるいはレンジンク処理が施
される。すなわち、シフタ１５は、ディジタル２進デー
タを上記利得Ｇに応じたビット数だけシフト（算術シフ
ト）することによりいわゆるレンジを切り替えるもので
あり、量子化器１７は、このビット・シフトされたデー
タの一定ビット数を取り出すような再量子化を行ってい
る。次に、ノイズ・シェイピング回路（ノイズ・シェイ
パ）１７は、量子化器１６の出力と入力との誤差分、い
わゆる量子化誤差を加算器１８で得て、この量子化誤差
を利得ｏ−１のシフタ１９を介し予測器２０に送って、
量子化誤差の予測信号を加算器１４に減算信号として帰
還するようないわゆるエラー・フィードバックを行う。

このとき、予測・レンジ適応回路２１は、上記選択され
たモードのフィルタ乃）らの差分出力のブロック内最大
絶対値に基きレンジ情報を出力し、このレンジ情報を各
シフタ１５および１９に送ってブロック毎に上記各利得
ＧおよびＧ−１を決定している。また、予測器２０につ
いては、予測・レンジ適応回路２１からの上記モード情
報が送られることによって特性が決定されるようになっ
ている。

したがって、加算器１４からの出力ｄ’（ｎｌは、上記
差分出力ｄ（ｎｌよりノイズ・シェイパ１７からの量子
化誤差の予測信号ｅ　（ｎｌを減算したｄ　（ｎｌ　＝
　ｄ　（ｎｌ　−ｅ　（ｎｌ　　　　　　　　　　・・
・・・・・・・・・・・・・■となり、利得Ｇのシフタ
からの出力ｄ（川は、ｄ（川＝Ｇ−ｄ（川　　　　　　
　　　　・・・・・・・・・・・・・・・■となる。ま
た、量子化器１６からの出力ｄ（川は、量子化の過程に
おける量子化誤差をｅ　（ｎｌとすると、△　　　　″ ｄ　（ｎｌ　＝　ｄ　（ｎ）　十ｅ　（ｔｌ　　　　　
　　・・・・・・・・・・・・・・・■となり、ノイズ
・シェイパ１７の加算器１８において上記量子化誤差ｅ
（ｎｌが取り出され、利得Ｇ−のシフト１９を介し、過
去のｒ個の入力の１成績合をとる予測器２０を介して得
られる量子化誤差の予測信号ｅ（川は、 となる。この０式は、上述の■式と同様の形となってお
り、予測器１２および２０は、それぞれシステム関数が
、 のＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタである。

これらの０〜０式より、量子化器１日からの出バ カｄ　（ｎｌは、 △ ｄ（ｎｌ　＝　Ｇ・（ｄ（ｎｌ−ｅ（ｎｌ）＋ｅ（ｎｌ
−〇−ｄ（ｎ）＋−ｅ（ｎ）−Σβに−ｅ　（ｎ　−ｋ
　）　−■に＝１ −】　１− この０式のｄ（ｎｌに上記０式を代入して、△ り出される。ここで、上記ｘ（ｎｌ　、　ｅ（ｎｌ　、
　ｄ（ｎｌの２△ 変換をそれぞれＸ（ｚｌ　、　Ｂ（ｚｌ　、　Ｄ（２１
とすると、＝Ｇ−Ｘ（ｚｌ（１，−Ｐ（ｚｌ）十Ｅ（ｚ
ｌ（］　−Ｉ％（ｚｌ）・・・・・・・・・・・・・・
（ロ） となる。

なお、予測・レンジ適応回路２１からの上記レンジ情報
は出力端子２３より、また上記モード選択情報は出力端
子２４よりそれぞれ取り出される。

次に、受信側あるいは再生側のデコーダ３０の入力端子
３１には、上記エンコーダ１０の出力端、イ、、オゎ６
゜、０より□、ゎえヶつ谷）ヵ８ヶ給されている。この
入力信号’ｄ’（ｎｌ　ｌ凱利得Ｇ　のシフタ３２を介
し加算器３３に送られている。加／メ 算器３３からの出力ｘ　（ｎｌは、予測器３４に送られ
て予測信号ｘ　（ｎｌとなり、この予測信号ｘ　（ｎｌ
は加算／Ｘｋ 器３３に送られて上記シフタ３２からの出力ｄ　（ｎ）
／× と加算される。この加算出力がデコード出力ｘ　（ｎｌ
として出力端子３５より出力される。

また、エンコーダ１０の各出力端子２３および２４より
出力され、伝送あるいは記録・再生された上記レンジ情
報およびモード選択情報は、デコーダ３０の各入力端子
３６および３７にそれぞれ入力されている。そして、入
力端子３６からのレンジ情報はシフタ３２に送られて利
得Ｇ　を決定し、入力端子３７からのモート選択情報は
予測器３４に送られて予測特性を決定する。この予測器
３４の予測特性は、エンコーダ１０の予測器１２の特性
に等しいものが選択される。

このような構成のデコーダ３０において、シフＡ 夕３２からの出力ｄ（川は、 Δ であり、加算器３３の出力ｘ　（ｎｌは、となる。ここ
で、予測器３４は、エンコータ１０の予測器１２に等し
い特性が選択されることより、であるから、■）、［相
］式より、 Δ （ｚｌ　、　Ｄ　（ｚｌとすると、 したがって、 ／〉　　　へ いとして、Ｉ）　（ｚｌ　＝　Ｉ）　（ｚｌとすると、
上記０式および０式より、 となる。

この［相］式より、量子化誤差Ｅ（ｚｌ町こ対してＧ　
のノイズ低減効果が得られることが明らかであり、この
ときテコーダ出力に現れるノイズのスペクトル分布をＮ
　（ｚｌとすると、 となる。

また、このようなシステムにおいて、上記Ｇは上記ブロ
ック内の最大絶対値に関係する値で正規化するように作
用するものであるが、このＧは周波数特性を有している
。ここで、説明を簡略化するために、上記Ｇを、 Ｇ＝Ｇ、・Ｇｆ　　　　　　　　　・・・・・・・・・
・・・・・・［相］のような２つの要素ＧｐとＧｆの積
として表す。

これらの２つの要素のうち、Ｇｐは上記予測フィルタ処
理による予測ゲイン、すなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量を意
味し、Ｏｆは上記レンジング処理によるゲイン・コント
ロール量、すなわちダイナミック・レンジの拡大量を意
味する。したがって、Ｇｐは、入力信号周波数に依存し
、入力信号レベルには依存しないのに対し、Ｇｆは、入
力信号周波数には依存せず、入力信号レベルに依存する
ことになる。またＧｐは、 のＳ／Ｎ改善量を有しまた予測誤差を得るための差分処
理フィルタの伝達関数１−Ｐ（ｚｌの逆関数となるよう
な周波数特性を有しており、このときのノイズ・スペク
トルは上記［相］式のようになる。Ｇｆに関しては、上
記ブロック毎に選択されたモードにおけるブロック内最
大絶対値で正規化するような準瞬時圧伸に対応している
。

このような概略構成を有するシステムにおいて、本発明
の要旨は、予測器１２と加算器１３とより成る予測誤差
出力あるいは差分出力を得るた吟の差分処理フィルタと
して、Ｎ次の予測器およびＮ次以下の予測器を用いて成
る複数のフィルタを設け、各フィルタからの出力の上記
ブロック内最大絶対値または最大絶対値に係数を乗算し
たものを互いに比較し、その値が最小となるような差分
処理フィルタを選択するようにしたことである。この複
数の差分処理フィルタのうちには、ストレー）ＰＣＭデ
ータをそのまま出力するものも含まれる。

具体的な構成例 次に第２図は、上記第１図に示したオーディオ・ビット
レート・リダクション・システムのエンコーダ１０のよ
り具体的な構成例を示し、第１図の各部と対応する部分
には同一の参照番号を付している。

この第２図において、上記予測器１２としては、複数個
、例えば４個の予測器１２　Ａ　、　１２　Ｂ　、　１
２Ｃ，１２Ｄが設けられている。これらの子細１器１２
Ａ〜１２Ｄからの予測出力は、減算信号としてそれぞれ
加算器１３Ａ〜１３Ｄに送られ、元の入力信号から減算
される。すなわち、それぞれ４個ずつの予測器１２Ａ〜
１２Ｄおよび加算器１３八〜１３Ｄにより、４系統の予
測誤差を得るための４個の差分処理フィルタが構成され
ている。ここで、各予測器１２Ａ〜１２Ｄは、見かけ上
それぞれ２次の構成を有し、係数α１．α２として、予
測器１２ＡがＫｌ、に２．同１２ＢがＫｌｌ、に４．同
１２Ｃかに５．Ｋｌｌ、同１２ＤがＫｑ、に８を有して
いるが、所望の予測器の係数の少なくとも１個をＯとす
ることにより、１次以下の予測特性を得ることができる
。したがって、上記４個の差分処理フィルタについても
、見かけ上はそれぞれ２次差分をとる構成となっている
が、所望の差分処理フィルタについて１次以下の差分を
とる特性（ストレートＰＣＭデータを出力するものも含
む）を得ることが可能である。

これらの各差分処理フィルタからの出力、すなわち各加
算器１３Ａ〜１３Ｄからの出力は、それぞれｌワード遅
延回路４１Ａ〜４１Ｄおよび最大絶対値ホールド回路４
２Ａ〜４２Ｄに送られており、ｌワード遅延回路４１Ａ
〜４１Ｄからの各出力は、モード切換スイッチ回路４３
の各被選択端子ａ、ｄに送られている。すなわち、前記
１ブロツクがｌワードであるから、ｌワード遅延回路４
１Ａ〜４１Ｄにおいては１ブロツク分の遅延が行われ、
この遅延が行われている間に、各最大絶対値（ピーク）
ホールド回路４２Ａ〜４２Ｄにおいて前記ブロック内最
大絶対値が検出されるわけである。これらのブロック内
最大絶対値は、予測・レンジ適応回路２１に送られて互
い；こ比較され、その値が最小となるものが選択される
。このとき、各ブロック内最大絶対値にそれぞれ所定の
係数を乗算していわゆる重み付けを行った後に比較して
もよい。予測・レンジ適応回路２１は、上記各差分処理
フィルタからのそれぞれ１ブロツク分のデータのうちの
上記最小のブロック内最大絶対値が得られる１ブロツク
分のデータを選択するためのモード選択情報を出力し、
このモード選択情報が切換スイッチ回路４３に送られる
ことによって、上記選択された１ブロツク分のデータを
出力する遅延回路への切換接続が行われる。切換スイッ
チ回路４３からの出力は、加算器１４に送られる。

また、予測・レンジ適応回路２１からの上記モード選択
情報は、予測器２０および出力端子２４にも送られてい
る。ここで、予測器２０は、例えばデコーダ出力に現れ
るノイズ（前記［相］式参照）をホワイトとするために
、予測器１２Ａ〜１２Ｄのうちの上記選択されたものに
等しい特性のものが選択される。すなわち、予測器２０
も見かけ上２次の予測器構成を有しており、係数β□、
β２に対応する係数Ｋａ、Ｋｂは、予測器１２Ａ〜１２
Ｄの各係数の組Ｋｌ、に２〜ＫＶ、に８　のうちの上記
モード選択により指定された差分処理フィルタの予測器
の係数に等しいものが選ばれる。

また、第３図に示されたデコーダ３０の具体例において
、予測器３４は、第２図の予測器１２Ａ〜１２Ｄに対応
して見かけ上２次の構成を有しており、各係数Ｋｃ　、
　Ｋｄ　としては、上記予測器１２八〜１２Ｄの係数の
組Ｋｌ、　Ｋ２　〜に？、Ｋｓのうちのいずれか一組が
入力端子３７からのモード選択情報に応じて選択される
ようになっている。

これらの第２図および第３図の他の構成は、前述した第
１図と同様であるため、説明を省略する。

なお、以上のような具体的構成を有するエンコーダ１０
やデコーダ３０のハードウェア構成としては、例えば複
数個の予測器１２Ａ〜１２Ｄ等を現実に設ける必要はな
く、１個の予測器の係数を時分割的に切り換えて用いれ
ばよく、さらには、エンコーダ１０やデコーダ３０全体
をＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）やメモリ等から
成るシステムによりソフトウェア的に実現できることは
勿論である。

第１の実施例 ここで、本発明の第１の実施例として、入力端子１１に
供給されるオーディオＰＣＭ信号のサンプリング周波数
ｆｓを１８．９ｋＨｚとし、■ワード１６ビツトで１ブ
ロツクのワード数ｌを２８ワードとし、量子化器１６に
おいて、ｌワード４ビツトのデータに再量子化する場合
について詳細に説明する。このときの上記２次の予測器
１２Ａ〜１２Ｄの各係数の組Ｋｌ、に２〜ＫＶ　、Ｋｓ
　としては、例えば、 １２Ａ：に１＝１．８４２６．に２＝−０，８６４９１
２Ｂ　：Ｋａ＝０．８７５　　、　　Ｋ４＝０１２　Ｃ
：　Ｋ５　＝１．５１５５　、　　Ｋａ　＝−０，８１
１２Ｄ：に７＝Ｏ、Ｋｓ＝０ のように予め設定しておく。このときの上記各モードの
差分処理フィルタの伝達関数］　−Ｐ（ｚ）は、Ａ　：
　１−１．８４２６ｚ−＋〇、８６４９ｚ−Ｂ　：　１
−０．８７５ｚ−” Ｃ：　１−　Ｌ５１５５　ｚ−１十〇、８１　ｚ−２Ｄ
：１ となり、これらの各差分処理フィルタの周波数特性は、
第４図の各曲線Ａ−Ｄのようになる。

すなわち、特性曲＠Ａに対応する差分処理フィルタ（予
測器１２Ａと加算器１３Ａとより成る）が２次差分ＰＣ
Ｍモードに相当するフィルタであり、低域の予測ゲイン
すなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量が大きい。特性曲線Ｂに対
応する差分処理フィルタ（予測器１２Ｂおよび加算器１
３Ｂ）は１次差分ＰＣＭモードに相当するフィルタであ
り、また、特性曲線Ｃに対応する差分処理フィルタ（予
測器１２Ｃおよび加算器１３Ｃ）は中域の予測ゲインが
大きくなっている。予測器１２Ｄおよび加算器１３Ｄよ
り成る差分処理フィルタは、係数に？。

Ｋｓ　が共にＯであることより、第４図の特性曲線りに
示すように、周波数特性を持たず基準利得１のいわゆる
単なるフラット・パス特性となっており、ストレートＰ
ＣＭモードに相当している。

第５図は、１ブロツク毎に伝送されるワード構成の具体
例を示し、再量子化されたｌワード４ビツトで２８ワー
ドのオーディオ・データ・ワードＷＯ〜Ｗ２？と、ｌワ
ード１６ビツトから４ビツトへのブロック毎の再量子化
の際の４ビツトの取り出し位置を示すいわゆるレンジ情
報ワードＷＲと、上記４つのフィルタに対応する４モー
ドのうちのいずれが選択されたかを示すモード選択情報
ワードＷＭとが１ブロツク毎に伝送される。したがって
、伝送されるオーディオ・データ１ワード当りの平均ビ
ット数は、 （４Ｘ２８＋４＋２）７２８中４．．２１４　（ｂｉ　
ｔｌとなる。

この第４図において、単一の正弦波信号が入力される場
合には、入力信号周波数が０からｆ、までは特性曲線Ａ
のフィルタが、周波数がｆ、からｆ２までは特性曲線Ｃ
のフィルタが、また周波数がｆ２からｆｓ／２程度まで
は特性曲線りのフィルタがそれぞれ選択される。なお入
力信号の周波数ｆｓ／２以上については、いわゆるエリ
アシング防止のため、へ／Ｄ変換前にＬＰＦ（ローパス
フィルタ）により予め除去されることは勿論である。こ
のようにして選択された各フィルタの周波数応答がその
周波数での予測ゲインすなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善事とな
り、周波数に対する瞬時Ｓ／Ｎの改善量は第４図の斜線
部のようになる。

ただし、実際のオーディオ入力信号は複合スペクトルの
信号であるため、上述のような明瞭な境界による選択は
行われず、特性曲線Ｂのフィルタも比較的頻繁に使用さ
れる。

また、上述のフィルタ選択は、各モードのフィルタから
のブロック内最大絶対値（ピーク値）をそのまま比較し
た場合に行われるものであるが、各モードのブロック内
ピーク値に対してそれぞれ所定の係数を乗算して比較す
ることにより、低次のフィルタあるいはストレートＰＣ
Ｍデータを出力するフィルタをより多く選択するように
してもよい。この場合、上記係数の一例としては、特性
、Ａのフィルタからの２次差分ＰＣＭデータのピーク値
には係数２を乗算し、特性りのフィルタから６、゛のス
トレートＰＣＭデータのピーク値には係数０゜７を乗算
し、他のフィルタからのデータのピーク値には係数１を
乗算して（あるいは係数を乗算せずに）、各値を互いに
比較し、その値が最小となるようなフィルタを選択する
。このような係数の乗算は、第４図のグラフ内の対応す
る特性曲線を縦軸方向に平行移動させる（レスポンス値
を変える）ことに対応し、例えば特性曲線Ａのフィルタ
からのピーク値に係数２を乗算することは、特性曲線Ａ
を第４図内で約５ｄＢ上方に平行移動させることに相当
する。したがって、結果的には、フィルタ切換周波数ｆ
、やｆ２が低周波側に移行することになり、特性Ａのフ
ィルタに比べて特性Ｃのフィルタがより頻繁に、また特
性Ｃのフィルタに比べて特性りのフィルタがより頻繁に
選択されることになる。

なお、デコーダ側では、入力されたｌブロック分のオー
ディオ・データ・ワードＷＯ〜Ｗｚ７が上記レンジ情報
ワードＷＲのデータに基いてシフタ３２によりブロック
単位で伸張処理あるいはエンコーダ側とは逆のレンジン
グ処理が施され、次に加算器３３と予測器３４より成る
フィルタにおいて、上記モード選択情報ワードＷＭのデ
ータに基いてブロック単位で逆子側処理が施され、元の
ストレートＰＣＭデータが復元される。

この第１の実施例のシステムによれば、低〜中程度の忠
実度の音質の伝送が可能となり、通常の音声信号等を極
めて低いヒツトレート 当り４．、２　１．　４ビツト、１チャンネル当りの伝
送ビットレート約７９．６にビット／秒）で伝送するこ
とができる。

第２の実施例 次に、中〜高忠実度（ミドル−ハイ・ファイ）の音質で
の音楽信号伝送が可能なシステムの例として、第４図の
特性曲線Ａ，Ｂ，Ｄに対応する予測係数を有する３種類
のフィルタを用い、サンブリンク周波数ｆｓを上記第１
の実施例の倍の３７。

８ｋＨｚとする場合について説明する。他の具体的数値
および具体的構成は、上記第１の実施例と同様とする。

この場合、上記３種類のフィルタの周波数特性は、サン
プリング周波数ｆｓが倍となったことに伴って、第６図
の特性曲線Ａ，Ｂ，Ｄのようになる。すなわち、特性曲
線りはストレートＰＣＭモードに、特性曲線Ｂは１次差
分モードに、特性曲線Ａは２次差分モードにそれぞれ対
応する。

ところで、量子化器１６において１ワード１６ビツトか
ら４ヒツトへの再量子化を行う際に、所定位置の４ビツ
トを取り出すわけであるが、このときシフタ１５では、
ノイズ・シェイピング処理前のデータすなわち選択され
たモードのブロック内ピーク値に基いてレンジ（ビット
・シフト量）が決定されるため、ノイズ・シェイパ１７
からのフィードバック・エラーが加算器１４にて重畳さ
れることにより、特にレンジング処理の際に取り出され
るビットの最大値に近いデータ入力時において、データ
がオーバーフロラする虞れがある。

これを防止するため、選択されたモードのブロック内の
ピーク値（最大絶対値）に対して所定の１以上の係数γ
を予め乗算し、この乗算結果をピーク値とみなしてレン
ジング位置すなわち１６ビツト中の４ヒツトの取り出し
位置を決定する。このように、真のピーク値の上記所定
数γ倍の値によってレンジング位置が決定されるため、
ノイズ・シェイパ１７からのエラーが帰還されても、上
記オーバーフロラが発生しにくくなる。この場合、上記
係数γは、選択されたモードの予測器特性に応じて設定
しておくことが奸才しい。

ここで、ノイズ・シェイパ１７内の予測器２０は、差分
処理用の予測器１２Ａ〜１２Ｄに等しい特性のものがモ
ード選択に応じて選択されることより、ストレートＰＣ
Ｍモード時には、第２図の係数Ｋａ　、　Ｋｂが共にＯ
となり、エラー・フィードバック量が０となってノイズ
・シェイピングの影響はなく、係数γ＝１とすればよい
。また、１次差分モード時には、ノイズ・シェイピング
処理を施した後のエンコーダ出力でのノイズ・スペクト
ルが第６図の特性曲線Ｂに等しくなる点を考慮して、γ
中１，１４とすればよく、２次差分モード時には、第６
図の特性曲線Ａを考慮して、γ中１。

３３とすればよい。

すなわち、上記１次差分モード選択時において、エンコ
ーダ出力でのノイズ・スペクトルは概略第７図のように
なる。これは、４ビツトで再量子化するときの瞬時Ｓ／
Ｎが約２４　ｄＢであることより、フル・スケール（４
ビツトで表現可能な最大レベル）を基準のＯｄＢとする
とき、ノイズ・シェイピング前のノイズ・レベルが一２
４ｄＢとなり、これに］次子測のエラー・フィードバッ
クによるノイズ・シェイピング処理が施されて、第７図
の斜線部に示すようなスペクトル分布のノイズ・レベル
となる。したがって、周波数ｆｓ／２近傍のノイズ・レ
ベルはノイズ・シェイピング前のレベルに比べて約６　
ｄＢ　持ち上げられることになり、これが上記オーバー
フロラを起こす原因となる。

これは、ノイズ・シェイピング前の量子化ノイズの振幅
分布が上記再量子化された４ヒツトのＬＳＢの±２ビッ
ト内でランダムであることより、これの１次差分をとる
ときのノイズの最大振幅は、−ＨＬＳＢ−（＋シＬ８Ｂ
）＝−ＩＬ８Ｂより±ｌ　Ｌ　Ｓ　Ｂとなり、これがｆ
Ｓ／　２付近での約６ｄＢの持ち上りに対応する。した
がって、無人力時でも＋５　ｄＢのノイズを伝送するこ
とになり、４ヒツトのフル・スケールのＯｄＢに対して
ｆｓ／２付近で約−１８ｄＢの位置にノイズのピーク値
が存在し得ることになる。ここで、−１８ｄＢは約帆１
２５であるから、信号のピーク値を１−０゜１２５、す
なわち０．８７５倍に抑えれば、ノイズ・シェイピング
によるオーバーフロラを未然に防ぐことができる。した
がって、レンジング位置決定のためのピーク値に対する
乗算係数γとしては、１１０．８７　ｓ−１，１４とす
ればよい。

次に、上記２次差分モード選択時のレンジング位置決定
用のピーク値に対する乗算係数γについては、第６図の
特性曲線Ａのｆｓ／２付近での持ち上りが約＋１２ｄＢ
であることより、４ビツト再量子化のフル・スケールＯ
ｄＢに対してノイズ・レベルのピーク値は約−１２ｄＢ
　の位置に存在し得ることになる。−１２ｄＢは約０．
２５であるから、信号のピーク値を１−０．２５＝０．
７５倍に抑えることによって、ノイズ・シェイピングに
よるオーバーフロラを防止でき、上記係数γは１１０゜
＝３１− ７５より約１．３３となる。

ところで、信号が急激に変化することによって、再量子
化の際のレンジング位置が急激に変化する場合に、前の
ブロックのノイズが次のブロックにくり越されることに
よってオーバーフロラを生ずることがある。これは特に
、ブロックの境界近傍で信号レベルが急激に低下した場
合に生じ易く、このとき、レンジング位置すなわち再量
子化のための４ビット取り出し位置は、例えば第８図Ａ
；Ｂに示すように、■６ビツト中のＭＯＢ側からＬＳＢ
側に急激に移動するが、前ブロックのデータ（第８同人
）のエラー分が次のブロックのデータ（第８図Ｂ）にそ
のまま帰還されることによって、再量子化により取り出
される４ビツトのデータがオーバーフロラしてしまう。

これは、シフタ１５の利得Ｇとしては、前ブロックで小
さかったものが次のブロックで急激に増大することに相
当する。

そこで、オーバーフロラを許容して、オーバーフロラが
発生したときには、再量子化４ビツトで表現可能な正又
は負の最大値に固定していわゆるクリッピングすること
により、符号の反転を防ぐとともに異音の発生を最小限
に抑えることが望ましい。

また、このクリッピンク処理に先立ち、レンジが小さく
なる（利得Ｇが大きくなる）ときのビット取り出し位置
の移動に制限を加え、例えば第８図Ｃに示すように、前
ブロックの位置より１ビツトだけＬＳＢ側に移動した位
置をビット取り出し位置あるいはレンジング位置とする
。

このように、レンジング位置が元の１６ビツトのデータ
のＭＳＥ側からＬＳＢ側に移動するときの移動量に制限
を加えることにより、急激なレンジの変化が防止でき、
ノイズ・シェイピングによるオーバーフロラの大きさを
小さくできる。

ここで、最もオーバーフロラの生じ易い、すなわち最も
急峻なノイズ・シェイピング処理を行っている上記２次
差分モード選択時のレンジング位置移動の制限作用につ
いて説明する。

この２次差分モード選択時におけるエンコーダ出力での
ノイズ・スペクトル分布は、第６図の特性的線Ａと同様
の曲線形状に表われ、ノイズ・シェイピング前に比べて
ｆｓ　／　２付近のノイズのピーク値は略４倍すなわち
約＋１２ｄＢだけ持ち上げられる。したがって、再量子
化データの４ヒツトによるフル・スケールをＯｄＢとす
るとき、ノイズのピーク値は一１２ｄＢの位置に存在し
得ることになり、０．２５をノイズが占めることになる
。

次に、レンジング位置の移動については、上述のように
、１ブロツクにつきＬＳＢ側に１ヒツト以内にするとい
う制限があるため、次のブロックにおいて帰還されるノ
イズの大きさは、このときのフル・スケールをＱ　ｄＢ
　として、最大でも上記１ヒツト分の一６ｄＢ、すなわ
ち０．５である。なお、上記制限を設けない場合には、
レンジの変化ステップが最大】２ヒツトあることより−
１２＋６Ｘ１２＝６０．すなわち約６０ｄＢのノイズが
伝播されることになる。これに対して、上記制限を設け
た場合には、過渡部で最大でも０．５をノイズが占める
ことになり、信号に対し上記乗算係数γを設定しない（
γ−１とする）場合でも、信号の最大値１とノイズの最
大値０．５との和１．５、すなわち約＋３．５ｄＢのオ
ーバーフロラですむ。

次に、このようなオーバーフロラの大きさを制限したの
ちｌこ、上述のようなりリッピング処理を行う。

ここで、クリッピング処理とは、上記オーバーフロラが
生じたときに、再量子化によって取り出される４ビツト
の正又は負の最大値にデータを固定あるいはクリッピン
グすることにより、符号の反転を防止し、エラーを小さ
く抑えるものであるが、この時発生したエラー、すなわ
ち真の値とクリップした上記圧又は負の最大値との差を
帰還（エラー・フィードバック）し、次回にくり越すこ
とにより、すなわち通常のエラー・フィードバックをそ
のまま行うことにより、クリップによる歪等の悪影響は
ほとんど発生しないことが確認されている。

これに対して、上記クリップ時にエラーの帰還を停止し
てしまうと、一時的にノイズ・シェイピングがかからな
くなり、デコーダ出力には大しベルの低域ノイズ、すな
わちデコード・フィルタの特性に応じたノイズが発生し
、その歪が伝播するため、聴感上非常に問題となる。

このようなりリッピング処理時のエラー・フィードバッ
クの有無による作用上の差異について以下説明する。

ここで説明を簡略化するために、第９図に示すような１
次のノイズ・シェイピングを行う場合について考察する
。

この第９図において、シフタ１５からの出力ｄ（川は、
量子化器１６において１６ビツトから４ビツトに再量子
化されて出力ｄ（川となり、オーバーフロラ時のクリッ
ピング回路（クリッパ）２６を器１６への入力ｄ（川と
クリッパ２６からの出力ｄ（ｎｌとの誤差分である量子
化ノイズあるいはエラー〇（川は、ノイズ・シェイパ１
７においてシフタ１９を介し、１９−ド遅延手段２７を
介して加算器１４に減算信号として供給されている。

なお、この第９図の構成を要部とするエンコーダに対し
て、デコーダの要部は、第１０図に示すように構成され
、予測器３４は１ワ一ド遅延手段２８より成っている。

いま、時間経過に伴って任意の一ブロック（第１のブロ
ック）から次のブロック（第２のブロック）に移る際に
、信号のピーク値が小さくなり、シフタ１５の利得Ｇが
ＧからＧ−９（ただしグ〉１）に変化する場合に、上記
第１のブロックの最終のエンコーダ出力データを、 △ ｄ（ｎｌ＝　（ｄ（ｎ）−ｅ　　（ｎ−１）・　Ｇう−
Ｇ十ｅ（ロ）＝ｄ（ｎ）・Ｇ−ｅ　（ｎ　−１，）十ｅ
（川　　・・・・・・・・・Ｏとするとき、デコーダの
シフタ３２からの出力分″（川は、 Ｑｎｌ−ｄ（ｎ）＋　（ｅ（ｎ）−ｅ　（ｎ−１）　）
　、Ｃｆ　”、−３，−６となる。次に、上記第２のブ
ロックの先頭のエンコーダ出力データな（・＋１）は、 Ｑ（ｎ＋１　）＝（ｄ　（ｎ＋１　）−ｅ（叶Ｇ−”）
　−Ｇ−Ｐ＋ｅ　（ｎ＋１　）＝ｄ（ｎ＋１　）　・Ｇ
−Ｙ−ｅ（川−ｐ−）−ｅ　（ｎ＋１−　）・・・・・
・・・・・・・・・・（ハ）△ｌ また、テコーダ内のテークｄ（ｎ＋１）は、介’（ｎ＋
１．）＝ｄ（ｎ＋１．）＋ｅ（ｎ＋１）−Ｇ　　、Ｓ！
−ｅ（ｎｌ・Ｇ−１・・・・・・・・・・・・・・・［
有］へ　　八ｌ となる。ここで、デコーダ出力ｘ　（ｎｌ　、　ｘ　（
ｎ＋１．　）を考えるに際し、 仝′（・刊）＝ｙ（・−１）＋ｅ（・−１）・Ｇ−”と
すると、（ハ）ノ式より、 会−片ｙ　（ｎ−ｔ　）十ｄ（ｎ汁ｅ（ｎｌ・σ”　・
・・・・・・・・・・・・・・（ハ）また、この（ハ）
式と（Ｊｊ）式より、仝′（・＋１）−’／（・−１）
　十ｄ（ｎ）（−ｄ　（・＋１）十ｅ（ｎ＋１）・Ｇ　
−７・・・・・・・・呻ゆとなる。これらΦｈ　＋　ｅ
式で示されるように、オーバーフロラのないときには、
ブロック間の干渉は一切発生せず、前ブロックの大きな
量子化誤差が後続のブロックに尾を引くことはない。

次に、上記第２のブロックの先頭ワードでオーバーフロ
ラを起こした場合において、上記０式のｅ（川・２の項
がオーバーフロラの原因となるわけであるが、ここでオ
ーバーフロラが生じクリップさせたときのエラー分をＥ
として（ハ）式を書きなおすと、 仝（ｎ＋１　）＝ｆ　ｄ　（ｎ＋１　）−ｅ（ｎｌ・Ｇ
−”）　・Ｇ−９十ｅ　（ｎ　＋１　）　十Ｂ −ｄ　（ｎ＋１　）　・Ｇ−Ｙ　　ｅ（川・Ｆ＋ｅ　（
ｎ＋１　）十Ｂ・・・・・・・・・・・・・・・０ よって上記［有］式は、 仝’（ｎ＋１　）＝ｄ（ｎ＋１）＋（ｅ（ｎ＋１．）＋
Ｅ）・Ｇ−１−ｐ−１−ｅ（ｎｌ・Ｇ　　　　　　・・
・・・・・・・・・・・・・Ｑ和となる。また、上記［
相］式のデコーダ出力は、沓λ叶１）−ｙ（ｎ−１）−
１−ｄ（ｎｌ＋ｄ（ｎ＋１）十（ｅＣｎ＋１）十Ｅｌ・
Ｇ　−２・・・・・僧ゆとなり、この■φ式と上記（ハ
）式との差は、Ｅ−Ｇ　　−ｐ　　　　　　　　　　　
・・・・・・・・・・・・・・・［相］で、これがクリ
ップによるデコーダ出力に表れる歪である。

次に、クリップによるエラー伝播については、上記０式
で発生したエラーを通常通りフィードバックする場合に
、ｎ＋２に対応するエンコード出力は、 金（ｎ＋２）−ｃｄ（ｎ＋２）−（ｅ（ｎ＋１．）＋Ｅ
）−Ｇ−”−Ｐ−”＋・Ｇ−９＋ｅ（ｎ＋２）　　　　
・・・・・・・・・・・・・・・Ｏ／＼〃 よって、ｄ（ｎ＋２）は、 △〃 ｄ（ｎ＋２）＝ｄ（ｎ＋２）＋ｅ（ｎ＋２）−Ｇ　　−
ｐ（ｅ（ｎ＋１）＋Ｅ）・Ｇ　　−９−＝−＠この［相
］式と０式より、デコーダ出力は、△Ｉ ｘ　（ｎ＋２　）ｙ　（’　　１　）十ｄ（田土ｄ　（
ｎ＋１　）±ｄ　Ｃｎ＋２　）十ｅ　（ｎ＋２　）・Ｇ
　　−ｊｉｌ　　・・・・・・・・・・・・・・・［相
］となり、Ｅの影響はなくなる。これに対して、上記０
式で発生したエラーをフィードバックしない場合には、 △１ ａ（ｎ＋２）＝ｄ（ｎ＋２）＋ｅ（ｎ＋２）−Ｇ　　−
Ｐ　　・　＠この［相］式と上記［ハ］式より、デコー
ダ出力は、△１ ｘ（ｎ＋２）＝ｙ（ｎ−ｔ）＋ｄ（ｎ）＋−ｄ（ｎ＋１
）十ｄ（ｎ＋２）十ｅ（ｎ＋２）−Ｇ　　−Ｆ　　＋（
ｅ（ｎ＋１）十Ｅ）・Ｇ−ｐ　　　　　　　・・・・・
・・・・・・・・・・Φφとなるから、結果として、Ｅ
＋ｅ（ｎ＋１）を帰還しなかったことによる影響が伝播
することになる。

以上の考察の結果からも明らかなように、クリッピング
によるエラーも、通常の量子化誤差と同様にフィードバ
ックする方が良いことがわかる。

この場合、オーバーフロラを起こしたワードのみが上記
［相］式のＥ−Ｇ　　−９なる歪を発生するだけですみ
、エラーが後続ワードに伝播することはない。

次に、上記レンジング位置すなわち再量子化ビットの取
り出し位置がＬＳＢ側に移動するときの移動量に制限を
加えることの効果について説明する。

先ず、クリッピングによるエラー分を次のワードにフィ
ードバックすることは上記０式に示されている。この０
式中で帰還されるエラーとしては、（ｅ（ｎ＋１）十Ｅ
）・Ｇ−ｆｌ　　　の項であり、これがｎ＋２のワード
でオーバーフロラを引き起こす原因となり得る。すなわ
ち、前記第８図Ｂのように急激に再量子化ヒツト取り出
し位置（レンジング位置）がＬＳＢ側に移動した場合に
は、 ｄ（ｎ＋２）＜＜（ｅ（ｎ＋１）十Ｅ）−Ｇ　　−！ｉ
’となることがあり、ｎ＋１のワードでのエラー分Ｅを
ｎ＋２のワードで吸引しきれずに、逆向きのオーバーフ
ロラを起こしてしまうわけである。このようにして、次
々とオーバーフロラによるエラーが伝播し、大きな歪と
なる。この様子を第１１図に示す。この第１１図におい
ては、上記レンジング位置が急激にＬ　Ｓ　Ｂ側に移動
したときのブロック内の先頭ワードをＷＯとしており、
このワードＷＯのデータＤＯに前ワード（前ブロックの
最終ワード）についての量子化誤差（エラー）が重畳さ
れて真の値Ｐａとなるわけであるが、この真の値ＰＯは
現在のブロックの再量子化ヒツトで表現可能なフル・ス
ケールＦＳの範囲を越えてオーバーフロラとなるため、
上記クリッピング処理が施されて、出力値Ｑｏは正の最
大値にはりつけられる。このときの量子化誤差ＥＯは、
出力値ＱＯ−真の値ＰＯである。このエラーＥＯが次の
ワードＷｌのデータＤ＋に重畳されて真の値Ｐ、となる
が、この真の値Ｐ１もフル・スケールＦＳを（負方向に
）越えてオーバーフロラとなるため、出力値Ｑｌは負の
最大値にクリップされる。このようにしてエラーが伝播
する。なお、第１１図においては、図示の都合上、ブロ
ック先頭ワードＷ。

のエラー重畳された真の値Ｐｏをフル・スケールの数倍
以内にしているが、実際にはＷｏに帰還されるエラーは
、フル・スケールの約１０００倍（約６０ｄＢ）となる
可能性もあり、エラー伝播が長時間ｌこ渡って持続する
こともある。

これに対して、上述のようにレンジング位置（再量子化
ビットの取り出し位置）がＬ　Ｓ　Ｂ側に移動するとき
の移動量を例えば１ビツトに制限する場合には、第１２
図に示すように、ブロック先頭ワードＷＯで帰還される
エラーがｌＪ＼さく抑えられ、短時間でエラー伝播が解
消される。したがって、デコーダからの出力信号の歪が
小さく抑えられ、テンポラル・マスキンク効果と相まっ
て、聴感上何ら支障のない信号伝送が可能となる。

第３の実施例 次に、上述した第２の実施例をさらに高品質にした高忠
実度伝送が可能な第３の実施例について説明する。

この第３の実施例においては、量子化器１６における再
量子化ヒツト数を８ビツトとし、差分処理フィルタとし
ては、１次差分ＰＣＭデータを出力するものとストレー
トＰＣＭデータを出力するものとの２種類を用いている
。サンプリング周波数ｆｓは、第２の実施例と同様に３
７．８ｋＨｚとしており、１次差分フィルタの特性曲線
は前記第６図の曲線Ｂに等しくなる。他の条件および構
成は、上述した第２の実施例と同様である。

この第３の実施例の場合には、再量子化されたオーディ
オ・データ・ワードが８ヒツトであるため、第２の実施
例に比べてより高品質の信号伝送が行なえる。なお、伝
送されるデータのビットレートは、１ワード当り平均８
．２１４ビツトで、１チャンネル肖り約３１０．５　ｋ
上２８フ秒となる。

ところで、本発明においては、ｆｓ／６以下の低域の予
測ゲインＧｐがｄ１３表示で負とならないようなフィル
タのみを用いており、いわゆる和分フィルタは用いてい
ない。これは、広帯域の音楽信号においては、高域信号
のみが単独で存在することは非常にまれであり、常に低
・中域信号の存在を考慮した差分処理フィルタが適当な
ためである。

なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものではな
く、入力ディジタル信号のサンプリング周波数、１ワー
ドのビット数、１ブロツク内のワード数、フィルタの最
高次数Ｎや種類数、あるいは再量子化ヒツト数等は任意
に設定できることは勿論である。

し発明の効果〕 本発明の信号伝送装置によれば、高次差分ＰＣＭ、１次
差分ＰＣＭ、ストレートＩ）ＣＭの各データを出力する
複数個の差分処理フィルタを用い、これらを適応的に切
換選択しているため、効率的なヒツトレート低減が行え
、信号の品質を劣化させることなく極めて低いビットレ
ートでの信号伝送が可能となる。また、ストレートＰＣ
Ｍデータの出力モードも切換選択できるため、高域信号
入力時のＳ／Ｎ劣化や、エラー発生時の過大な誤差電力
の発生も解決できる。

また、選択されたフィルタからの出力のブロック内のピ
ーク値（最大絶対値）に係数γ（γ≧１）を乗算し、こ
の乗算された値に基いてレンジング位置すなわち再量子
化ヒツトの取り出し位置を決定することにより、ノイズ
・シェイピング処理によるフィードバック・エラーが重
畳されても、オーバーフロラが起こりにくくなる。

さらに、入力信号レベルがブロックの境界付近で急激に
低下し、レンジング位置すなわち再量子化ヒツトの取り
出し位置がＬ　Ｓ　Ｂ側に急激に移動しようとする際に
、この移動量に制限を加えることにより、再量子化ビッ
トのオーバーフロラによるエラーを小さく抑えることが
できる。このとき、再量子化ヒツトがオーバーフロラし
たときに、正または負の最大値でクリッピングし、この
ときのエラーをフィードバックしてノイズ・シェイピン
グ処理を施すことにより、エラー伝播を抑えて異音の発
生等による悪影響を有効に防止することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る信号伝送装置が適用されるシステ
ム全体の概略的構成を示すブロック回路図、第２図およ
び第３図は第１図のエンコーダおよびデコーダのより具
体的な構成例をそれぞれ示すブロック回路図、第４図は
複尤ｊの差分処理フィルタの周波数特性を示すグラフ、
第５図は１ブロツク内の伝送ワード構成の一例を示す図
、第６図は他の具体例に用いられる複数の差分処理フィ
ルタの周波数特性を示すグラフ、第７図はノイズ・シェ
イピング処理されたノイズのスペクトル分布を示すグラ
フ、第８図は再量子化の際のレンジング位置の移動を説
明するための図、第９図はエンコーダの要部を示すブロ
ック回路図、第１０図はデコーダの要部を示すブロック
回路図、第１１図および第１２図は再量子化の際のオー
バーフロラによるエラー伝播を説明するための図である
。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定ワード
   数毎にブロック化し、各ブロック毎の信号に対して予測
   誤差を得るためのフィルタを介して伝送するとともに、
   上記フィルタとして、Ｎ次の予測器およびＮ次以下の予
   測器を用いて成る複数のフィルタを設け、各フィルタか
   らの出力の上記ブロック内の最大絶対値あるいは最大絶
   対値に係数を乗算したものを互いに比較し、その値が最
   小となるフィルタを選択することを特徴とする信号伝送
   装置。
2. （２）上記複数のフィルタのうち、少なくとも一つは、
   概略ストレートＰＣＭデータを出力するフィルタを設け
   て成ることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載
   の信号伝送装置。