JPH0555925A

JPH0555925A - デイジタル信号符号化装置及び復号化装置

Info

Publication number: JPH0555925A
Application number: JP3235613A
Authority: JP
Inventors: Kenzo Akagiri; 健三赤桐
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1991-08-23
Filing date: 1991-08-23
Publication date: 1993-03-05
Anticipated expiration: 2016-06-18
Also published as: JP3178026B2; US5294925A

Abstract

(57)【要約】【構成】入力ディジタル信号を複数ワード毎にブロッ
ク化し、これらの各ブロック単位でブロックフローティ
ング回路１２０、１２１、１２２により第１のフローテ
ィング処理を行なう。この第１のフローティング処理さ
れたデータをＭＤＣＴ回路１２３、１２４、１２５でそ
れぞれ直交変換する。この直交変換出力を複数ワード毎
にブロック化し、これらの各ブロック単位でブロックフ
ローティング回路１２９により第２のフローティング処
理を行い、適応ビット割当符号化回路１３０により量子
化処理を行なう。【効果】ブロックサイズ決定演算及びフローティング
係数を、短いステップ数並びに小さいハードウェアで確
定し得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、いわゆる高能率符号化
によって入力ディジタルデータの符号化を行ない、伝送
若しくは記録、再生し、復号化して再生信号を得る、デ
ィジタルデータの高能率符号化装置及び復号化装置であ
って、ディジタル信号に対していわゆるブロックフロー
ティング処理を行うディジタル信号符号化装置及び復号
化装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】オーディオ信号等を直交変換し、その直
交変換出力を複数ワード毎にブロック化し、これらの各
ブロック単位でのフローティング処理を行って量子化を
行い、量子化出力と共にフローティング情報と量子化情
報を媒体に記録若しくは伝送する高能率符号技術が知ら
れている。このブロックフローティング技術は、基本的
には、ブロック内の各ワードに共通の値を掛けて大きく
し、量子化時の精度を上げるものであるが、具体的に
は、ブロック内の各ワードの絶対値の内で最も大きいも
の（最大絶対値）を探し出し、この最大絶対値が飽和し
ないような当該ブロック内の全ワードに対して共通のフ
ローティング係数を用いてフローティング処理を行うも
のが１例としてある。より簡易なものとしては、ビット
シフトを利用する、６ｄＢ単位のフローティングもあ
る。

【０００３】しかし従来は直交変換は、ブロックフロー
ティングを用いず、いかなる入力の時にも十分な精度を
取り、直交変換入力信号の語長精度を直交変換により損
なわれないために十分な程度に演算語長を長く取ってい
る。また信号の時間的性質により、直交変換のブロック
サイズを可変にして、分析精度を上げることが行われる
が、そのための判断指標としては、信号の隣接サンプル
間の差分の２乗のサンプル間平均が使われることがあ
る。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところでこのような直
交変換で、入力の精度を維持したまま演算を行うには、
演算語長が長くなるため、ハードウェアの規模が大きく
なり、経済的に困難度が高くなってしまう。また、直交
変換のブロックサイズを可変にする場合に、そのための
判断指標を新たにそのためにだけ求めることは、演算ス
テップ数の増大を招く。

【０００５】また、上記ブロックフローティング処理に
おける上述の最大絶対値を探し出すためには、１ブロッ
ク内の全ワードに対して、現在のワードの絶対値が過去
のワードの最大絶対値より大きいか否かを判断してゆく
ような手順が必要となり、処理プログラムのステップ数
が多く、時間もかかる。

【０００６】すなわち、図１０は従来のブロックフロー
ティング処理プログラムの概略工程を示すものである。
この図１０において、ステップＳ１で現在のワードの絶
対値を算出し、次のステップＳ２に進んで（当該ブロッ
ク内での過去の）最大絶対値と比較し、大きいときはス
テップＳ３にて現在の絶対値を最大絶対値と入れ換えて
次のステップＳ４に進み、小さいときは直接ステップＳ
４に進む。ステップＳ４においては当該ブロック内の全
ワードが終了したか否かを判別し、ＮＯのときはステッ
プＳ１に戻り、ＹＥＳのときは次のステップＳ５以降の
フローティング処理に進む。

【０００７】ステップＳ５では、得られた最大絶対値を
１ビット左シフトし、次のステップＳ６で最上位の
“１”が検出されるまでシフトを続ける。“１”が検出
される直前までのシフト量を記憶しておき、次のステッ
プＳ７で各ワードを正規化、すなわち上記記憶されたシ
フト量だけ各ワードを左シフトする。次のステップＳ８
で全ワードが終了したか否かを判別し、ＮＯのときはス
テップＳ７に戻り、ＹＥＳのときは処理を終了する。

【０００８】このような処理工程において、ステップＳ
２の現在の絶対値といままでの最大絶対値との比較が各
ワードに対して必要とされ、処理プログラムのステップ
数が増加し、時間もかかるという欠点がある。

【０００９】本発明は、このような実情に鑑みて提案さ
れたものであり、高能率符号において用いられる直交変
換演算と直交変換の可変ブロックサイズ決定演算及びブ
ロックフローティング処理のためのフローティング係数
を短いステップ数並びに小さいハードウェアで確定し得
るようなディジタル信号符号化復号化装置を提供するこ
とを目的とする

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル
信号符号化装置は、入力ディジタル信号を複数ワード毎
にブロック化してブロックフローティング係数を得、こ
れをもとにして直交変換のブロックサイズを決定し、直
交変換ブロック単位の第１のブロックフローティング処
理を行った後直交変換を行い、次に直交変換出力に対し
て第２のブロックフローティング処理を行うことによ
り、上述の課題を解決する。

【００１１】また、本発明に係るディジタル信号復号化
装置は、上記ディジタル信号符号化装置で符号化された
信号を、複数ワード毎にブロック化し、これらの各ブロ
ック単位での上記第２のフローティング処理を解除して
から逆直交変換し、さらにこの逆直交変換出力を複数ワ
ード毎にブロック化し、これらの各ブロック単位で上記
第１のフローティング処理を解除することにより、上述
の課題を解決する。

【００１２】ここで、上記第１と第２のブロックフロー
ティングの程度を示すそれぞれのブロックフローティン
グ係数を合算して新たなブロックフローティング係数を
作り、復号化装置に送ることにより、さらに良好な効果
が得られる。

【００１３】

【作用】直交変換演算精度を高能率符号全体から見て、
妥当な程度に低減でき、かつ直交変換ブロックサイズの
決定のための指標を、上記第１のブロックフローティン
グのための指標と共通化でき、演算量の低減が達成でき
る。また、もしこれらのブロックフローティングが６ｄ
Ｂステップの粗さで良い場合には、ブロック内最大絶対
値を求めなくともブロック内の各ワードの絶対値の論理
和をとるだけでフローティング係数（シフト量等）を決
定することができ、少ないステップ数でブロックフロー
ティング処理を実現できる。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の一実施例について、ディジタ
ル信号を、適応変換符号化（ＡＴＣ）及び帯域分割符号
化（ＳＢＣ）と適応変換符号化（ＡＴＣ）を組み合わせ
た技術、適応ビット割当て（ＡＰＣ−ＡＢ）の各技術を
用いて高能率符号化する技術について、図１以降を参照
しながら説明する。

【００１５】図１に示す具体的な高能率符号化装置で
は、入力ディジタル信号をフィルタなどにより複数の周
波数帯域に分割すると共に、高い周波数帯域ほどバンド
幅を広く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行って、
得られた周波数軸のスペクトルデータを、後述する人間
の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリティカ
ルバンド）毎もしくは高域においてはクリティカルバン
ドを更に複数帯域に分割した帯域ごとに適応的にビット
割当して符号化している。もちろんフィルタなどによる
周波数分割幅は等分割幅としてもよい。さらに、本発明
実施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適
応的に直交変換ブロックサイズ（ブロック長）を変化さ
せると共に、該ブロック単位で上記フローティング処理
を行っている。

【００１６】すなわち、図１において、入力端子１００
には例えば０〜２０ｋHzのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦフ
ィルタ等の帯域分割フィルタ１０１により０〜１０ｋHz
帯域と１０ｋ〜２０ｋHz帯域とに分割され、０〜１０ｋ
Hz帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域
分割フィルタ１０２により０〜５ｋHz帯域と５ｋ〜１０
ｋHz帯域とに分割される。ここで上述したフィルタとし
ては、例えばＱＭＦフィルタがあり、1976 R.E. Croch
iere, Digital coding of speech in subbands, Bell S
yst. Tech. J.Vol.55, No.8 1976 に述べられている。
また、ICASSP 83, BOSTON, PolyphaseQuadrature filt
ers -A new subband coding technique, Joseph H. Rot
hweilerには等バンド幅のフィルタ分割手法が述べられ
ている。

【００１７】帯域分割フィルタ１０１からの１０ｋ〜２
０ｋHz帯域の信号は、先ず２．５ｍｓごとのブロックで
サンプルの絶対値が取られてそれらの論理和を得る最短
ブロックシフト量算出回路１０３で処理され、次に直交
変換ブロックサイズ決定回路１０６で決定された直交変
換ブロックサイズを用いて、そのサイズでのシフト量
を、可変ブロックシフト量決定回路１０７で算出する。
それには２．５ｍｓごとの最短ブロックシフト量算出回
路１０３の出力を決定された直交変換ブロックサイズで
比較して、最小のものを選択する。可変ブロックシフト
量決定回路１０７の出力を用いて第１のブロックフロー
ティング回路１２０でブロックフローティングされた
後、直交変換回路の一例であるModifiedDiscrete Cosin
e Transform（ＭＤＣＴ）回路１２３に送られることに
よりＭＤＣＴ処理される。

【００１８】次に、帯域分割フィルタ１０２からの５ｋ
〜１０ｋHz帯域の信号も同様に、先ず２．５ｍｓごとの
ブロックでサンプルの絶対値が取られてそれらの論理和
を得る最短ブロックシフト量算出回路１０４で処理さ
れ、次に直交変換ブロックサイズ決定回路１０６で決定
された直交変換ブロックサイズを用いて、そのサイズで
のシフト量を、可変ブロックシフト量決定回路１０８で
算出する。それには２．５ｍｓごとの最短ブロックシフ
ト量算出回路１０４の出力を決定された直交変換ブロッ
クサイズで比較して、最小のものを選択する。可変ブロ
ックシフト量決定回路１０８の出力を用いて第１のブロ
ックフローティング回路１２１でブロックフローティン
グされた後、ＭＤＣＴ回路１２４に送られることにより
ＭＤＣＴ処理される。

【００１９】さらに、帯域分割フィルタ１０２からの０
〜５ｋHz帯域の信号も同様に、先ず２．５ｍｓごとのブ
ロックでサンプルの絶対値が取られてそれらの論理和を
得る最短ブロックシフト量算出回路１０５で処理され、
次に直交変換ブロックサイズ決定回路１０６で決定され
た直交変換ブロックサイズを用いて、そのサイズでのシ
フト量を、可変ブロックシフト量決定回路１０９で算出
する。それには２．５ｍｓごとの最短ブロックシフト量
算出回路１０５の出力を直交変換ブロックサイズで比較
して、最小のものを選択する。可変ブロックシフト量決
定回路１０９の出力を用いて第１のブロックフローティ
ング回路１２２でブロックフローティングされた後、Ｍ
ＤＣＴ回路１２５に送られることによりＭＤＣＴ処理さ
れる。

【００２０】上記ＭＤＣＴ（変更離散コサイン変換）に
ついては、例えば、 ICASSP 1987Subband/Transform C
oding Using Filter Bank Designs Based on Time Doma
inAliasing Cancellation, J.P.Princen, A.B.Bradle
y, Univ. of Surrey RoyalMelbourne Inst. of Tech.
に述べられている。

【００２１】次に図２において、ブロックフローティン
グ動作を説明すると、入力端子１には、図１のフィルタ
１０１、１０２の出力のディジタル信号が供給されてい
る。このディジタル信号は、絶対値算出回路２に送られ
て各ワードの絶対値が算出され、フローティング係数を
求めるための論理和（ＯＲ）回路３に送られる。ＯＲ回
路３からの論理和出力データは、ラッチあるいはレジス
タとして１ワードを記憶するメモリ４に送られ、このメ
モリ４からの出力データがＯＲ回路３に戻されて、上記
絶対値算出回路２からの現在ワードの絶対値と論理和演
算される。すなわち、ＯＲ回路３からの論理和演算出力
がメモリ４で１ワード遅延されて入力された現在のワー
ドと論理和されることにより、順次累積的に各ワードの
論理和がとられることになる。メモリ４は１ブロックの
Ｎワードのデータが入力される毎にリセット（ゼロクリ
ア）され、結果として、１ブロックＮワードの各絶対値
全体についての論理和がとられることになる。

【００２２】ＯＲ回路３からの論理和出力データは、シ
フト量検出回路５に送られる。このシフト量検出回路５
では、最上位から下位に向かって各ビットを見るときに
初めて“１”が現れるまでの桁数、あるいは論理和出力
データを左シフトして最上位ビット（ＭＳＢ）に初めて
“１”が表れる直前までのシフト量を検出する。すなわ
ち１ブロック中の各ワードの絶対値の論理和出力の各桁
の値としては、いずれかのワードに“１”がある桁は
“１”となり、いずれのワードも“０”である桁のみが
“０”となるから、論理和出力の最上位から順に“０”
となっている桁はいずれのワードも当該桁が“０”であ
ることになる。これは、論理和出力の有効桁数（最上位
からの“０”を無視した桁数）がブロック内最大絶対値
の有効桁数と等しくなることである。従って、上記シフ
ト量はブロック内最大絶対値に基づくシフト量と等しい
ものとなる。

【００２３】また、上記入力端子１からのディジタル信
号は、フローティング処理の時間合わせのためのＮワー
ド遅延回路６を介し、正規化（シフトあるいはフローテ
ィング）回路７に送られており、この正規化回路７にシ
フト量検出回路５からのシフト量情報が送られている。
正規化回路７は、入力された１ブロックＮワードの各デ
ータを上記検出されたシフト量だけ左シフトすることに
よって正規化あるいはフローティング処理を行う。この
後、例えば再量子化器等により上位から一定ビットを取
り出すようにしてもよい。この正規化回路７からのデー
タは端子８を介して取り出される。

【００２４】ここで図３は、上記論理和処理をソフトウ
ェア的に実現する際の手順を示すフローチヤートであ
り、上記絶対値算出回路２に相当する工程としては、ス
テップＳ１１で各ワードの絶対値を算出している。次の
ステップＳ１２では、ＯＲ回路３と同様に、論理和演算
を行っており、次のステップＳ１３で１ブロック内の全
ワード（Ｎワード）が終了したか否かを判別している。
全ワードの論理和演算が終了していない（ＮＯ）ときは
ステップＳ１１に戻り、全ワードの論理和演算が終了し
た（ＹＥＳ）ときは次のステップＳ１４に進んでいる。

【００２５】ステップＳ１４及びステップＳ１５は上記
シフト量検出回路５での動作に対応するものであり、ス
テップＳ１４で左シフトし、ステップＳ１５でシフト結
果の最上位ビット（ＭＳＢ）が“１”となることを検出
したか否かを判別している。このステップＳ１５でＭＳ
Ｂに“１”が検出されない（ＮＯ）ときはステップＳ１
４に戻り、“１”が検出された（ＹＥＳ）ときは次のス
テップＳ１６に進む。ステップＳ１６、Ｓ１７は上記正
規化回路７に対応し、ステップＳ１６で各ワードを正規
化し、ステップＳ１７で１ブロック内のＮワード全てを
正規化したか否かを判別しており、ＮＯのときはステッ
プＳ１６に戻り、ＹＥＳ（全ワード正規化終了）のとき
は処理を終了している。

【００２６】このような実施例によれば、従来のように
ブロック内の最大絶対値を検出するという複雑な処理が
不要となり、ブロック内の絶対値の論理和をとるだけの
単純な処理により、フローティング係数、すなわち上記
シフト量を求めることができる。これは、マイクロプロ
グラムによりソフトウェア的に実現する際のステップ数
を少なくでき、その分高速処理が図れることにもなる。

【００２７】ここで、図１の各ＭＤＣＴ回路１２３、１
２４、１２５に供給する各帯域毎のブロックについての
標準的な入力信号に対する具体例を図４に示す。この図
４の具体例においては、高域側ほど周波数帯域を広げる
と共に時間分解能を高め（ブロック長を短くし）てい
る。すなわち、低域側の０〜５ｋHz帯域の信号に対して
は１ブロックＢＬ_Lを例えば２５６サンプルとし、また
中域の５ｋ〜１０ｋHz帯域の信号に対しては、上記低域
側の長さＴ_BLのブロックＢＬ_Lのそれぞれ半分の長さＴ
_BL／２のブロックＢＬ_M1、ＢＬ_M2でブロック化し、高域
側の１０ｋ〜２０ｋHz帯域の信号に対しては、上記低域
側のブロックＢＬ_Lのそれぞれ１／４の長さＴ_BL／４の
ブロックＢＬ_H1、ＢＬ_H2、ＢＬ_H3及びＢＬ_H4でブロック
化している。なお、入力信号として０〜２２ｋHzの帯域
を考慮する場合には、低域が０〜５．５ｋHz、中域が
５．５ｋ〜１１ｋHz、高域が１１ｋ〜２２ｋHzとなる。

【００２８】次に直交変換ブロックサイズ決定回路１０
６の動作について説明すると、最短ブロックシフト量算
出回路１０３、１０４、１０５からの２．５ｍｓごとの
シフト可能ビット数を得て２０ｍｓでひとまとめにし
て、シフト可能ビット数が急激に例えば４ビット以上減
少する所があるとき、急激な信号の振幅増加があったと
みなして、直交変換ブロックサイズを半分ないしは１／
４にすることができる。決定されたブロックサイズは、
可変ブロックシフト量決定回路１０７、１０８、１０９
及び第１のブロックフローティング回路１２０、１２
１、１２２に渡される。ブロックサイズの変更は、帯域
分割フィルタ１０１、１０２の各帯域ごとに独立にコン
トロールすることも、共通のコントロールをすることも
できる。

【００２９】再び図１において、各ＭＤＣＴ回路１２
３、１２４、１２５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周
波数軸上のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数デー
タは、各クリティカルバンドごとに若しくは高域におい
てはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割した帯域
ごとに、第２のブロックフローティング回路１２９にて
ブロックフローティングを行い、ビットの有効利用を図
る。このときもまたフローティング幅を６ｄＢステップ
とすることもできるが、第２のブロックフローティング
のブロック内サンプル数を、第１のブロックフローティ
ングのブロック内サンプル数よりも小さくすることで、
ブロックフローティングの利得を大きく取り、かつ高能
率符号の利得を大きくするために、６ｄＢよりも細かい
ステップでのブロックフローティングを行うこともでき
る。この実施例では、約１．８ｄＢ単位のブロックフロ
ーティングを行う。第１と第２のブロックフローティン
グ量は別々に復号装置に送られるのではなく、ブロック
フローティング合計量算出回路１２８でブロックフロー
ティング量の合計が求められて、出力端子１３２から送
り出される。

【００３０】いわゆる臨界帯域（クリティカルバンド）
ごとに若しくは高域においてはクリティカルバンドを更
に複数帯域に分割した帯域ごとにブロックフローティン
グされた信号は、適応ビット割当符号化回路１３０に送
られる。このクリティカルバンドとは、人間の聴覚特性
を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純音の周
波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって当該
純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域のこと
である。このクリティカルバンドは、高域ほど帯域幅が
広くなっており、上記０〜２０ｋHzの全周波数帯域は例
えば２５のクリティカルバンドに分割されている。

【００３１】許容雑音算出回路１２７は、上記クリティ
カルバンド毎に分割されたスペクトルデータに基づき、
いわゆるマスキング効果等を考慮した各クリティカルバ
ンド毎の許容ノイズ量を求め、この許容ノイズ量と各ク
リティカルバンド毎もしくは高域においてはクリティカ
ルバンドを更に複数帯域に分割した帯域のエネルギある
いはピーク値等に基づいて、各クリティカルバンド毎も
しくは高域においてはクリティカルバンドを更に複数帯
域に分割した帯域に割当ビット数を求めて、適応ビット
割当符号化回路１３０により各クリティカルバンド毎も
しくは高域においてはクリティカルバンドを更に複数帯
域に分割した帯域に割り当てられたビット数に応じて各
スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を再
量子化するようにしている。このようにして符号化され
たデータは、出力端子１３１を介して取り出される。

【００３２】さらに詳しく上記許容雑音算出回路１２７
について説明すると、ＭＤＣＴ回路１２３、１２４、１
２５で得られたＭＤＣＴ係数は可変ブロックシフト量決
定回路１０７、１０８、１０９から得られたブロックシ
フト量をつかって、ブロックフローティング解除回路１
２６で解除される。図５は上記許容雑音算出回路１３０
の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。こ
の図５において、入力端子５２１には、ブロックフロー
ティング解除回路１２６からの周波数軸上のスペクトル
データが供給されている。

【００３３】この周波数軸上の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路５２２に送られて、上記クリティカル
バンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド
内での各振幅値の総和を計算すること等により求められ
る。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピ
ーク値、平均値等が用いられることもある。このエネル
ギ算出回路５２２からの出力として、例えば各バンドの
総和値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと称さ
れている。図６はこのような各クリティカルバンド毎の
バークスペクトルＳＢを示している。ただし、この図６
では、図示を簡略化するため、上記クリティカルバンド
のバンド数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現してい
る。

【００３４】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記帯域毎のエネルギ算出回路５２２の出力す
なわち該バークスペクトルＳＢの各値は、畳込みフィル
タ回路５２３に送られる。該畳込みフィルタ回路５２３
は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素
子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重み
付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに
対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をと
る総和加算器とから構成されるものである。この畳込み
処理により、図６中点線で示す部分の総和がとられる。

【００３５】なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上
の特性により、ある信号によって他の信号がマスクされ
て聞こえなくなる現象をいうものであり、このマスキン
グ効果には、時間軸上のオーディオ信号による時間軸マ
スキング効果と、周波数軸上の信号による同時刻マスキ
ング効果とがある。これらのマスキング効果により、マ
スキングされる部分にノイズがあったとしても、このノ
イズは聞こえないことになる。このため、実際のオーデ
ィオ信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは
許容可能なノイズとされる。

【００３６】ここで、上記畳込みフィルタ回路５２３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペ
クトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜
２５の任意の整数である。

【００３７】次に、上記畳込みフィルタ回路５２３の出
力は引算器５２４に送られる。該引算器５２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお当該許容可能
なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベル
αは、後述するように、逆コンボリューション処理を行
うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の許
容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで上記
引算器５２４には、上記レベルαを求めるための許容関
数（マスキングレベルを表現する関数）が供給される。
この許容関数を増減させることで上記レベルαの制御を
行っている。当該許容関数は、次に説明するような（ｎ
−ａｉ）関数発生回路５２５から供給されているもので
ある。

【００３８】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（１）式で求めるこ
とができる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）・・・（１）この（１）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、（１）
式中(n-ai)が許容関数となる。本実施例ではｎ＝３８，
ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符
号化が行えた。

【００３９】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器５２６に伝送される。当該割
算器５２６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスレッショールドが得
られるようになる。すなわち、このマスキングスレッシ
ョールドが許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆
コンボリューション処理は、複雑な演算を必要とする
が、本実施例では簡略化した割算器５２６を用いて逆コ
ンボリューションを行っている。

【００４０】次に、上記マスキングスレッショールド
は、合成回路５２７を介して減算器５２８に伝送され
る。ここで、当該減算器５２８には、上記帯域毎のエネ
ルギ検出回路５２２からの出力、すなわち前述したバー
クスペクトルＳＢが、遅延回路５２９を介して供給され
ている。したがって、この減算器５２８で上記マスキン
グスレッショールドとバークスペクトルＳＢとの減算演
算が行われることで、図７に示すように、上記バークス
ペクトルＳＢは、該マスキングスレッショールドＭＳの
レベルで示すレベル以下がマスキングされることにな
る。

【００４１】当該減算器５２８からの出力は、許容雑音
補正回路５３０を介し、出力端子５３１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路５２８から許容雑音補正回路５３０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が上記適応ビット割当符号化回路１３０に送られること
で、ＭＤＣＴ回路１２３、１２４、１２５からの周波数
軸上の各スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り
当てられたビット数で量子化されるわけである。

【００４２】すなわち要約すれば、適応ビット割当符号
化回路１３０では、上記クリティカルバンドの各バンド
帯域（クリティカルバンド）毎もしくは高域においては
クリティカルバンドを更に複数帯域に分割した帯域のエ
ネルギもしくはピーク値と上記ノイズレベル設定手段の
出力との差分のレベルに応じて割当てられたビット数で
上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化することに
なる。なお、遅延回路５２９は上記合成回路５２７以前
の各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路５２２
からのバークスペクトルＳＢを遅延させるために設けら
れている。

【００４３】ところで、上述した合成回路５２７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路５３２から供給さ
れる図８に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最
小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスレ
ッショールドＭＳとを合成することができる。この最小
可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カ
ーブ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最
小可聴カーブは、コーディングが同じであっても例えば
再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとなが、現
実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイ
ナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがな
いので、例えば４ｋHz付近の最も耳に聞こえやすい周波
数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数
帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音
は聞こえないと考えられる。

【００４４】したがって、このように例えばシステムの
持つワードレングスの４ｋHz付近の雑音が聞こえない使
い方をすると仮定し、この最小可聴カーブＲＣとマスキ
ングスレッショールドＭＳとを共に合成することで許容
ノイズレベルを得るようにすると、この場合の許容ノイ
ズレベルは、図８中の斜線で示す部分までとすることが
できるようになる。なお、本実施例では、上記最小可聴
カーブの４ｋHzのレベルを、例えば２０ビット相当の最
低レベルに合わせている。また、この図８は、信号スペ
クトルＳＳも同時に示している。

【００４５】また、上記許容雑音補正回路５３０では、
補正情報出力回路５３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器５２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋHzの純音と同じ大きさに聞
こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだもの
で、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの等
ラウドネス曲線は、図８に示した最小可聴カーブＲＣと
略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線に
おいては、例えば４ｋHz付近では１ｋHzのところより音
圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋHzと同じ大きさに聞こ
え、逆に、５０ｋHz付近では１ｋHzでの音圧よりも約１
５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。

【００４６】このため、上記最小可聴カーブのレベルを
越えた雑音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲
線に応じたカーブで与えられる周波数特性を持つように
するのが良いことがわかる。このようなことから、上記
等ラウドネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補
正することは、人間の聴覚特性に適合していることがわ
かる。

【００４７】ここで、補正情報出力回路５３３として、
上記符号化回路１３０での量子化の際の出力情報量（デ
ータ量）の検出出力と、最終符号化データのビットレー
ト目標値との間の誤差の情報に基づいて、上記許容ノイ
ズレベルを補正するようにしてもよい。これは、全ての
ビット割当単位ブロックに対して予め一時的な適応ビッ
ト割当を行って得られた総ビット数が、最終的な符号化
出力データのビットレートによって定まる一定のビット
数（目標値）に対して誤差を持つことがあり、その誤差
分を０とするように再度ビット割当をするものである。
すなわち、目標値よりも総割当ビット数が少ないときに
は、差のビット数を各単位ブロックに割り振って付加す
るようにし、目標値よりも総割当ビット数が多いときに
は、差のビット数を各単位ブロックに割り振って削るよ
うにするわけである。

【００４８】このようなことを行うため、上記総割当ビ
ット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デー
タに応じて補正情報出力回路５３３が各割当ビット数を
補正するための補正データを出力する。ここで、上記誤
差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロッ
ク当たり多くのビット数が使われることで上記データ量
が上記目標値よりも多くなっている場合を考えることが
できる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示す
データとなる場合は、上記単位ブロック当たり少ないビ
ット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少なく
なっている場合を考えることができる。

【００４９】したがって、上記補正情報出力回路５３３
からは、この誤差データに応じて、上記減算器５２８か
らの出力における許容ノイズレベルを、例えば上記等ラ
ウドネス曲線の情報データに基づいて補正させるための
上記補正値のデータが出力されるようになる。上述のよ
うな補正値が、上記許容雑音補正回路５３０に伝送され
ることで、上記減算器５２８からの許容ノイズレベルが
補正されるようになる。また別の実施例としては上記目
標値のビットを各ブロックに始めから固定的に割り当て
ておくことも出来る。この時演算量の大幅な削減が得ら
れる。更にまた別の実施例では各ブロックの信号の大き
さに依存したビットの割当を行うこともできる。この時
は雑音エネルギを最小にすることも可能で有る。

【００５０】次に復号化装置について述べると、図９に
おいて、入力端子２３１には、図１の出力端子１３１か
ら得られる周波数軸上の符号化データが供給されてお
り、この符号化データは、まず適応ビット割当の復号化
回路２３０に送られて復号処理される。次に上記第２の
ブロックフローティングを解除する逆フローティング回
路２２９に送られる。逆フローティング回路２２９は臨
界帯域（クリティカルバンド）毎もしくは高域において
はクリティカルバンドを更に複数帯域に分割した帯域ご
とに処理される。この時使用される第２ブロックフロー
ティングのシフト量は次のように算出される。

【００５１】先ず、上述した符号化装置からのフローテ
ィング量は、端子２３２に与えられる。上記第１のブロ
ックフローティング量を求めるための第１シフト量算出
回路２３４は、上記直交変換ブロック単位で、その中に
含まれるフローティング量の中で最も小さいビットシフ
ト量を算出することで、上記第１のブロックフローティ
ング量を求める。第２ブロックフローティング量を求め
るための第２シフト量算出回路２２８は、臨界帯域（ク
リティカルバンド）ごと若しくは高域においてはクリテ
ィカルバンドを更に複数帯域に分割した帯域のブロック
ごとに、端子２３２に与えられた符号化装置からのフロ
ーティング量から、第１シフト量算出回路２３４で求ま
った上記第１のブロックフローティング量を差し引くこ
とで上記第２のブロックフローティング量を求める。

【００５２】入力端子２３３には、上記符号化装置から
のブロックサイズデータが与えられており、第１シフト
量算出回路２３４及び逆直交変換回路であるＩＭＤＣＴ
回路２２３、２２４、２２５に供給される。上記第２の
ブロックフローティングを解かれたワードは、各ＩＭＤ
ＣＴ回路２２３、２２４、２２５で直交変換を解除さ
れ、次に、第１のブロックフローティングを解除する逆
フローティング回路２２０、２２１、２２２に送られ
る。逆フローティング回路２２０、２２１、２２２は、
第１シフト量算出回路２３４からの出力を用いて上記第
１のブロックフローティングを解除する。逆フローティ
ング回路２２１、２２２の出力は、合成フィルタ２０２
で合成され、逆フローティング回路２２０の出力と、合
成フィルタ２０２の出力は、合成フィルタ２０１で合成
されて再生信号となり、出力端子２００より取り出され
る。

【００５３】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、オーディオＰＣＭ信号のみな
らず、ディジタル音声（スピーチ）信号等の信号処理装
置にも適用可能である。

【００５４】

【発明の効果】本発明のディジタル信号符号化装置によ
れば、入力ディジタル信号を複数ワード毎にブロック化
してブロックフローティング係数を得、これをもとにし
て直交変換のブロックサイズを決定し、直交変換ブロッ
ク単位の第１のブロックフローティング処理を行った後
直交変換を行い、次に直交変換出力を第２のブロックフ
ローティング処理を行っているため、ブロックサイズ決
定演算及びフローティング係数を容易に求めることがで
きる。特に、上記第１、第２のブロックフローティング
の程度を示すそれぞれのブロックフローティング係数を
合算して新たなブロックフローティング係数を作り、復
号化装置に送る事により、高能率符号において用いられ
る直交変換演算と直交変換の可変ブロックサイズ決定演
算及びブロックフローティング処理のためのフローティ
ング係数を、短いステップ数並びに小さいハードウェア
で確定し得るようなディジタル信号符号化装置を提供す
ることができる。また、同様な効果を奏するディジタル
信号復号化装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例となるディジタル信号符号化
装置を示すブロック回路図である。

【図２】本発明実施例のブロックフローティングの動作
を説明するためのブロック回路図である。

【図３】本発明実施例のブロックフローティングの動作
を説明するためのフローチヤートである。

【図４】図１の装置における分割帯域及び各帯域での時
間軸方向のブロック化の具体例を示す図である。

【図５】図１の装置の許容雑音算出回路２２の具体例を
示すブロック回路図である。

【図６】バークスペクトルを示す図である。

【図７】マスキングスペクトルを示す図である。

【図８】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合成
した図である。

【図９】本発明実施例が適用可能なデコーダの具体例を
示すブロック図である。

【図１０】従来のブロックフローティング処理手順の例
を示すフローチヤートである。

【符号の説明】

２・・・・・絶対値算出回路３・・・・・論理和（ＯＲ）回路 ■４・・・・・メモリ（１ワード遅延回路） ■５・・・・・シフト量検出回路 ■６・・・・・Ｎワード遅延回路 ■７・・・・・正規化回路１００・・・・・符号化回路入力端子１０１、１０２・・・・・帯域分割フィルタ１０３、１０４、１０５・・・・・最短ブロックシフ
ト量算出回路１０７、１０８、１０９・・・・・可変ブロックシフ
ト量算出回路１２０、１２１、１２２・・・・・第１のブロックフロ
ーティング回路１０６・・・・・直交変換ブロックサイズ決定回路１２３、１２４、１２５・・・・・ＭＤＣＴ回路１２６・・・・・ブロックフローティング解除回路１２７・・・・・許容雑音算出回路１２８・・・・・ブロックフローティング合計量算出回
路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力ディジタル信号を複数ワード毎にブ
ロック化し、これらの各ブロック単位で第１のフローテ
ィング処理を行なう手段と、この第１のフローティング処理されたデータを直交変換
する手段と、この直交変換出力を複数ワード毎にブロック化し、これ
らの各ブロック単位で第２のフローティング処理と量子
化処理を行なう手段とを有することを特徴とするディジ
タル信号符号化装置。
【請求項２】請求項１記載のディジタル信号符号化装
置で符号化された信号を、複数ワード毎にブロック化
し、これらの各ブロック単位での上記第２のフローティ
ング処理を解除する手段と、上記第２のフローティングが解除された出力を逆直交変
換する手段と、この逆直交変換出力を複数ワード毎にブロック化し、こ
れらの各ブロック単位で上記第１のフローティング処理
を解除して復号信号を得る手段とを有することを特徴と
するディジタル信号復号化装置。
【請求項３】直交変換に関わる上記第１のブロックフ
ローティング係数と、直交変換に関わらない上記第２の
ブロックフローティング係数とを合算して新たなブロッ
クフローティング係数を形成し、符号化装置から復号化
装置に伝えることを特徴とする請求項１記載のディジタ
ル信号符号化装置又は請求項２記載のディジタル信号復
号化装置。
【請求項４】直交変換に関わる上記第１のブロックフ
ローティングサイズが、直交変換に関わらない上記第２
のブロックフローティングのサイズよりも大なることを
特徴とする請求項１記載のディジタル信号符号化装置又
は請求項２記載のディジタル信号復号化装置。
【請求項５】直交変換に関わる上記第１のブロックフ
ローティングステップ幅が、ビット単位であり、直交変
換に関わらない上記第２のブロックフローティングのス
テップ幅よりも等しいか若しくは大きいことを特徴とす
る請求項１記載のディジタル信号符号化装置又は請求項
２記載のディジタル信号復号化装置。
【請求項６】直交変換に関わる上記第１のフローティ
ング係数を、対応するブロック内の各ワードの絶対値の
論理和に基づいて決定することを特徴とする請求項１記
載のディジタル信号符号化装置又は請求項２記載のディ
ジタル信号復号化装置。
【請求項７】直交変換に関わる上記第１のブロックフ
ローティング係数を基に、直交変換ブロックサイズを可
変となすことを特徴とする請求項１記載のディジタル信
号符号化装置又は請求項２記載のディジタル信号復号化
装置。