JPH07135470A

JPH07135470A - 高能率符号化装置、高能率符号復号化装置、及びメディア

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Publication number: JPH07135470A
Application number: JP5279383A
Authority: JP
Inventors: Kenzo Akagiri; 健三赤桐
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1993-11-09
Filing date: 1993-11-09
Publication date: 1995-05-23
Anticipated expiration: 2016-11-12
Also published as: JP3227945B2

Abstract

(57)【要約】【構成】入力オーディオ信号の時間領域サンプル若し
くは周波数領域サンプルへのビット配分を行う高能率符
号化装置であり、適応ビット配分符号化を行う際に、例
えば周波数領域サンプルとしてのＭＤＣＴサンプルを正
規化回路９０５でブロックフローティング処理し、第１
の量子化器９０１によって量子化すると共に、１サンプ
ルづつ単独で前段の量子化器９０１の量子化における量
子化誤差を差分器９０２で求め、この前段の量子化誤差
を更に第２の量子化器９０３で量子化することにより、
ＭＤＣＴサンプルを少なくとも２箇の語に分解する。【効果】音質劣化を最小に止めることが可能で、バッ
クワードの互換性をも有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、映画フィルム映写シス
テム、ビデオテープレコーダ、ビデオディスクプレーヤ
等のステレオないしはいわゆるマルチサラウンド音響シ
ステムにおいて用いられるビットレートの削減を行う高
能率符号化装置と、この装置により符号化された信号が
伝送若しくは記録されるメディアと、その符号化された
信号を復号化する高能率符号復号化装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】オーディオ或いは音声等の信号の高能率
符号化の手法及び装置には種々あるが、例えば、時間領
域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化してこ
のブロック毎の時間軸の信号を周波数軸上の信号に変換
（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し、各帯域毎
に符号化するブロック化周波数帯域分割方式であるいわ
ゆる変換符号化方式や、時間領域のオーディオ信号等を
単位時間毎にブロック化しないで、複数の周波数帯域に
分割して符号化する非ブロック化周波数帯域分割方式で
ある帯域分割符号化（サブ・バンド・コーディング：Ｓ
ＢＣ）方式等を挙げることができる。また、上述の帯域
分割符号化と変換符号化とを組み合わせた高能率符号化
の手法及び装置も考えられており、この場合には、例え
ば、上記帯域分割符号化方式で帯域分割を行った後、該
各帯域毎の信号を上記変換符号化方式で周波数領域の信
号に直交変換し、この直交変換された各帯域毎に符号化
を施すことになる。

【０００３】ここで、上述した帯域分割符号化方式に使
用される帯域分割用フィルタとしては、例えばＱＭＦ(Q
uadrature Mirror filter)等のフィルタがあり、これは
1976R.E.Crochiere Digital coding of speech in sub
bands Bell Syst.Tech. J.Vol.55, No.8 1976 に、述べ
られている。また、ICASSP 83, BOSTON PolyphaseQuad
rature filters-A new subband coding technique Jose
ph H. Rothweilerにはポリフェーズクワドラチャフ
ィルタ(Polyphase Quadrature filter) などの等バンド
幅のフィルタ分割手法及び装置が述べられている。

【０００４】また、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、該ブロック毎に高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）やコサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイドＤＣＴ
変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周波数軸に
変換するような直交変換がある。上記ＭＤＣＴについて
は、ICASSP 1987 Subband/Transform Coding Using Fil
ter Bank Designs Basedon Time Domain Aliasing Canc
ellation J.P.Princen A.B.Bradley Univ. ofSurrey R
oyal Melbourne Inst.of Tech. に述べられている。

【０００５】更に、周波数帯域分割された各周波数成分
を量子化する場合の周波数分割幅としては、例えば人間
の聴覚特性を考慮した帯域分割がある。すなわち、一般
に臨界帯域（クリティカルバンド）と呼ばれている高域
程帯域幅が広くなるような帯域幅で、オーディオ信号を
複数（例えば２５バント）の帯域に分割することがあ
る。また、この時の各帯域毎のデータを符号化する際に
は、各帯域毎に所定のビット配分或いは、各帯域毎に適
応的なビット配分による符号化が行われる。例えば、上
記ＭＤＣＴ処理されて得られたＭＤＣＴ係数データを上
記ビット配分によって符号化する際には、上記各ブロッ
ク毎のＭＤＣＴ処理により得られる各帯域毎のＭＤＣＴ
係数データに対して、適応的な配分ビット数で符号化が
行われることになる。

【０００６】上記ビット配分手法及びそのための装置と
しては、次の２手法及び装置が知られている。IEEE Tra
nsactions of Accoustics,Speech,and Signal Processi
ng,vol.ASSP-25,No.4,August 1977 では、各帯域毎の信
号の大きさをもとに、ビット配分を行っている。またIC
ASSP 1980 The critical band coder--digital encodin
g ofthe perceptual requirements of the auditory sy
stem M.A. Kransner MITでは、聴覚マスキングを利用す
ることで、各帯域毎に必要な信号対雑音比を得て固定的
なビット配分を行う手法及び装置が述べられている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、これらのビッ
ト配分技術は、再生側（デコード側）においてある一定
ビットレートで再生（デコード）が行われることを期待
したものであり、したがって、当該一定ビットレートを
下回るビットレートで再生を行った場合には著しい音質
劣化をもたらす。すなわち、エンコード時に使用された
ビットレートよりも低いビットレートを用いてデコード
することとして、例えばエンコード側でエンコード処理
後のビットの一部を別のデータ転送用に流用するような
場合は、再生側においてエンコード時のビットレートを
下回るビットレートで再生が行われることになるため、
上記再生側においてエンコード時のビットレートで再生
することを期待する上述の既知のビット配分技術では、
再生（デコード）時に著しい音質劣化をもたらすように
なる。

【０００８】また、例えば既に低いビットレートで再生
する再生機が使われているような場合において、より高
いビットレートを用いた音質の良いシステムを導入しよ
うとしても、上記既に用いられている低いビットレート
で再生を行う再生機では良好な再生を行なうことが出来
ない。

【０００９】すなわち、従来のビット配分技術において
は、バックワードの互換性が無い。

【００１０】そこで、本発明は、このような音質劣化を
最小に止めることが可能で、バックワードの互換性をも
有する高能率符号化装置とこれに対応する高能率符号復
号化装置及びメディアからなるシステムを提供すること
を目的とするものである。

【００１１】また、音声，オーディオ等の信号を符号化
した情報を例えばいわゆるＩＣカードのような記憶デバ
イスを用いた記憶媒体に記録させるような場合において
は、当該記憶デバイスが高価であることから、より長時
間の記録がなされることが望まれ、また、音質劣化も最
小化することが望まれる。したがって、本発明の別の目
的は、高価な記憶デバイスを用いた記憶媒体に記録を行
うような場合において、長時間記録のために例えば記録
時間を初期の設定から延長したいときには記録済み若し
くは記録中のエンコード情報のビットレートを適宜減ら
して記録時間を延ばし且つこの時の音質劣化を最小化で
きる高能率符号化装置とこれに対応する高能率符号復号
化装置及びメディアを提供することにある。

【００１２】さらに、本発明の高能率符号化装置によっ
て高能率符号化がなされた信号の再生装置（高能率符号
復号化装置）を構成する場合には、コストを抑えること
が望まれるので、本発明は、例えば、安価な通常良く使
われる固定値以下のビットレートを用いてビット配分を
行うデコーダを複数個使用して作成することができ、こ
のことにより新たなデコーダ用ＬＳＩ（大規模集積回
路）の作成も不要で、安価な高能率符号復号化装置を提
供することをも目的としている。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は上述の目的を達
成するために提案されたものであり、本発明の高能率符
号化装置は、オーディオ，音声又は画像時間信号を、フ
ィルタで周波数分解した時間領域サンプル若しくは周波
数分解した時間領域サンプルを直交変換するか直接入力
時間信号を直交変換した周波数領域サンプルを、量子化
した後、１サンプルづつ単独で、前段の量子化誤差を更
に量子化するような少なくとも１箇の量子化機能によ
り、時間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルを少
なくとも２箇の語に分解する。この時、各語の語長を事
前に決めておく事は、語長情報をエンコーダ（符号化装
置）からデコーダ（復号化装置）に送付する必要がなく
ビットレート低減に有効である。もちろん語長情報を送
って適応的な語長とすることもできる。これらの量子化
において四捨五入動作を行い、量子化誤差を小さくす
る。

【００１４】また、本発明の高能率符号化装置では、少
なくとも一つの量子化機能の出力ビットレートをある一
定時間単位で一定ビットレートとしたり、全ての前記量
子化機能の出力ビットレートをある一定時間単位で一定
ビットレートとする。これらの場合、時間領域サンプル
若しくは周波数領域サンプルを、複数サンプル毎にブロ
ックフローティングし、前記前段の量子化誤差を更に量
子化したサンプルデータの為のスケールファクタを、少
なくとも当該前段の量子化出力の為のスケールファクタ
から求める。

【００１５】また、本発明の高能率符号化装置では、時
間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルを、複数サ
ンプル毎にブロックフローティングし、前記前段の量子
化誤差を更に量子化したサンプルデータの為のスケール
ファクタを、少なくとも前記前段の量子化出力の為のス
ケールファクタ及びワードレングスから求める。

【００１６】以上の場合、時間と周波数について細分化
された小ブロック中のサンプルデータに対しては、前記
小ブロック内で同一のブロックフローティング及び語長
をもつ量子化を行なう。また、前記時間と周波数につい
て細分化された小ブロック中のサンプルを得るために
は、フィルタなどの非ブロック化周波数分析を行った
後、前記フィルタなどの非ブロック化周波数分析の出力
を直交変換等のブロック化周波数分析する。この時、前
記非ブロック化周波数分析の周波数帯域幅が少なくとも
最低域の２帯域で同じであることは、コストを低減する
うえで役に立つ。また、前記非ブロック化周波数分析の
周波数帯域幅が少なくとも最高域で高域程広いことは、
臨界帯域に基づく聴覚の効果を利用するうえで重要であ
る。さらに、前記ブロック化周波数分析では、入力信号
の時間特性により適応的にそのブロックサイズを変更す
ることにより、入力信号の時間特性に対応した最適な処
理が可能となる。ここで、前記ブロックサイズの変更
は、少なくとも２つの前記非ブロック化周波数分析の出
力帯域ごとに独立に行うことは、周波数成分の間の相互
干渉を防いで各帯域成分独立に最適な処理を行う上で効
果的である。

【００１７】また、各チャネルに与えられるビット配分
量を各チャネルのスケールファクタ又はサンプル最大値
により決めるのは、簡単な演算によるため、演算を低減
させるうえで効果的である。これに加えて、各チャネル
のスケールファクタで代表される振幅情報の時間的変化
によって各チャネルに与えられるビット配分量を変化さ
せることも、ビットレートを下げるうえでは有益であ
る。

【００１８】さらに、本発明の高能率符号化装置は、時
間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルを量子化し
た後、１サンプルづつ単独で、前段の量子化誤差を更に
量子化するような少なくとも１箇の量子化機能により、
少なくとも２箇の語に分解し、１つのシンクブロックの
中に各量子化出力毎に分離して、本発明のメディアに記
録し、これを本発明の高能率符号復号化装置によって復
号再生する。また、本発明の他の高能率符号化装置は、
時間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルを量子化
した後、１サンプルづつ単独で、前段の量子化誤差を更
に量子化するような少なくとも１箇の量子化機能によ
り、少なくとも２箇の語に分解し、本発明のメディアに
対して、１つのシンクブロックの中に各量子化出力を周
波数又は時間順に交互に記録し、その後本発明の高能率
符号復号化装置では、これらの時間領域サンプル若しく
は周波数領域サンプルから復号再生する。

【００１９】

【作用】本発明によれば、時間領域サンプル若しくは周
波数領域サンプルを量子化した後、１サンプルづつ単独
で、前段の量子化誤差を更に量子化するような少なくと
も１箇の量子化機能により、時間領域サンプル若しくは
周波数領域サンプルを少なくとも２箇の語に分解する。
この時、量子化された各語の語長を事前に決めておく事
は語長情報をエンコーダからデコーダに送付する必要が
なくビットレート低減に有効である。もちろん語長情報
を送って適応的な語長とすることもできる。また、これ
らの量子化において四捨五入動作を行うことは量子化誤
差を小さくする上で有効である。

【００２０】また、少なくとも一つの量子化機能の出力
ビットレートをある一定時間単位で一定ビットレートと
する事や、全ての前記量子化機能の出力ビットレートを
ある一定時間単位で一定ビットレートとする事は、ディ
スク、テープ等の記録媒体への記録方式を簡単化するう
えで有効である。

【００２１】また、以上の場合、時間と周波数について
細分化された小ブロック中のサンプルデータを、前記小
ブロック内では同一のブロックフローティング及び語長
をもつ量子化を行う事は効率的な高能率符号を実現する
うえで有効である。これらの場合、時間領域サンプル若
しくは周波数領域サンプルを、複数サンプル毎にブロッ
クフローティングし、前記前段の量子化誤差を更に量子
化したサンプルデータの為のスケールファクタを、少な
くとも前記前段の量子化出力の為のスケールファクタか
ら求める事や、前記前段の量子化誤差を更に量子化した
サンプルデータの為のスケールファクタを、少なくとも
前記前段の量子化出力の為のスケールファクタ及びワー
ドレングスから求める事は高能率符号化の効率を高める
うえで有効である。

【００２２】さらに、時間と周波数について細分化され
た小ブロック中のサンプルを得るために、フィルタなど
の非ブロック化周波数分析を行なった後、このフィルタ
などの非ブロック化周波数分析の出力を直交変換等のブ
ロック化周波数分析をする事により、時間領域、周波数
領域で聴覚マスキングを考慮した量子化雑音の発生が可
能となり、聴覚上好ましい周波数分析を得ることが可能
となる。この時、前記非ブロック化周波数分析の周波数
帯域幅が少なくとも最低域の２帯域で同じであることは
コストを低減するうえで役に立つ。また、この非ブロッ
ク化周波数分析の周波数帯域幅が少なくとも最高域で高
域程広くすることにより臨界帯域に基づく聴覚の効果を
効率的に利用することが可能となる。このブロック化周
波数分析は、入力信号の時間特性により適応的にそのブ
ロックサイズが変更されることにより入力信号の時間特
性に対応した最適な処理が可能となる。また、ブロック
サイズの変更は少なくとも２つの前記非ブロック化周波
数分析の出力帯域毎に独立に行うことは、周波数成分の
間の相互干渉を防いで各帯域成分独立に最適な処理を行
う上で効果的である。

【００２３】さらに、チャネルビット配分を、各チャネ
ルのスケールファクタにより計算することによってビッ
ト配分計算の簡易化が図られる。また、時間領域サンプ
ル若しくは周波数領域サンプルを量子化した後、１サン
プルづつ単独で、前段の量子化誤差を更に量子化するよ
うな少なくとも１箇の量子化機能により、少なくとも２
箇の語に分解し、１つのシンクブロックの中に各量子化
出力毎に分離して記録し復号再生する事は、ビットレー
トを下げて再生する場合に除去すべきビット列部分を一
括して除去できるという点で有効である。

【００２４】また、時間領域サンプル若しくは周波数領
域サンプルを量子化した後、１サンプルづつ単独で、前
段の量子化誤差を更に量子化するような少なくとも１箇
の量子化機能により、少なくとも２箇の語に分解し、１
つのシンクブロックの中に各量子化出力を周波数又は時
間順に交互に記録し、時間領域サンプル若しくは周波数
領域サンプルから復号再生することは、ビットレートを
下げて再生する場合に周波数帯域を制限する形で除去す
べきビット列部分を一括して除去できるという点で有効
である。

【００２５】

【実施例】以下、本発明の高能率符号化装置（エンコー
ダ）と、本発明の高能率符号復号化装置（デコーダ）の
実施例について図面を参照しながら説明する。

【００２６】本実施例では、オーディオＰＣＭ信号等の
入力ディジタル信号を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適
応変換符号化（ＡＴＣ）、及び適応ビット配分て（ＡＰ
Ｃ−ＡＢ）の各技術を用いて高能率符号化する。この技
術について、図１を参照しながら説明する。

【００２７】図１に示す本実施例の具体的な高能率符号
化装置では、入力ディジタル信号をフィルタなどにより
複数の周波数帯域に分割すると共に、各周波数帯域毎に
直交変換を行って、得られた周波数軸のスペクトルデー
タを、後述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界
帯域幅（クリティカルバンド）毎に適応的にビット配分
して符号化している。この時、高域では臨界帯域幅を更
に分割した帯域を用いる。もちろんフィルタなどによる
非ブロッキングの周波数分割幅は等分割幅としてもよ
い。

【００２８】さらに、本発明実施例においては、直交変
換の前に入力信号に応じて適応的にブロックサイズ（ブ
ロック長）を変化させると共に、クリティカルバンド単
位若しくは高域では臨界帯域幅（クリティカルバンド）
を更に細分化したブロックでフローティング処理を行っ
ている。なお、このクリティカルバンドとは、人間の聴
覚特性を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純
音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによっ
て当該純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域
のことである。このクリティカルバンドは、高域ほど帯
域幅が広くなっており、例えば０〜２０ｋＨｚの全周波
数帯域は例えば２５のクリティカルバンドに分割されて
いる。

【００２９】すなわち、図１において、入力端子１０に
は例えば０〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦな
どの帯域分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と
１１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨｚ
帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦ等の帯域分割フィル
タ１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋ〜１１ｋ
Ｈｚ帯域とに分割される。

【００３０】上記帯域分割フィルタ１１からの１１ｋ〜
２２ｋＨｚ帯域の信号は、直交変換回路の一例であるＭ
ＤＣＴ（Modified Discrete Cosine Transform）回路１
３に送られ、上記帯域分割フィルタ１２からの５．５ｋ
〜１１ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送られ、
上記帯域分割フィルタ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域
の信号はＭＤＣＴ回路１５に送られることにより、それ
ぞれＭＤＣＴ処理される。なお、各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５では、各帯域毎に設けたブロック決定回路１
９、２０、２１により決定されたブロックサイズに基づ
いてＭＤＣＴ処理がなされる。

【００３１】ここで、上記ブロック決定回路１９、２
０、２１により決定される各ＭＤＣＴ回路１３、１４、
１５でのブロックサイズの具体例を図２のＡ及びＢに示
す。なお、図２のＡには直交変換ブロックサイズが長い
場合（ロングモードにおける直交変換ブロックサイズ）
を、図２のＢには直交変換ブロックサイズが短い場合
（ショートモードにおける直交変換ブロックサイズ）を
示ししている。

【００３２】この図２の具体例においては、３つのフィ
ルタ出力は、それぞれ２つの直交変換ブロックサイズを
持つ。すなわち、低域側の０〜５．５ｋＨｚ帯域の信号
及び中域の５．５ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号に対して
は、長いブロック長の場合（図２のＡ）は１ブロック内
のサンプル数を１２８サンプルとし、短いブロックが選
ばれた場合（図２のＢ）には１ブロック内のサンプル数
を３２サンプル毎のブロックとしている。これに対して
高域側の１１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号に対しては、長
いブロック長の場合（図２のＡ）は１ブロック内のサン
プル数を２５６サンプルとし、短いブロックが選ばれた
場合（図２のＢ）には１ブロック内のサンプル数を３２
サンプル毎のブロックとしている。このようにして短い
ブロックが選ばれた場合には各帯域の直交変換ブロック
のサンプル数を同じとして高域程時間分解能を上げ、な
おかつブロック化に使用するウインドウの種類を減らし
ている。

【００３３】なお、上記ブロック決定回路１９、２０、
２１で決定されたブロックサイズを示す情報は、後述の
適応ビット配分符号化回路１６、１７、１８に送られる
と共に、出力端子２３、２５、２７から出力される。

【００３４】再び図１において、各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数領域
のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数データは、い
わゆる臨界帯域（クリティカルバンド）または高域では
更にクリティカルバンドを分割した帯域毎にまとめられ
て適応ビット配分符号化回路１６、１７、１８に送られ
ている。

【００３５】適応ビット配分符号化回路１６、１７、１
８では、上記ブロックサイズの情報、及び臨界帯域（ク
リティカルバンド）または高域では更にクリティカルバ
ンドを分割した帯域毎に割り当てられたビット数に応じ
て各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）
を再量子化（正規化して量子化）するようにしている。

【００３６】これら各適応ビット配分符号化回路１６、
１７、１８によって符号化されたデータは、出力端子２
２、２４、２６を介して取り出される。また、当該適応
ビット配分符号化回路１６、１７、１８では、どのよう
な信号の大きさに関する正規化がなされたかを示すスケ
ールファクタと、どのようなビット長で量子化がされた
かを示すビット長情報も求めており、これらも同時に出
力端子２２、２４、２６から出力される。

【００３７】また、図１における各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５の出力からは、上記臨界帯域（クリティカル
バンド）または高域では更にクリティカルバンドを分割
した帯域毎のエネルギを、例えば当該バンド内での各振
幅値の２乗平均の平方根を計算すること等により求めら
れる。もちろん、上記スケールファクタそのものを以後
のビット配分の為に用いるようにしてもよい。この場合
には新たなエネルギ計算の演算が不要となるため、ハー
ド規模の節約となる。また、各バンド毎のエネルギの代
わりに、振幅値のピーク値、平均値等を用いることも可
能である。

【００３８】次に、上記ビット配分を行うための適応ビ
ット配分回路での具体的なビット配分の方法を図３に示
すビット配分ストラテジを用いて説明する。

【００３９】本実施例では、ステップＳＴ１の総ビット
配分から、第１に、チャネル当たり１２８ｋｂｐｓの基
礎ビット配分（ステップＳＴ２）と、第２に、６４ｋｂ
ｐｓの付加ビット配分（ステップＳＴ３）との２つを求
める。

【００４０】このうち基礎ビット配分は、更にビット配
分(1) （ステップＳＴ４）と、ビット配分(2) （ステッ
プＳＴ５）とに分割使用される。

【００４１】先ず、ステップＳＴ１からステップＳＴ２
への上記基礎ビット配分の手法について説明する。ここ
ではスケールファクタの周波数領域の分布をみて適応的
にビット配分を行なう。

【００４２】最初に、ビット配分(1) に使うべきビット
量を確定する。そのためには信号情報のスペクトル情報
のうちトーナリティ情報を使用する。ここでのトーナリ
ティの指標としては、信号スペクトルの隣接値間の差の
絶対値の和を信号スペクトル数で割った値を用いてい
る。なお、より簡単な指標としては、図４に示すよう
に、いわゆるブロックフローティングの為のブロック毎
のスケールファクタにおける隣接スケールファクタ指標
の間の差の平均値を用いることができる。このスケール
ファクタ指標は、概略スケールファクタの対数値に対応
している。

【００４３】実施例では、ビット配分(1) に使うべきビ
ット量をこのトーナリティを表す値に対応させて最大８
０ｋｂｐｓ、最小１０ｋｂｐｓと設定している。このト
ーナリティ計算は次の式のように行う。

【００４４】T=(1/(WLmax*(N-1))(ΣABS(SFn-SFn-1)) WLmax ：ワードレングス最大値＝１６ SFn ：スケールファクタ指標で概略ピーク値の対数に
対応している。ｎ：ブロックフローティングバンド番号Ｎ：ブロックフローティングバンドの数

【００４５】このようにして求められたトーナリティ指
標Ｔとビット配分(1) の配分量とは、図５に示すように
対応付けられる。ここでのビット配分(1) はスケ−ルフ
ァクタに依存した周波数、時間領域上の配分がなされ
る。

【００４６】このようにしてビット配分(1) に使用され
るビット量が決定されたら、次にビット配分(1) で使わ
れなかったビットについての配分すなわちビット配分
(2) に移る。ここでは多種のビット配分が行われるが以
下に２つの例を示す。

【００４７】第１に、全てのサンプル値に対する均一配
分を行う。この場合のビット配分に対する量子化雑音ス
ペクトル（ビット配分(2) の均一配分のノイズスペクト
ル）を図６に示す。これによれば、全周波数帯域で均一
の雑音レベル低減が行える。

【００４８】第２に、信号情報の周波数スペクトル及び
レベルに対する依存性を持たせた聴覚的な効果を得るた
めのビット配分を行う。この場合のビット配分に対する
量子化雑音スペクトル（信号情報の周波数スペクトル及
びレベルに対する依存性を持たせた聴覚的な効果を得る
ためのビット配分によるノイズスペクトル）の一例を図
７に示す。この例では情報信号のスペクトルに依存させ
たビット配分を行っていて、特に情報信号のスペクトル
の低域側にウエイトをおいたビット配分を行い高域側に
比して起きる低域側でのマスキング効果の減少を補償し
ている。これは隣接臨界帯域間でのマスキングを考慮し
てスペクトルの低域側を重視したマスキングカーブの非
対象性に基づいている。

【００４９】なお、図８はビット配分(2) の均一配分の
時のビット配分（割当）を示す図であり図６に対応した
ビット配分を表している。図９は信号情報の周波数スペ
クトル及びレベルに対応する依存性を持たせた聴覚的な
効果を得るためのビット配分を示す図であり図７に対応
したビット配分を表している。また、図６，図７の図中
Ｓは信号スペクトルを、ＮＬ１はビット配分(1) による
雑音レベルを、ＮＬ２はビット配分(2) による雑音レベ
ルを示している。図８，図９の図中ＡＱ１はビット配分
(1) のビット量を、図中ＡＱ２はビット配分(2) のビッ
ト量を示している。

【００５０】次に基礎ビット配分の別の手法を説明す
る。この場合の適応ビッ
ト配分回路の動作を図１０で説明するとＭＤＣＴ係数の
大きさが各ブロックごとに求められ、そのＭＤＣＴ係数
が入力端子８０１に供給される。当該入力端子８０１に
供給されたＭＤＣＴ係数は、帯域毎のエネルギ算出回路
８０３に与えられる。帯域毎のエネルギ算出回路８０３
では、クリティカルバンドまたは高域においてはクリテ
ィカルバンドを更に再分割したそれぞれの帯域に関する
信号エネルギを算出する。帯域毎のエネルギ算出回路８
０３で算出されたそれぞれの帯域に関するエネルギは、
エネルギ依存ビット配分回路８０４に供給される。

【００５１】エネルギ依存ビット配分回路８０４では、
使用可能総ビット発生回路８０２からの使用可能総ビッ
ト、本実施例では１２８Ｋｂｐｓの内のある割合を用い
て白色の量子化雑音を作り出すようなビット配分を行
う。このとき、入力信号のトーナリティが高いほど、す
なわち入力信号のスペクトルの凸凹が大きいほど、この
ビット量が上記１２８Ｋｂｐｓに占める割合が増加す
る。なお、入力信号のスペクトルの凸凹を検出するに
は、隣接するブロックのブロックフローティング係数の
差の絶対値の和を指標として使う。そして、求められた
使用可能なビット量につき、各帯域のエネルギの対数値
に比例したビット配分を行う。

【００５２】聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
算出回路８０５は、まず上記クリティカルバンド毎に分
割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキン
グ効果等を考慮した各クリティカルバンド毎の許容ノイ
ズ量を求め、次に聴覚許容雑音スペクトルを与えるよう
に使用可能総ビットからエネルギ依存ビットを引いたビ
ット分が配分される。このようにして求められたエネル
ギ依存ビットと聴覚許容雑音レベルに依存したビットは
加算されて、図１の適応ビット配分符号化回路１６、１
７、１８によって各クリティカルバンド毎若しくは高域
においてはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割し
た帯域に割り当てられたビット数に応じて各スペクトル
データ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）が再量子化され
るようになっている。このようにして符号化されたデー
タは、図１の出力端子２２、２４、２６を介して取り出
される。

【００５３】さらに詳しく上記聴覚許容雑音スペクトル
依存のビット配分回路８０５中の聴覚許容雑音スペクト
ル算出回路について説明すると、ＭＤＣＴ回路１３、１
４、１５で得られたＭＤＣＴ係数が当該ビット配分回路
８０５中の許容雑音スペクトル算出回路に与えられる。

【００５４】図１１は上記許容雑音スペクトル算出回路
をまとめて説明した一具体例の概略構成を示すブロック
回路図である。この図１１において、入力端子５２１に
は、ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５からの周波数領域の
スペクトルデータが供給されている。

【００５５】この周波数領域の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路５２２に送られて、上記クリティカル
バンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド
内での各振幅値２乗の総和を計算すること等により求め
られる。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値
のピーク値、平均値等が用いられることもある。このエ
ネルギ算出回路５２２からの出力として、例えば各バン
ドの総和値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと
称されている。図１２はこのような各クリティカルバン
ド毎のバークスペクトルＳＢを示している。ただし、こ
の図１２では、図示を簡略化するため、上記クリティカ
ルバンドのバンド数を１２バンド（Ｂ1〜Ｂ12）で表現
している。

【００５６】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記帯域毎のエネルギ算出回路５２２の出力す
なわち該バークスペクトルＳＢの各値は、畳込みフィル
タ回路５２３に送られる。該畳込みフィルタ回路５２３
は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素
子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重み
付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに
対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をと
る総和加算器とから構成されるものである。

【００５７】なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上
の特性により、ある信号によって他の信号がマスクされ
て聞こえなくなる現象をいうものであり、このマスキン
グ効果には、時間領域のオーディオ信号による時間軸マ
スキング効果と、周波数領域の信号による同時刻マスキ
ング効果とがある。これらのマスキング効果により、マ
スキングされる部分にノイズがあったとしても、このノ
イズは聞こえないことになる。このため、実際のオーデ
ィオ信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは
許容可能なノイズとされる。

【００５８】また、上記畳込みフィルタ回路５２３の各
乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペ
クトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜
２５の任意の整数である。

【００５９】次に、上記畳込みフィルタ回路５２３の出
力は引算器５２４に送られる。該引算器５２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリューション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。

【００６０】ここで、上記引算器５２４には、上記レベ
ルαを求めるるための許容関数（マスキングレベルを表
現する関数）が供給される。この許容関数を増減させる
ことで上記レベルαの制御を行っている。当該許容関数
は、次に説明するような（ｎ−ａｉ）関数発生回路５２
５から供給されているものである。

【００６１】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の式で求めることがで
きる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）この式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込み処
理されたバークスペクトルの強度であり、式中(n-ai)が
許容関数となる。例としてｎ＝３８，ａ＝−0.5 を用い
ることができる。

【００６２】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器５２６に伝送される。当該割
算器５２６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスレッショールドが得
られるようになる。すなわち、このマスキングスレッシ
ョールドが許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆
コンボリューション処理は、複雑な演算を必要とする
が、本実施例では簡略化した割算器５２６を用いて逆コ
ンボリューションを行っている。

【００６３】次に、上記マスキングスレッショールド
は、合成回路５２７を介して減算器５２８に伝送され
る。ここで、当該減算器５２８には、上記帯域毎のエネ
ルギ検出回路５２２からの出力、すなわち前述したバー
クスペクトルＳＢが、遅延回路５２９を介して供給され
ている。したがって、この減算器５２８で上記マスキン
グスレッショールドとバークスペクトルＳＢとの減算演
算が行われることで、図１３に示すように、上記バーク
スペクトルＳＢは、当該マスキングスレッショールドＭ
Ｓのレベルで示すレベル以下がマスキングされることに
なる。なお、上記遅延回路５２９は、上記合成回路５２
７以前の各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路
５２２からのバークスペクトルＳＢを遅延させるために
設けられている。

【００６４】当該減算器５２８からの出力は、許容雑音
補正回路５３０を介し、出力端子５３１を介して取り出
され、例えば配分ビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ
等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算
回路５２８から許容雑音補正回路５３０を介して得られ
た出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設
定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の
配分ビット数情報を出力する。

【００６５】このようにしてエネルギ依存ビットと聴覚
許容雑音レベルに依存したビットは加算されてその配分
ビット数情報が上記適応ビット配分符号化回路１６、１
７、１８に送られることで、ここでＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５からの周波数領域の各スペクトルデータがそ
れぞれのバンド毎に割り当てられたビット数で量子化さ
れるわけである。

【００６６】すなわち要約すれば、上記適応ビット配分
符号化回路１６、１７、１８では、上記クリティカルバ
ンドの各バンド帯域毎（クリティカルバンド毎）若しく
は高域においては当該クリティカルバンドを更に複数帯
域に分割した帯域のエネルギ若しくはピーク値と、上記
ノイズレベル設定手段の出力との差分のレベルに応じて
配分されたビット数で上記各バンド毎のスペクトルデー
タを量子化することになる。

【００６７】ところで、上述した合成回路５２７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路５３２から供給さ
れる図１４に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
レッショールドＭＳとを合成することができる。この最
小可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴
カーブ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この
最小可聴カーブは、コーディングが同じであっても例え
ば再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとなが、
現実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダ
イナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いが
ないので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい
周波数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周
波数帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化
雑音は聞こえないと考えられる。したがって、このよう
に例えばシステムの持つダイナミックレンジの４ｋＨｚ
付近の雑音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最
小可聴カーブＲＣとマスキングスレッショールドＭＳと
を共に合成することで許容ノイズレベルを得るようにす
ると、この場合の許容ノイズレベルは、図１４中の斜線
で示す部分までとすることができるようになる。なお、
本実施例では、上記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベル
を、例えば２０ビット相当の最低レベルに合わせてい
る。また、この図１４は、信号スペクトルＳＳも同時に
示している。

【００６８】また、上記許容雑音補正回路５３０では、
補正情報出力回路５３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器５２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１４に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大
きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音
圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえな
い。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑
音（許容ノイズレベル）は、この等ラウドネス曲線に応
じたカーブで与えられる周波数特性を持つようにするの
が良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウ
ドネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正する
ことは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【００６９】以上述べた聴覚許容雑音レベルに依存した
スペクトル形状を使用可能総ビット１２８Ｋｂｐｓの内
のある割合を用いるビット配分でつくる。この割合は入
力信号のトーナリティが高くなるほど減少する。

【００７０】次に２つのビット配分手法の間でのビット
量分割手法について説明する。図１０に戻って、ＭＤＣ
Ｔ回路出力が供給される入力端子８０１からの信号は、
スペクトルの滑らかさ算出回路８０８にも与えられ、こ
こでスペクトルの滑らかさが算出される。本実施例で
は、信号スペクトルの絶対値の隣接値間の差の絶対値の
和を信号スペクトルの絶対値の和で割った値を、上記ス
ペクトルの滑らかさとして算出している。

【００７１】上記スペクトルの滑らかさ算出回路８０８
の出力は、ビット分割率決定回路８０９に与えられ、こ
こでエネルギ依存のビット配分と、聴覚許容雑音スペク
トルによるビット配分間のビット分割率とが決定され
る。ビット分割率はスペクトルの滑らかさ算出回路８０
８の出力値が大きいほど、スペクトルの滑らかさが無い
と考えて、エネルギ依存のビット配分よりも、聴覚許容
雑音スペクトルによるビット配分に重点をおいたビット
配分を行う。ビット分割率決定回路８０９は、それぞれ
エネルギ依存のビット配分及び聴覚許容雑音スペクトル
によるビット配分の大きさをコントロールするマルチプ
ライヤ８１１及び８１２に対してコントロール出力を送
る。ここで、仮にスペクトルが滑らかであり、エネルギ
依存のビット配分に重きをおくように、マルチプライヤ
８１１へのビット分割率決定回路８０９の出力が０．８
の値を取ったとき、マルチプライヤ８１２へのビット分
割率決定回路８０９の出力は１−０．８＝０．２とす
る。これら２つのマルチプライヤの出力はアダー８０６
で足し合わされて最終的なビット配分情報となって、出
力端子８０７から出力される。

【００７２】このときのビット配分の様子を図１５、図
１６に示す。また、これに対応する量子化雑音の様子を
図１７、図１８に示す。図１５は信号のスペクトルが割
合平坦である場合を示しており、図１６は信号スペクト
ルが高いトーナリティを示す場合を示している。また、
図１５及び図１６の図中ＱＳは信号レベル依存分のビッ
ト量を示し、図中ＱＮは聴覚許容雑音レベル依存のビッ
ト割当分のビット量を示している。図１７及び図１８の
図中Ｌは信号レベルを示し、図中ＮＳは信号レベル依存
分による雑音低下分を、図中ＮＮは聴覚許容雑音レベル
依存のビット割当分による雑音低下分を示している。

【００７３】先ず、信号のスペクトルが、割合平坦であ
る場合を示す図１５において、聴覚許容雑音レベルに依
存したビット配分は、全帯域に渡り大きい信号雑音比を
取るために役立つ。しかし低域及び高域では比較的少な
いビット配分が使用されている。これは聴覚的にこの帯
域の雑音に対する感度が小さいためである。信号エネル
ギレベルに依存したビット配分の分は量としては少ない
が、ホワイトな雑音スペクトルを生じるように、この場
合には中低域の信号レベルの高い周波数領域に重点的に
配分されている。

【００７４】これに対して、図１６に示すように、信号
スペクトルが高いトーナリティを示す場合には、信号エ
ネルギレベルに依存したビット配分量が多くなり、量子
化雑音の低下は極めて狭い帯域の雑音を低減するために
使用される。聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
の集中はこれよりもきつくない。

【００７５】図１６に示すように、この両者のビット配
分の和により、孤立スペクトル入力信号での特性の向上
が達成される。

【００７６】以上の様にして得られた基礎ビット配分
に、次のようにして前記付加ビット配分（ステップＳＴ
３）部分を付け加える。

【００７７】次に、図１９を用いて基礎ビット配分と付
加ビット配分部分の分離及び再生時の結合について説明
する。

【００７８】先ず、図１９の構成の入力端子９００に
は、図１のＭＤＣＴ回路１３，１４，１５の出力である
ＭＤＣＴ係数が供給されるとする。すなわち、図１９は
図１の適応ビット割当符号化回路に含まれるものであ
る。

【００７９】この図１９において、上記入力端子９００
に供給されたＭＤＣＴ係数（ＭＤＣＴサンプル）は正規
化回路９０５によって複数サンプル毎に、ブロックにつ
いての正規化処理すなわちブロックフローティングが施
される。この時どの程度のブロックフローティングが行
われたかを示す係数としてスケールファクタが得られ
る。

【００８０】次段の第１の量子化器(quantizer) ９０１
は、前記基礎ビット配分で与えられた各サンプル語長で
量子化を行なう。この時、量子化雑音を少なくするため
には四捨五入による量子化が行われる。

【００８１】次に、上記正規化回路９０５の出力と上記
量子化器９０１の出力が差分器９０２に送られる。すな
わち、当該差分器９０２では、量子化器９０１の入力と
出力の差（量子化誤差）が取られる。この差分器９０２
からの出力は、さらに正規化回路９０６を介して第２の
量子化器９０３に送られる。

【００８２】当該第２の量子化器９０３では、例えば２
ビットが各サンプル毎に使用される。この時のフローテ
ィング係数は、第１の量子化器９０１で用いられたフロ
ーティング係数と語長から自動的に決定される。

【００８３】すなわち、この図１９の構成のエンコーダ
側では、第１の量子化器９０１で用いられた語長が例え
ばＮビットであったときには（２＊＊Ｎ）で第２の量子
化器９０３で用いられるフローティング係数が得られ
る。

【００８４】また、上記付加ビット配分のための第２の
量子化器９０３では、上記基礎ビット配分のための第１
の量子化器９０１と同じように四捨五入処理を含むビッ
ト配分を行う。このようにして２つの量子化により、２
つのビット配分に分けられる。

【００８５】ここで、もし付加ビット配分のためのワー
ドレングスが固定的でない場合でも、前に述べたように
付加ビット配分の成分の大きさは基礎ビット配分のスケ
ールファクタとワードレングスから付加ビット配分のス
ケールファクタを算出できるので、ワードレングスのみ
がデコーダに必要とされる。本実施例では、付加ビット
配分のワードレングスは２ビットと固定されているの
で、付加ビット配分のためのワードレングスさえ必要で
はない。このようにして量子化器９０１及び９０３の出
力がそれぞれ四捨五入された効率の高い量子化が実現さ
れることになる。

【００８６】なお、量子化器９０１及び９０３の出力ビ
ットレ−トは、両者とも固定にすると、ディスク、テ−
プ等のメディアに記録するときにシステムを簡単にする
ことができる。また、両者を可変としながら、トータル
で一定とすることもできる。もちろん一部の量子化器の
出力ビットレートのみを一定としてもよい。

【００８７】なお、図１９の構成（エンコーダ）に対応
する構成（デコーダ）では、上記正規化回路９０５，９
０６に対応する逆正規化処理を行う逆正規化回路９０
８，９０７が設けられ、回路９０８，９０７の出力が加
算器９０４で加算される。その加算出力が出力端子９１
０から取りだされることになる。

【００８８】図２０は、このようにして高能率符号化さ
れた信号を再び復号化するための基本的な本発明実施例
の高能率符号復号化装置を示している。

【００８９】この図２０において、各帯域の量子化され
たＭＤＣＴ係数は復号化装置入力端子１２２、１２４、
１２６に与えられ、使用されたブロックサイズ情報は入
力端子１２３、１２５、１２７に与えられる。復号化回
路１１６、１１７、１１８では適応ビット配分情報を用
いてビット割当を解除する。

【００９０】次に、ＩＭＤＣＴ回路１１３、１１４、１
１５では周波数領域の信号が時間領域の信号に変換され
る。これらの部分帯域の時間領域信号は、ＩＱＭＦ回路
１１２、１１１により、全体域信号に復号化される。

【００９１】すなわち、前記基礎ビット配分の１２８ｋ
ｂｐｓのビット配分と前記付加ビット配分の６４ｋｂｐ
ｓのそれぞれが上記復号化回路１１６、１１７、１１８
で復号化される。そしてこれらの２つの復号化部分は夫
々が復号化された後夫々の時間軸上サンプルが加算され
て精度の高いサンプルとなる。

【００９２】もちろん図２０において、ＩＭＤＣＴ回路
１１３、１１４、１１５の各出力について基礎ビット配
分出力及び付加ビット配分をそれぞれ計算してから合成
し、ＩＱＭＦ回路１１２、１１１に送ることもできる。

【００９３】さらには復号化回路１１６、１１７、１１
８において基礎ビット配分及び付加ビット配分を正規化
処理を解いた後に加算し、それをＩＭＤＣＴ，ＩＱＭＦ
処理して最終出力を得るようにすることもできる。

【００９４】次に、本発明実施例のメディアは、上述し
たような本発明実施例の高能率符号化装置により符号化
された信号が記録若しくは伝送されるものであり、記録
メディアとしては例えば光ディスク，光磁気ディスク，
磁気ディスク等のディスク状の記録媒体に上記符号化信
号が記録されたものや、磁気テープ等のテープ状記録媒
体に上記符号化信号が記録されたもの、或いは、符号化
信号が記憶された半導体メモリ，ＩＣカードなどを挙げ
ることができる。また、伝送メディアとしては、電線若
しくは光ケーブルや電波等を挙げることができる。

【００９５】なお、本発明実施例のメディアにおけるデ
ータの並べ方については、図２１に示すようになる。す
なわち、１つのシンクブロックは、シンク情報と、サブ
情報（スケールファクタ，ワードレングス）と、基礎ビ
ット配分と、付加ビット配分とからなるものとする。

【００９６】この場合、時間領域サンプル若しくは周波
数領域サンプルを量子化した後、１サンプルづつ単独
で、前段の量子化誤差を更に量子化するような少なくと
も１箇の量子化機能により、少なくとも２箇の語に分解
し、１つのシンクブロックの中に各量子化出力毎に分離
して記録若しくは伝送し、その後復号再生することは、
ビットレートを下げて再生する場合に除去すべきビット
列部分を一括して除去できるという点で有効である。

【００９７】また、別の方法として、時間領域サンプル
若しくは周波数領域サンプルを量子化した後、１サンプ
ルづつ単独で、前段の量子化誤差を更に量子化するよう
な少なくとも１箇の量子化機能により、少なくとも２箇
の語に分解し、１つのシンクブロックの中に各量子化出
力を周波数又は時間順に交互に記録若しくは伝送し、時
間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルから復号再
生することは、ビットレートを下げて再生する場合に周
波数帯域を制限する形で除去すべきビット列部分を一括
して除去できるという点で有効である。

【００９８】以上のようなビット配列は、特に光磁気デ
ィスクや光ディスクを用いた例えばいわゆるミニディス
ク（Mini Disc ）や、磁気テ−プメディア、通信メディ
アなどに応用できる。

【００９９】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明においては以下の効果を得ることができる。すなわ
ち、（１）エンコード時に使用されたビットレートよりも低
いビットレートを用いてデコードする時、例えばエンコ
ード側でエンコード処理後のビットの一部を別のデータ
転送用に流用するとき、音質劣化を最小に止める。（２）既に低いビットレートで再生する再生機が使われ
ている時には、より高いビットレートを用いた音質の良
いシステムを導入するに当たっては既に用いられていた
低いビットレートで再生する再生機とバックワードの互
換性を有するシステムを提供できる。（３）高価な記憶デバイス例えばＩＣカードを用いた記
憶媒体に記録を行ないたいときに、記録時間を初期の設
定から延長したいときに記録済み若しくは記録中のエン
コード情報のビットレートを適宜減らして記録時間を延
ばし且つこの時の音質劣化を最小化できる。（４）高音質のデコーダを、安価な通常良く使われるよ
りビットレートの低いビット配分を行うデコーダを複数
個使用して作成することができ、このことにより新たな
デコーダ用ＬＳＩの作成が不要となり安価に目的を達成
することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例の高能率符号化装置の構成例を示
すブロック回路図である。

【図２】本実施例装置での信号の周波数及び時間分割を
示す図である。

【図３】本実施例のビット配分ストラテジを示す図であ
る。

【図４】トーナリティをスケールファクタから計算する
方法を説明するための図である。

【図５】トーナリティからビット配分(1) のビット配分
量を求める方法を説明するための図である。

【図６】ビット配分(2) において均一配分の時のノイズ
スペクトルを示す図である。

【図７】ビット配分(2) において情報信号の周波数スペ
クトル及びレベルに対する依存性を持たせた聴覚的な効
果を得るためのビット配分によるノイズスペクトルの例
を示す図である。

【図８】ビット配分(2) において均一配分を示す図であ
る。

【図９】ビット配分(2) において情報信号の周波数スペ
クトル及びレベルに対する依存性を持たせた聴覚的な効
果を得るためのビット配分を用いたビット配分手法を示
す図である。

【図１０】本発明実施例の基礎ビット配分機能の構成例
を示すブロック回路図である。

【図１１】本発明実施例の聴覚マスキングスレッショー
ルド算定機能の構成例を示すブロック回路図である。

【図１２】各臨界帯域信号によるマスキングを示す図で
ある。

【図１３】各臨界帯域信号によるマスキングスレショー
ルドを示す図である。

【図１４】情報スペクトル、マスキングスレショール
ド、最小可聴限を示す図である。

【図１５】信号スペクトルが平坦な情報信号に対する信
号レベル依存及び聴覚許容雑音レベル依存のビット配分
を示す図である。

【図１６】信号スペクトルのトナリティが高い情報信号
に対する信号レベル依存及び聴覚許容雑音レベル依存の
ビット配分を示す図である。

【図１７】信号スペクトルが平坦な情報信号に対する量
子化雑音レベルを示す図である。

【図１８】トーナリティが高い情報信号に対する量子化
雑音レベルを示す図である。

【図１９】基礎ビット配分と付加ビット配分の分割を行
う具体的構成を示すブロック回路図である。

【図２０】本発明実施例の高能率符号復号化装置の構成
例を示すブロック回路図である。

【図２１】本発明実施例のメディアにおけるビット配列
の構成例を示す図である。

【符号の説明】

１０・・・高能率符号化回路入力端子１１、１２・・・帯域分割フィルタ１３、１４、１５・・・ＭＤＣＴ回路１６、１７、１８・・・適応ビット配分符号化回路１９、２０、２１・・・ブロックサイズ決定回路２２、２４、２６・・・符号化出力端子２３、２５、２７・・・ブロックサイズ情報出力端子１２２、１２４、１２６・・・符号化入力端子１２３、１２５、１２７・・・ブロックサイズ情報入力
端子１１６、１１７、１１８・・・適応ビット配分復号化回
路１１３、１１４、１１５・・・ＩＭＤＣＴ回路１１２、１１１・・・ＩＱＭＦ回路１１０・・・高能率復号化回路出力端子５２０・・・許容雑音算出回路５２１・・・許容雑音算出回路入力端子５２２・・・帯域毎のエネルギ検出回路５２３・・・畳込みフィルタ回路５２４・・・引算器５２５・・・ｎ−ａｉ関数発生回路５２６・・・割算器５２７・・・合成回路５２８・・・減算器５３０・・・許容雑音補正回路５３２・・・最小可聴カーブ発生回路５３３・・・補正情報出力回路８０１・・・ＭＤＣＴ回路出力入力端子８０２・・・使用可能総ビット発生回路８０３・・・帯域毎のエネルギ算出回路８０４・・・エネルギ依存のビット配分回路８０５・・・聴覚許容雑音レベル依存のビット配分回路８０６・・・アダー８０７・・・各帯域のビット割当量出力端子８０８・・・スペクトルの滑らかさ算出回路８０９・・・ビット分割率決定回路８１１、８１２・・・マルチプライヤ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号の時間領域サンプル若しくは周
波数領域サンプルへのビット配分を行う高能率符号化装
置において、上記時間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルを量
子化した後、１サンプルづつ単独で、前段の量子化の量
子化誤差を更に量子化する少なくとも１箇の量子化手段
を有することにより、時間領域サンプル若しくは周波数
領域サンプルを少なくとも２箇の語に分解することを特
徴とする高能率符号化装置。
【請求項２】前記量子化手段は四捨五入動作を行うこ
とを特徴とする請求項１記載の高能率符号化装置。
【請求項３】少なくとも１つの前記量子化手段の出力
ビットレートを一定時間単位で一定ビットレートとする
ことを特徴とする請求項１又は２記載の高能率符号化装
置。
【請求項４】全ての前記量子化手段の出力ビットレー
トを一定時間単位で一定ビットレートとすることを特徴
とする請求項３記載の高能率符号化装置。
【請求項５】時間領域サンプル若しくは周波数領域サ
ンプルを、複数サンプル毎のブロックでブロックフロー
ティング処理し、前記前段の量子化の量子化誤差を更に
量子化するサンプルデータのためのスケールファクタ
を、少なくとも前段の量子化の量子化出力のためのスケ
ールファクタから求めることを特徴とする請求項１、
２、３、又は４記載の高能率符号化装置。
【請求項６】前記前段の量子化の量子化誤差を更に量
子化するサンプルデータのためのスケールファクタを、
少なくとも前記前段の量子化の量子化出力のためのスケ
ールファクタ及びワードレングスから求めることを特徴
とする請求項５記載の高能率符号化装置。
【請求項７】時間と周波数について細分化した小ブロ
ック中のサンプルデータに対しては、当該小ブロック内
で同一のブロックフローティング若しくは同一のブロッ
クフローティング及び語長をもつ量子化を行うことを特
徴とする請求項１、２、３、４、５、又は６記載の高能
率符号化装置。
【請求項８】非ブロックで周波数分析を行う非ブロッ
ク化周波数分析によって、前記時間と周波数について細
分化した小ブロック中のサンプルデータを得ることを特
徴とする請求項７記載の高能率符号化装置。
【請求項９】非ブロックで周波数分析を行う非ブロッ
ク化周波数分析によって前記時間と周波数について細分
化された小ブロック中のサンプルデータを得た後、上記
非ブロック化周波数分析の出力をブロック化して周波数
分析するブロック化周波数分析を行うことを特徴とする
請求項８記載の高能率符号化装置。
【請求項１０】前記非ブロック化周波数分析の周波数
帯域幅は少なくとも最低域の２帯域で同じであることを
特徴とする請求項９記載の高能率符号化装置。
【請求項１１】前記非ブロック化周波数分析はポリフ
ェーズクワドラチャフィルタにより行うことを特徴と
する請求項８、９、又は１０記載の高能率符号化装置。
【請求項１２】前記非ブロック化周波数分析の周波数
帯域幅は少なくとも最高域で高域程広いことを特徴とす
る請求項８、９、又は１０記載の高能率符号化装置。
【請求項１３】前記非ブロック化周波数分析はクワド
ラチャミラーフィルタにより行うことを特徴とする
請求項８、９、１０、又は１２記載の高能率符号化装
置。
【請求項１４】前記ブロック化周波数分析はモディフ
ァイド離散コサイン変換であることを特徴とする請求項
９、１０、１１、１２、又は１３記載の高能率符号化装
置。
【請求項１５】前記ブロック化周波数分析は入力信号
の時間特性に基づいて適応的に上記ブロックのサイズを
変更して行うことを特徴とする請求項９、１０、１１、
１２、１３、又は１４記載の高能率符号化装置。
【請求項１６】前記ブロックサイズの変更は少なくと
も２つの前記非ブロック化周波数分析の出力帯域毎に独
立に行うことを特徴とする請求項１５記載の高能率符号
化装置。
【請求項１７】入力信号の時間領域サンプル若しくは
周波数領域サンプルへのビット配分を行って当該入力信
号を符号化し、この符号化した信号を記録媒体に記録す
る高能率符号化装置において、上記時間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルを量
子化した後、１サンプルづつ単独で、前段の量子化の量
子化誤差を更に量子化する少なくとも１箇の量子化手段
を有することにより、時間領域サンプル若しくは周波数
領域サンプルを少なくとも２箇の語に分解すると共に、
１つのシンクブロックの中に、全ての上記量子化手段の
出力サンプルをそれぞれ分離して、一定時間単位で記録
することを特徴とする高能率符号化装置。
【請求項１８】入力信号の時間領域サンプル若しくは
周波数領域サンプルへのビット配分を行って当該入力信
号を符号化し、この符号化した信号を記録媒体に記録す
る高能率符号化装置において、上記時間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルを量
子化した後、１サンプルづつ単独で前段の量子化の量子
化誤差を更に量子化する少なくとも１箇の量子化手段を
有することにより、時間領域サンプル若しくは周波数領
域サンプルを少なくとも２箇の語に分解すると共に、１
つのシンクブロックの中に、それぞれの上記量子化手段
の出力サンプルを上記量子化手段毎に時間順若しくは周
波数順に交互に記録することを特徴とする高能率符号化
装置。
【請求項１９】時間領域サンプル若しくは周波数領域
サンプルへのビット配分が行われて符号化された信号を
復号化する高能率符号復号化装置において、上記時間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルにつ
き、同一時間領域若しくは同一周波数領域のサンプルに
関する少なくとも２つの部分サンプルを合わせて１つの
サンプルとする合成手段を有することを特徴とする高能
率符号復号化装置。
【請求項２０】時間領域サンプル若しくは周波数領域
サンプルへのビット配分が行われて符号化された信号を
復号化する高能率符号復号化装置において、上記時間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルにつ
き、同一時間領域若しくは同一周波数領域のサンプルに
関する少なくとも２つの部分サンプルをそれぞれ別個に
全帯域幅領域の時間領域サンプルとした後合成して１つ
のサンプルとする合成手段を有することを特徴とする高
能率符号復号化装置。
【請求項２１】時間領域サンプル若しくは周波数領域
サンプルへのビット配分が行われて符号化された信号を
復号化する高能率符号復号化装置であって、上記時間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルにつ
き、同一時間領域若しくは同一周波数領域のサンプルに
関する少なくとも２つの部分サンプルをそれぞれ別個に
部分帯域幅領域の時間領域サンプルとした後、それぞれ
の部分帯域で前記部分サンプルを合わせて１つのサンプ
ルとし、さらに全帯域幅領域の時間領域サンプルへ合成
する合成手段を有することを特徴とする高能率符号復号
化装置。
【請求項２２】少なくとも１つの前記符号化された信
号のビットレートは、一定時間単位で一定ビットレート
であることを特徴とする請求項１９、２０、又は２１記
載の高能率符号復号化装置。
【請求項２３】全ての前記符号化された信号のビット
レートは、一定時間単位で一定ビットレートであること
を特徴とする請求項２２記載の高能率符号復号化装置。
【請求項２４】前記符号化された信号は、時間領域サ
ンプル若しくは周波数領域サンプルを複数サンプル毎の
ブロックでブロックフローティング処理し、前段の量子
化誤差を更に量子化したサンプルデータのためのスケー
ルファクタを、少なくとも上記時間領域サンプル若しく
は周波数領域サンプルを量子化した量子化出力のための
スケールファクタから求めたものであることを特徴とす
る請求項２３記載の高能率符号復号化装置。
【請求項２５】時間と周波数について細分化された小
ブロック中の同一のブロックフローティング若しくは同
一のブロックフローティング及び語長をもつ量子化を行
ったサンプルデータを、復号化することを特徴とする請
求項１９、２０、２１、２２、２３、又は２４記載の高
能率符号復号化装置。
【請求項２６】前記時間と周波数について細分化され
た小ブロック中のサンプルデータから全帯域の時間信号
を得るために、非ブロックで周波数合成を行うことを特
徴とする請求項２５記載の高能率符号復号化装置。
【請求項２７】前記時間と周波数について細分化され
た小ブロック中のサンプルデータに対して、ブロック化
して周波数合成するブロック化周波数合成を施した後、
当該ブロック化周波数合成の出力を前記非ブロック化周
波数合成の入力とし、前記非ブロック化周波数合成の出
力を得ることを特徴とする請求項２６記載の高能率符号
復号化装置。
【請求項２８】前記非ブロック化周波数合成の周波数
帯域幅が少なくとも最低域の２帯域で同じであることを
特徴とする請求項２６又は２７記載の高能率符号復号化
装置。
【請求項２９】前記非ブロック化周波数合成はポリフ
ェーズクワドラチャフィルタにより行うことを特徴と
する請求項２６、２７、又は２８記載の高能率符号復号
化装置。
【請求項３０】前記非ブロック化周波数合成の周波数
帯域幅は少なくとも最高域で高域程広いことを特徴とす
る請求項２６、２７、又は２８記載の高能率符号復号化
装置。
【請求項３１】前記ブロック化周波数合成は逆モディ
ファイド離散コサイン変換であることを特徴とする請求
項２７、２８、２９、又は３０記載の高能率符号復号化
装置。
【請求項３２】前記ブロック化周波数分析は入力信号
の時間特性に基づいて適応的に上記ブロックのサイズが
変更されてなるものであることを特徴とする請求項２
７、２８、２９、３０、又は３１記載の高能率符号復号
化装置。
【請求項３３】前記ブロックサイズの変更は少なくと
も２つの前記非ブロック化周波数合成の入力帯域毎に独
立に行うことを特徴とする請求項３２記載の高能率符号
復号化装置。
【請求項３４】入力信号は複数チャネルからなり、各チャネル毎の全ビット配分量は略各チャネルのスケー
ルファクタ又は短時間のブロック毎のサンプル最大値に
より決定されてなることを特徴とする請求項１９、２
０、２１、２２、２３、２４、２５、２６、２７、２
８、２９、３０、３１、３２、又は３３記載の高能率符
号復号化装置。
【請求項３５】時間領域サンプル若しくは周波数領域
サンプルを量子化した後、１サンプルづつ単独で前段の
量子化の量子化誤差を更に量子化する少なくとも１箇の
量子化手段によって、少なくとも２箇の語に分解されて
いると共に、１つのシンクブロックの中に各量子化出力
毎に分離して記録媒体に記録がなされた、時間領域サン
プル若しくは周波数領域サンプルから、復号再生を行う
ことを特徴とする請求項１９、２０、２１、２２、２
３、２４、２５、２６、２７、２８、２９、３０、３
１、３２、３３、又は３４記載の高能率符号復号化装
置。
【請求項３６】時間領域サンプル若しくは周波数領域
サンプルを量子化した後、１サンプルづつ単独で前段の
量子化の量子化誤差を更に量子化する少なくとも１箇の
量子化手段によって、少なくとも２箇の語に分解されて
いると共に、１つのシンクブロックの中に各量子化出力
を周波数又は時間順に交互に記録媒体に記録がなされ
た、時間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルか
ら、復号再生を行うことを特徴とする請求項１９、２
０、２１、２２、２３、２４、２５、２６、２７、２
８、２９、３０、３１、３２、３３、又は３４記載の高
能率符号復号化装置。
【請求項３７】請求項１、２、３、４、５記載の高能
率符号化装置により符号化された信号を記録若しくは伝
送することを特徴とするメディア。