JP3227948B2

JP3227948B2 - 復号化装置

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Publication number: JP3227948B2
Application number: JP28809693A
Authority: JP
Inventors: 健三赤桐
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1993-11-17
Filing date: 1993-11-17
Publication date: 2001-11-12
Anticipated expiration: 2016-11-12
Also published as: JPH07143009A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、映画フィルム映写シス
テム、ビデオテープレコーダ、ビデオディスクプレーヤ
等のステレオないしはいわゆるマルチサラウンド音響シ
ステムにおいて用いられるビットレートの削減を行う符
号化装置により符号化され記録された信号を復号化する
復号化装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】オーディオ或いは音声等の信号の高能率
符号化の手法及び装置には種々あるが、例えば、時間領
域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化してこ
のブロック毎の時間軸の信号を周波数軸上の信号に変換
（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し、各帯域毎
に符号化するブロック化周波数帯域分割方式であるいわ
ゆる変換符号化方式や、時間領域のオーディオ信号等を
単位時間毎にブロック化しないで、複数の周波数帯域に
分割して符号化する非ブロック化周波数帯域分割方式で
ある帯域分割符号化（サブ・バンド・コーディング：Ｓ
ＢＣ）方式等を挙げることができる。また、上述の帯域
分割符号化と変換符号化とを組み合わせた高能率符号化
の手法及び装置も考えられており、この場合には、例え
ば、上記帯域分割符号化方式で帯域分割を行った後、該
各帯域毎の信号を上記変換符号化方式で周波数領域の信
号に直交変換し、この直交変換された各帯域毎に符号化
を施すことになる。

【０００３】ここで、上述した帯域分割符号化方式に使
用される帯域分割用フィルタとしては、例えばＱＭＦ(Q
uadrature Mirror filter)等のフィルタがあり、これは
1976R.E.Crochiere Digital coding of speech in sub
bands Bell Syst.Tech. J.Vol.55, No.8 1976 に、述べ
られている。また、ICASSP 83, BOSTON PolyphaseQuad
rature filters-A new subband coding technique Jose
ph H. Rothweilerにはポリフェーズクワドラチャフ
ィルタ(Polyphase Quadrature filter) などの等バンド
幅のフィルタ分割手法及び装置が述べられている。

【０００４】また、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、該ブロック毎に高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）やコサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイドＤＣＴ
変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周波数軸に
変換するような直交変換がある。上記ＭＤＣＴについて
は、ICASSP 1987 Subband/Transform Coding Using Fil
ter Bank Designs Basedon Time Domain Aliasing Canc
ellation J.P.Princen A.B.Bradley Univ. ofSurrey R
oyal Melbourne Inst.of Tech. に述べられている。

【０００５】更に、周波数帯域分割された各周波数成分
を量子化する場合の周波数分割幅としては、例えば人間
の聴覚特性を考慮した帯域分割がある。すなわち、一般
に臨界帯域（クリティカルバンド）と呼ばれている高域
程帯域幅が広くなるような帯域幅で、オーディオ信号を
複数（例えば２５バント）の帯域に分割することがあ
る。また、この時の各帯域毎のデータを符号化する際に
は、各帯域毎に所定のビット配分或いは、各帯域毎に適
応的なビット配分による符号化が行われる。例えば、上
記ＭＤＣＴ処理されて得られたＭＤＣＴ係数データを上
記ビット配分によって符号化する際には、上記各ブロッ
ク毎のＭＤＣＴ処理により得られる各帯域毎のＭＤＣＴ
係数データに対して、適応的な配分ビット数で符号化が
行われることになる。

【０００６】上記ビット配分手法及びそのための装置と
しては、次の２手法及び装置が知られている。IEEE Tra
nsactions of Accoustics,Speech,and Signal Processi
ng,vol.ASSP-25,No.4,August 1977 では、各帯域毎の信
号の大きさをもとに、ビット配分を行っている。またIC
ASSP 1980 The critical band coder--digital encodin
g ofthe perceptual requirements of the auditory sy
stem M.A. Kransner MITでは、聴覚マスキングを利用す
ることで、各帯域毎に必要な信号対雑音比を得て固定的
なビット配分を行う手法及び装置が述べられている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、これらのビッ
ト配分技術は、再生側（デコード側）においてある一定
ビットレートで再生（デコード）が行われることを期待
したものであり、したがって、当該一定ビットレートを
下回るビットレートで再生を行った場合には著しい音質
劣化をもたらす。

【０００８】すなわち、エンコード時に使用されたビッ
トレートよりも低いビットレートを用いてデコードする
ために、例えばエンコード側でエンコード処理後のビッ
トの一部を別のデータ転送用に流用するような場合は、
再生側においてエンコード時のビットレートを下回るビ
ットレートで再生が行われることになるため、上記再生
側においてエンコード時のビットレートで再生すること
を期待する上述の既知のビット配分技術では、再生（デ
コード）時に著しい音質劣化をもたらすようになる。

【０００９】また、例えば既に低いビットレートで再生
する再生機が使われているような場合において、より高
いビットレートを用いた音質の良いシステムを導入しよ
うとしても、上記既に用いられている低いビットレート
で再生を行う再生機では良好な再生を行なうことが出来
ない。

【００１０】すなわち、従来のビット配分技術において
は、バックワードの互換性が無い。

【００１１】そこで、本発明は、このような音質劣化を
最小に止めることが可能で、バックワードの互換性をも
有する符号化装置に対応する復号化装置を提供すること
を目的とするものである。

【００１２】また、音声，オーディオ等の信号を符号化
した情報を例えばいわゆるＩＣカードのような記憶デバ
イスを用いた記憶媒体に記録させるような場合において
は、当該記憶デバイスが高価であることから、より長時
間の記録がなされることが望まれ、また、音質劣化も最
小化することが望まれる。

【００１３】したがって、本発明の別の目的は、高価な
記憶デバイスを用いた記憶媒体に記録を行うような場合
において、長時間記録のために例えば記録時間を初期の
設定から延長したいときには記録済み若しくは記録中の
エンコード情報のビットレートを適宜減らして記録時間
を延ばし且つこの時の音質劣化を最小化できる符号化装
置に対応する復号化装置を提供することにある。

【００１４】さらに、本発明の別の目的は、上述したよ
うな符号化装置によって符号化された信号の再生装置
（記録メディアから信号を再生して復号化する復号化装
置）を構成する場合には、コストを抑えることが望まれ
るので、本発明は、例えば、安価な通常良く使われる固
定値以下のビットレートを用いてビット配分を行うデコ
ーダを複数個使用して作成することができ、このことに
より新たなデコーダ用ＬＳＩ（大規模集積回路）の作成
も不要で、安価な復号化装置を提供することをも目的と
している。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述の目的を
達成するために提案された復号化装置であり、以下に示
すような符号化装置で符号化された信号を復号化する。
すなわち、本発明に係る復号化装置に入力される信号を
生成するための符号化装置は、入力信号の時間領域サン
プル若しくは周波数領域サンプルを所定のビット数で量
子化する符号化装置において、上記時間領域サンプル若
しくは周波数領域サンプルを量子化する第１の量子化手
段と、上記第１の量子化手段の量子化誤差を算出する量
子化誤差算出手段と、上記量子化誤差をさらに量子化す
る第２の量子化手段と、上記第１の量子化手段の出力と
上記第２の量子化手段の出力とを符号化する符号化手段
とを有する。

【００１６】また、符号化装置では、上記第２の量子化
手段の出力ビットレートを一定時間単位で一定ビットレ
ートとしたり、上記第１の量子化手段及び上記第２の量
子化手段の出力ビットレートを一定時間単位で一定ビッ
トレートとする。これらの場合、符号化装置は、上記時
間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルを、複数の
サンプル毎にブロック化してブロックフローティング処
理する第１のブロックフローティング手段と、上記量子
化誤差算出手段の出力をブロックフローティング処理す
る第２のブロックフローティング手段とを更に具備し、
上記第２のブロックフローティング手段は、当該ブロッ
クフローティングのためのスケールファクタを上記第１
のブロックフローティング手段におけるスケールファク
タに基づいて求め、上記第１の量子化手段は、上記第１
のブロックフローティング手段の出力を量子化し、上記
第２の量子化手段は、上記第２のブロックフローティン
グ手段の出力を量子化する。

【００１７】また、符号化装置では、上記第２のブロッ
クフローティング手段は、当該ブロックフローティング
のためのスケールファクタを、上記第１のブロックフロ
ーティング手段におけるスケールファクタ及び上記第１
の量子化手段におけるワードレングスに基づいて求め
る。

【００１８】以上の場合、時間と周波数について細分化
された小ブロック中のサンプルデータに対しては、前記
小ブロック内で同一のブロックフローティング及び語長
をもつ量子化を行なう。また、前記時間と周波数につい
て細分化された小ブロック中のサンプルを得るために
は、フィルタなどの非ブロック化周波数分析を行った
後、前記フィルタなどの非ブロック化周波数分析の出力
を直交変換等のブロック化周波数分析する。この時、前
記非ブロック化周波数分析の周波数帯域幅が少なくとも
最低域の２帯域で同じであることは、コストを低減する
うえで役に立つ。また、前記非ブロック化周波数分析の
周波数帯域幅が少なくとも最高域で高域程広いことは、
臨界帯域に基づく聴覚の効果を利用するうえで重要であ
る。さらに、前記ブロック化周波数分析では、入力信号
の時間特性により適応的にそのブロックサイズを変更す
ることにより、入力信号の時間特性に対応した最適な処
理が可能となる。ここで、前記ブロックサイズの変更
は、少なくとも２つの前記非ブロック化周波数分析の出
力帯域ごとに独立に行うことは、周波数成分の間の相互
干渉を防いで各帯域成分独立に最適な処理を行う上で効
果的である。

【００１９】また、各チャネルに与えられるビット配分
量を各チャネルのスケールファクタ又はサンプル最大値
により決めるのは、簡単な演算によるため、演算を低減
させるうえで効果的である。これに加えて、各チャネル
のスケールファクタで代表される振幅情報の時間的変化
によって各チャネルに与えられるビット配分量を変化さ
せることも、ビットレートを下げるうえでは有益であ
る。

【００２０】さらに、符号化装置は、上記時間領域サン
プル若しくは周波数領域サンプルを量子化する第１の量
子化手段と、上記第１の量子化手段の量子化誤差を算出
する量子化誤差算出手段と、上記量子化誤差をさらに量
子化する第２の量子化手段と、１つのシンクブロックの
中に、上記第１の量子化手段の出力サンプルと上記第２
の量子化手段の出力サンプルをそれぞれ分離して記録す
る記録手段とを有する。また、他の符号化装置は、上記
時間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルを量子化
する第１の量子化手段と、上記第１の量子化手段の量子
化誤差を算出する量子化誤差算出手段と、上記量子化誤
差をさらに量子化する第２の量子化手段と、１つのシン
クブロックの中に、上記第１の量子化手段の出力サンプ
ルと上記第２の量子化手段の出力サンプルを時間順若し
くは周波数順に交互に記録する記録手段とを有する。

【００２１】本発明の復号化装置は、上述したような符
号化装置において信号の時間領域サンプル若しくは周波
数領域サンプルを第１の量子化器で量子化し、各サンプ
ルの量子化誤差を求めて第２の量子化器で量子化し、上
記第１の量子化器及び上記第２の量子化器の出力を符号
化することにより生成された信号を復号化する復号化装
置であって、当該符号化された上記第１の量子化器及び
上記第２の量子化器の出力を復号化する復号化手段と、
同一時間若しくは同一周波数の当該復号化された上記第
１の量子化器及び上記第２の量子化器の出力から出力サ
ンプルを合成する合成手段とを有する。また、他の符号
化装置は、信号の時間領域サンプル若しくは周波数領域
サンプルをブロックフローティング処理して第１の量子
化器で量子化し、各サンプルの量子化誤差をブロックフ
ローティング処理して第２の量子化器で量子化し、上記
第１の量子化器及び上記第２の量子化器の出力を符号化
することにより生成された信号を復号化する復号化装置
であって、当該符号化された上記第１の量子化器及び上
記第２の量子化器の出力を復号化する復号化手段と、当
該復号化された上記第１の量子化器及び上記第２の量子
化器の出力をそれぞれ逆ブロックフローティングする逆
ブロックフローティング手段と、同一時間若しくは同一
周波数の当該逆ブロックフローティングされた上記第１
の量子化器及び上記第２の量子化器の出力から出力サン
プルを合成する合成手段とを有する。この場合、復号化
された第２の量子化器の出力を逆ブロックフローティン
グするためのスケールファクタは、復号化された第１の
量子化器の出力を逆ブロックフローティングするための
スケールファクタに基づいて求められる。

【００２２】

【作用】本発明によれば、以下に示すような符号化装置
で符号化された信号を復号することができる。すなわ
ち、符号化装置では、入力信号の時間領域サンプル若し
くは周波数領域サンプルを所定のビット数で量子化する
際に、第１の量子化手段により上記時間領域サンプル若
しくは周波数領域サンプルが量子化され、量子化誤差算
出手段により算出された上記第１の量子化手段の量子化
誤差が第２の量子化手段によりさらに量子化され、符号
化手段により上記第１の量子化手段の出力と上記第２の
量子化手段の出力とが符号化される。

【００２３】また、上記第２の量子化手段の出力ビット
レートを一定時間単位で一定ビットレートとしたり、上
記第１の量子化手段及び上記第２の量子化手段の出力ビ
ットレートを一定時間単位で一定ビットレートとするこ
とは、ディスク、テープ等の記録媒体への記録方式を簡
単化するうえで有効である。

【００２４】これらの場合、符号化装置が上記時間領域
サンプル若しくは周波数領域サンプルを、複数のサンプ
ル毎にブロック化してブロックフローティング処理する
第１のブロックフローティング手段と、上記量子化誤差
算出手段の出力をブロックフローティング処理する第２
のブロックフローティング手段とを更に具備し、上記第
２のブロックフローティング手段が当該ブロックフロー
ティングのためのスケールファクタを上記第１のブロッ
クフローティング手段におけるスケールファクタに基づ
いて求め、上記第１の量子化手段が上記第１のブロック
フローティング手段の出力を量子化し、上記第２の量子
化手段が上記第２のブロックフローティング手段の出力
を量子化することは、符号化の効率を高めるうえで有効
である。

【００２５】さらに、時間と周波数について細分化され
た小ブロック中のサンプルを得るために、フィルタなど
の非ブロック化周波数分析を行なった後、このフィルタ
などの非ブロック化周波数分析の出力を直交変換等のブ
ロック化周波数分析をする事により、時間領域、周波数
領域で聴覚マスキングを考慮した量子化雑音の発生が可
能となり、聴覚上好ましい周波数分析を得ることが可能
となる。この時、前記非ブロック化周波数分析の周波数
帯域幅が少なくとも最低域の２帯域で同じであることは
コストを低減するうえで役に立つ。また、この非ブロッ
ク化周波数分析の周波数帯域幅が少なくとも最高域で高
域程広くすることにより臨界帯域に基づく聴覚の効果を
効率的に利用することが可能となる。このブロック化周
波数分析は、入力信号の時間特性により適応的にそのブ
ロックサイズが変更されることにより入力信号の時間特
性に対応した最適な処理が可能となる。また、ブロック
サイズの変更は少なくとも２つの前記非ブロック化周波
数分析の出力帯域毎に独立に行うことは、周波数成分の
間の相互干渉を防いで各帯域成分独立に最適な処理を行
う上で効果的である。

【００２６】また、上記時間領域サンプル若しくは周波
数領域サンプルを量子化する第１の量子化手段と、上記
第１の量子化手段の量子化誤差を算出する量子化誤差算
出手段と、上記量子化誤差をさらに量子化する第２の量
子化手段と、１つのシンクブロックの中に、上記第１の
量子化手段の出力サンプルと上記第２の量子化手段の出
力サンプルをそれぞれ分離して記録する記録手段とを有
することは、ビットレートを下げて再生する場合に除去
すべきビット列部分を一括して除去できるという点で有
効である。

【００２７】また、上記時間領域サンプル若しくは周波
数領域サンプルを量子化する第１の量子化手段と、上記
第１の量子化手段の量子化誤差を算出する量子化誤差算
出手段と、上記量子化誤差をさらに量子化する第２の量
子化手段と、１つのシンクブロックの中に、上記第１の
量子化手段の出力サンプルと上記第２の量子化手段の出
力サンプルを時間順若しくは周波数順に交互に記録する
記録手段とを有することは、ビットレートを下げて再生
する場合に周波数帯域を制限する形で除去すべきビット
列部分を一括して除去できるという点で有効である。本
発明の復号化装置は、上述したような符号化装置で符号
化された信号を復号化することができる。

【００２８】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。

【００２９】本実施例の復号化装置に入力される信号を
生成する符号化装置では、オーディオＰＣＭ信号等の入
力ディジタル信号を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適応
変換符号化（ＡＴＣ）、及び適応ビット配分（ＡＰＣ−
ＡＢ）の各技術を用いて高能率符号化する。この技術に
ついて、図１を参照しながら説明する。

【００３０】図１に示す量子化装置が適用される具体的
な高能率符号化装置では、入力ディジタル信号をフィル
タなどにより複数の周波数帯域に分割すると共に、各周
波数帯域毎に直交変換を行って、得られた周波数軸のス
ペクトルデータを、後述する人間の聴覚特性を考慮した
いわゆる臨界帯域幅（クリティカルバンド）毎に適応的
にビット配分して符号化している。この時、高域では臨
界帯域幅を更に分割した帯域を用いる。もちろんフィル
タなどによる非ブロッキングの周波数分割幅は等分割幅
としてもよい。

【００３１】さらに、高能率符号化装置では、直交変換
の前に入力信号に応じて適応的にブロックサイズ（ブロ
ック長）を変化させると共に、クリティカルバンド単位
若しくは高域では臨界帯域幅（クリティカルバンド）を
更に細分化したブロックでフローティング処理を行って
いる。なお、このクリティカルバンドとは、人間の聴覚
特性を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純音
の周波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって
当該純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域の
ことである。このクリティカルバンドは、高域ほど帯域
幅が広くなっており、例えば０〜２０ｋＨｚの全周波数
帯域は例えば２５のクリティカルバンドに分割されてい
る。

【００３２】すなわち、図１において、入力端子１０に
は例えば０〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦな
どの帯域分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と
１１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨｚ
帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦ等の帯域分割フィル
タ１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５ｋ〜１１ｋ
Ｈｚ帯域とに分割される。

【００３３】上記帯域分割フィルタ１１からの１１ｋ〜
２２ｋＨｚ帯域の信号は、直交変換回路の一例であるＭ
ＤＣＴ（Modified Discrete Cosine Transform）回路１
３に送られ、上記帯域分割フィルタ１２からの５．５ｋ
〜１１ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送られ、
上記帯域分割フィルタ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域
の信号はＭＤＣＴ回路１５に送られることにより、それ
ぞれＭＤＣＴ処理される。なお、各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５では、各帯域毎に設けたブロック決定回路１
９、２０、２１により決定されたブロックサイズに基づ
いてＭＤＣＴ処理がなされる。

【００３４】ここで、上記ブロック決定回路１９、２
０、２１により決定される各ＭＤＣＴ回路１３、１４、
１５でのブロックサイズの具体例を図２のＡ及びＢに示
す。なお、図２のＡには直交変換ブロックサイズが長い
場合（ロングモードにおける直交変換ブロックサイズ）
を、図２のＢには直交変換ブロックサイズが短い場合
（ショートモードにおける直交変換ブロックサイズ）を
示ししている。

【００３５】この図２の具体例においては、３つのフィ
ルタ出力は、それぞれ２つの直交変換ブロックサイズを
持つ。すなわち、低域側の０〜５．５ｋＨｚ帯域の信号
及び中域の５．５ｋ〜１１ｋＨｚ帯域の信号に対して
は、長いブロック長の場合（図２のＡ）は１ブロック内
のサンプル数を１２８サンプルとし、短いブロックが選
ばれた場合（図２のＢ）には１ブロック内のサンプル数
を３２サンプル毎のブロックとしている。これに対して
高域側の１１ｋ〜２２ｋＨｚ帯域の信号に対しては、長
いブロック長の場合（図２のＡ）は１ブロック内のサン
プル数を２５６サンプルとし、短いブロックが選ばれた
場合（図２のＢ）には１ブロック内のサンプル数を３２
サンプル毎のブロックとしている。このようにして短い
ブロックが選ばれた場合には各帯域の直交変換ブロック
のサンプル数を同じとして高域程時間分解能を上げ、な
おかつブロック化に使用するウインドウの種類を減らし
ている。

【００３６】なお、上記ブロック決定回路１９、２０、
２１で決定されたブロックサイズを示す情報は、後述の
適応ビット配分符号化回路１６、１７、１８に送られる
と共に、出力端子２３、２５、２７から出力される。

【００３７】再び図１において、各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数領域
のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数データは、い
わゆる臨界帯域（クリティカルバンド）または高域では
更にクリティカルバンドを分割した帯域毎にまとめられ
て適応ビット配分符号化回路１６、１７、１８に送られ
ている。

【００３８】適応ビット配分符号化回路１６、１７、１
８では、上記ブロックサイズの情報、及び臨界帯域（ク
リティカルバンド）または高域では更にクリティカルバ
ンドを分割した帯域毎に割り当てられたビット数に応じ
て各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）
を再量子化（正規化して量子化）するようにしている。

【００３９】これら各適応ビット配分符号化回路１６、
１７、１８によって符号化されたデータは、出力端子２
２、２４、２６を介して取り出される。また、当該適応
ビット配分符号化回路１６、１７、１８では、どのよう
な信号の大きさに関する正規化がなされたかを示すスケ
ールファクタと、どのようなビット長で量子化がされた
かを示すビット長情報も求めており、これらも同時に出
力端子２２、２４、２６から出力される。

【００４０】また、図１における各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５の出力からは、上記臨界帯域（クリティカル
バンド）または高域では更にクリティカルバンドを分割
した帯域毎のエネルギを、例えば当該バンド内での各振
幅値の２乗平均の平方根を計算すること等により求めら
れる。もちろん、上記スケールファクタそのものを以後
のビット配分の為に用いるようにしてもよい。この場合
には新たなエネルギ計算の演算が不要となるため、ハー
ド規模の節約となる。また、各バンド毎のエネルギの代
わりに、振幅値のピーク値、平均値等を用いることも可
能である。

【００４１】次に、上記ビット配分を行うための適応ビ
ット配分回路での具体的なビット配分の方法を図３に示
すビット配分ストラテジを用いて説明する。

【００４２】本実施例では、ステップＳＴ１の総ビット
配分から、第１に、チャネル当たり１２８ｋｂｐｓの基
礎ビット配分（ステップＳＴ２）と、第２に、６４ｋｂ
ｐｓの付加ビット配分（ステップＳＴ３）との２つを求
める。

【００４３】このうち基礎ビット配分は、更にビット配
分(1) （ステップＳＴ４）と、ビット配分(2) （ステッ
プＳＴ５）とに分割使用される。

【００４４】先ず、ステップＳＴ１からステップＳＴ２
への上記基礎ビット配分の手法について説明する。ここ
ではスケールファクタの周波数領域の分布をみて適応的
にビット配分を行なう。

【００４５】最初に、ビット配分(1) に使うべきビット
量を確定する。そのためには信号情報のスペクトル情報
のうちトーナリティ情報を使用する。ここでのトーナリ
ティの指標としては、信号スペクトルの隣接値間の差の
絶対値の和を信号スペクトル数で割った値を用いてい
る。なお、より簡単な指標としては、図４に示すよう
に、いわゆるブロックフローティングの為のブロック毎
のスケールファクタにおける隣接スケールファクタ指標
の間の差の平均値を用いることができる。このスケール
ファクタ指標は、概略スケールファクタの対数値に対応
している。

【００４６】実施例では、ビット配分(1) に使うべきビ
ット量をこのトーナリティを表す値に対応させて最大８
０ｋｂｐｓ、最小１０ｋｂｐｓと設定している。このト
ーナリティ計算は次の式のように行う。

【００４７】T=(1/(WLmax*(N-1))(ΣABS(SFn-SFn-1)) WLmax ：ワードレングス最大値＝１６ SFn ：スケールファクタ指標で概略ピーク値の対数に
対応している。ｎ：ブロックフローティングバンド番号Ｎ：ブロックフローティングバンドの数

【００４８】このようにして求められたトーナリティ指
標Ｔとビット配分(1) の配分量とは、図５に示すように
対応付けられる。ここでのビット配分(1) はスケ−ルフ
ァクタに依存した周波数、時間領域上の配分がなされ
る。

【００４９】このようにしてビット配分(1) に使用され
るビット量が決定されたら、次にビット配分(1) で使わ
れなかったビットについての配分すなわちビット配分
(2) に移る。ここでは多種のビット配分が行われるが以
下に２つの例を示す。

【００５０】第１に、全てのサンプル値に対する均一配
分を行う。この場合のビット配分に対する量子化雑音ス
ペクトル（ビット配分(2) の均一配分のノイズスペクト
ル）を図６に示す。これによれば、全周波数帯域で均一
の雑音レベル低減が行える。

【００５１】第２に、信号情報の周波数スペクトル及び
レベルに対する依存性を持たせた聴覚的な効果を得るた
めのビット配分を行う。この場合のビット配分に対する
量子化雑音スペクトル（信号情報の周波数スペクトル及
びレベルに対する依存性を持たせた聴覚的な効果を得る
ためのビット配分によるノイズスペクトル）の一例を図
７に示す。この例では情報信号のスペクトルに依存させ
たビット配分を行っていて、特に情報信号のスペクトル
の低域側にウエイトをおいたビット配分を行い高域側に
比して起きる低域側でのマスキング効果の減少を補償し
ている。これは隣接臨界帯域間でのマスキングを考慮し
てスペクトルの低域側を重視したマスキングカーブの非
対象性に基づいている。

【００５２】なお、図８はビット配分(2) の均一配分の
時のビット配分（割当）を示す図であり図６に対応した
ビット配分を表している。図９は信号情報の周波数スペ
クトル及びレベルに対応する依存性を持たせた聴覚的な
効果を得るためのビット配分を示す図であり図７に対応
したビット配分を表している。また、図６，図７の図中
Ｓは信号スペクトルを、ＮＬ１はビット配分(1) による
雑音レベルを、ＮＬ２はビット配分(2) による雑音レベ
ルを示している。図８，図９の図中ＡＱ１はビット配分
(1) のビット量を、図中ＡＱ２はビット配分(2) のビッ
ト量を示している。

【００５３】次に基礎ビット配分の別の手法を説明す
る。この場合の適応ビッ
ト配分回路の動作を図１０で説明するとＭＤＣＴ係数の
大きさが各ブロックごとに求められ、そのＭＤＣＴ係数
が入力端子８０１に供給される。当該入力端子８０１に
供給されたＭＤＣＴ係数は、帯域毎のエネルギ算出回路
８０３に与えられる。帯域毎のエネルギ算出回路８０３
では、クリティカルバンドまたは高域においてはクリテ
ィカルバンドを更に再分割したそれぞれの帯域に関する
信号エネルギを算出する。帯域毎のエネルギ算出回路８
０３で算出されたそれぞれの帯域に関するエネルギは、
エネルギ依存ビット配分回路８０４に供給される。

【００５４】エネルギ依存ビット配分回路８０４では、
使用可能総ビット発生回路８０２からの使用可能総ビッ
ト、本実施例では１２８Ｋｂｐｓの内のある割合を用い
て白色の量子化雑音を作り出すようなビット配分を行
う。このとき、入力信号のトーナリティが高いほど、す
なわち入力信号のスペクトルの凸凹が大きいほど、この
ビット量が上記１２８Ｋｂｐｓに占める割合が増加す
る。なお、入力信号のスペクトルの凸凹を検出するに
は、隣接するブロックのブロックフローティング係数の
差の絶対値の和を指標として使う。そして、求められた
使用可能なビット量につき、各帯域のエネルギの対数値
に比例したビット配分を行う。

【００５５】聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
算出回路８０５は、まず上記クリティカルバンド毎に分
割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキン
グ効果等を考慮した各クリティカルバンド毎の許容ノイ
ズ量を求め、次に聴覚許容雑音スペクトルを与えるよう
に使用可能総ビットからエネルギ依存ビットを引いたビ
ット分が配分される。このようにして求められたエネル
ギ依存ビットと聴覚許容雑音レベルに依存したビットは
加算されて、図１の適応ビット配分符号化回路１６、１
７、１８によって各クリティカルバンド毎若しくは高域
においてはクリティカルバンドを更に複数帯域に分割し
た帯域に割り当てられたビット数に応じて各スペクトル
データ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）が再量子化され
るようになっている。このようにして符号化されたデー
タは、図１の出力端子２２、２４、２６を介して取り出
される。

【００５６】さらに詳しく上記聴覚許容雑音スペクトル
依存のビット配分回路８０５中の聴覚許容雑音スペクト
ル算出回路について説明すると、ＭＤＣＴ回路１３、１
４、１５で得られたＭＤＣＴ係数が当該ビット配分回路
８０５中の許容雑音スペクトル算出回路に与えられる。

【００５７】図１１は上記許容雑音スペクトル算出回路
をまとめて説明した一具体例の概略構成を示すブロック
回路図である。この図１１において、入力端子５２１に
は、ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５からの周波数領域の
スペクトルデータが供給されている。

【００５８】この周波数領域の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路５２２に送られて、上記クリティカル
バンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド
内での各振幅値２乗の総和を計算すること等により求め
られる。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値
のピーク値、平均値等が用いられることもある。このエ
ネルギ算出回路５２２からの出力として、例えば各バン
ドの総和値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと
称されている。図１２はこのような各クリティカルバン
ド毎のバークスペクトルＳＢを示している。ただし、こ
の図１２では、図示を簡略化するため、上記クリティカ
ルバンドのバンド数を１２バンド（Ｂ1〜Ｂ12）で表現
している。

【００５９】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記帯域毎のエネルギ算出回路５２２の出力す
なわち該バークスペクトルＳＢの各値は、畳込みフィル
タ回路５２３に送られる。該畳込みフィルタ回路５２３
は、例えば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素
子と、これら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重み
付け関数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに
対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をと
る総和加算器とから構成されるものである。

【００６０】なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上
の特性により、ある信号によって他の信号がマスクされ
て聞こえなくなる現象をいうものであり、このマスキン
グ効果には、時間領域のオーディオ信号による時間軸マ
スキング効果と、周波数領域の信号による同時刻マスキ
ング効果とがある。これらのマスキング効果により、マ
スキングされる部分にノイズがあったとしても、このノ
イズは聞こえないことになる。このため、実際のオーデ
ィオ信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは
許容可能なノイズとされる。

【００６１】また、上記畳込みフィルタ回路５２３の各
乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペ
クトルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜
２５の任意の整数である。

【００６２】次に、上記畳込みフィルタ回路５２３の出
力は引算器５２４に送られる。該引算器５２４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリューション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。

【００６３】ここで、上記引算器５２４には、上記レベ
ルαを求めるるための許容関数（マスキングレベルを表
現する関数）が供給される。この許容関数を増減させる
ことで上記レベルαの制御を行っている。当該許容関数
は、次に説明するような（ｎ−ａｉ）関数発生回路５２
５から供給されているものである。

【００６４】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の式で求めることがで
きる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）この式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込み処
理されたバークスペクトルの強度であり、式中(n-ai)が
許容関数となる。例としてｎ＝３８，ａ＝−0.5 を用い
ることができる。

【００６５】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器５２６に伝送される。当該割
算器５２６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスレッショールドが得
られるようになる。すなわち、このマスキングスレッシ
ョールドが許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆
コンボリューション処理は、複雑な演算を必要とする
が、本実施例では簡略化した割算器５２６を用いて逆コ
ンボリューションを行っている。

【００６６】次に、上記マスキングスレッショールド
は、合成回路５２７を介して減算器５２８に伝送され
る。ここで、当該減算器５２８には、上記帯域毎のエネ
ルギ検出回路５２２からの出力、すなわち前述したバー
クスペクトルＳＢが、遅延回路５２９を介して供給され
ている。したがって、この減算器５２８で上記マスキン
グスレッショールドとバークスペクトルＳＢとの減算演
算が行われることで、図１３に示すように、上記バーク
スペクトルＳＢは、当該マスキングスレッショールドＭ
Ｓのレベルで示すレベル以下がマスキングされることに
なる。なお、上記遅延回路５２９は、上記合成回路５２
７以前の各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回路
５２２からのバークスペクトルＳＢを遅延させるために
設けられている。

【００６７】当該減算器５２８からの出力は、許容雑音
補正回路５３０を介し、出力端子５３１を介して取り出
され、例えば配分ビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ
等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算
回路５２８から許容雑音補正回路５３０を介して得られ
た出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設
定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の
配分ビット数情報を出力する。

【００６８】このようにしてエネルギ依存ビットと聴覚
許容雑音レベルに依存したビットは加算されてその配分
ビット数情報が上記適応ビット配分符号化回路１６、１
７、１８に送られることで、ここでＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５からの周波数領域の各スペクトルデータがそ
れぞれのバンド毎に割り当てられたビット数で量子化さ
れるわけである。

【００６９】すなわち要約すれば、上記適応ビット配分
符号化回路１６、１７、１８では、上記クリティカルバ
ンドの各バンド帯域毎（クリティカルバンド毎）若しく
は高域においては当該クリティカルバンドを更に複数帯
域に分割した帯域のエネルギ若しくはピーク値と、上記
ノイズレベル設定手段の出力との差分のレベルに応じて
配分されたビット数で上記各バンド毎のスペクトルデー
タを量子化することになる。

【００７０】ところで、上述した合成回路５２７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路５３２から供給さ
れる図１４に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
レッショールドＭＳとを合成することができる。この最
小可聴カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴
カーブ以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この
最小可聴カーブは、コーディングが同じであっても例え
ば再生時の再生ボリュームの違いで異なるものとなが、
現実的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダ
イナミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いが
ないので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい
周波数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周
波数帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化
雑音は聞こえないと考えられる。したがって、このよう
に例えばシステムの持つダイナミックレンジの４ｋＨｚ
付近の雑音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最
小可聴カーブＲＣとマスキングスレッショールドＭＳと
を共に合成することで許容ノイズレベルを得るようにす
ると、この場合の許容ノイズレベルは、図１４中の斜線
で示す部分までとすることができるようになる。なお、
本実施例では、上記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベル
を、例えば２０ビット相当の最低レベルに合わせてい
る。また、この図１４は、信号スペクトルＳＳも同時に
示している。

【００７１】また、上記許容雑音補正回路５３０では、
補正情報出力回路５３３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器５２８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１４に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大
きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音
圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえな
い。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑
音（許容ノイズレベル）は、この等ラウドネス曲線に応
じたカーブで与えられる周波数特性を持つようにするの
が良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウ
ドネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正する
ことは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【００７２】以上述べた聴覚許容雑音レベルに依存した
スペクトル形状を使用可能総ビット１２８Ｋｂｐｓの内
のある割合を用いるビット配分でつくる。この割合は入
力信号のトーナリティが高くなるほど減少する。

【００７３】次に２つのビット配分手法の間でのビット
量分割手法について説明する。図１０に戻って、ＭＤＣ
Ｔ回路出力が供給される入力端子８０１からの信号は、
スペクトルの滑らかさ算出回路８０８にも与えられ、こ
こでスペクトルの滑らかさが算出される。本実施例で
は、信号スペクトルの絶対値の隣接値間の差の絶対値の
和を信号スペクトルの絶対値の和で割った値を、上記ス
ペクトルの滑らかさとして算出している。

【００７４】上記スペクトルの滑らかさ算出回路８０８
の出力は、ビット分割率決定回路８０９に与えられ、こ
こでエネルギ依存のビット配分と、聴覚許容雑音スペク
トルによるビット配分間のビット分割率とが決定され
る。ビット分割率はスペクトルの滑らかさ算出回路８０
８の出力値が大きいほど、スペクトルの滑らかさが無い
と考えて、エネルギ依存のビット配分よりも、聴覚許容
雑音スペクトルによるビット配分に重点をおいたビット
配分を行う。ビット分割率決定回路８０９は、それぞれ
エネルギ依存のビット配分及び聴覚許容雑音スペクトル
によるビット配分の大きさをコントロールするマルチプ
ライヤ８１１及び８１２に対してコントロール出力を送
る。ここで、仮にスペクトルが滑らかであり、エネルギ
依存のビット配分に重きをおくように、マルチプライヤ
８１１へのビット分割率決定回路８０９の出力が０．８
の値を取ったとき、マルチプライヤ８１２へのビット分
割率決定回路８０９の出力は１−０．８＝０．２とす
る。これら２つのマルチプライヤの出力はアダー８０６
で足し合わされて最終的なビット配分情報となって、出
力端子８０７から出力される。

【００７５】このときのビット配分の様子を図１５、図
１６に示す。また、これに対応する量子化雑音の様子を
図１７、図１８に示す。図１５は信号のスペクトルが割
合平坦である場合を示しており、図１６は信号スペクト
ルが高いトーナリティを示す場合を示している。また、
図１５及び図１６の図中ＱＳは信号レベル依存分のビッ
ト量を示し、図中ＱＮは聴覚許容雑音レベル依存のビッ
ト割当分のビット量を示している。図１７及び図１８の
図中Ｌは信号レベルを示し、図中ＮＳは信号レベル依存
分による雑音低下分を、図中ＮＮは聴覚許容雑音レベル
依存のビット割当分による雑音低下分を示している。

【００７６】先ず、信号のスペクトルが、割合平坦であ
る場合を示す図１５において、聴覚許容雑音レベルに依
存したビット配分は、全帯域に渡り大きい信号雑音比を
取るために役立つ。しかし低域及び高域では比較的少な
いビット配分が使用されている。これは聴覚的にこの帯
域の雑音に対する感度が小さいためである。信号エネル
ギレベルに依存したビット配分の分は量としては少ない
が、ホワイトな雑音スペクトルを生じるように、この場
合には中低域の信号レベルの高い周波数領域に重点的に
配分されている。

【００７７】これに対して、図１６に示すように、信号
スペクトルが高いトーナリティを示す場合には、信号エ
ネルギレベルに依存したビット配分量が多くなり、量子
化雑音の低下は極めて狭い帯域の雑音を低減するために
使用される。聴覚許容雑音レベルに依存したビット配分
の集中はこれよりもきつくない。

【００７８】図１６に示すように、この両者のビット配
分の和により、孤立スペクトル入力信号での特性の向上
が達成される。

【００７９】以上の様にして得られた基礎ビット配分
に、次のようにして前記付加ビット配分（ステップＳＴ
３）部分を付け加える。

【００８０】次に、図１９を用いて基礎ビット配分と付
加ビット配分部分の分離及び再生時の結合について説明
する。

【００８１】先ず、図１９の構成の入力端子９００に
は、図１のＭＤＣＴ回路１３，１４，１５の出力である
ＭＤＣＴ係数が供給されるとする。すなわち、図１９は
図１の適応ビット割当符号化回路に含まれるものであ
る。

【００８２】この図１９において、上記入力端子９００
に供給されたＭＤＣＴ係数（ＭＤＣＴサンプル）は正規
化回路９０５によって複数サンプル毎に、ブロックにつ
いての正規化処理すなわちブロックフローティングが施
される。この時どの程度のブロックフローティングが行
われたかを示す係数としてスケールファクタが得られ
る。

【００８３】次段の第１の量子化器(quantizer) ９０１
は、前記基礎ビット配分で与えられた各サンプル語長で
量子化を行なう。この時、量子化雑音を少なくするため
には四捨五入による量子化が行われる。

【００８４】次に、上記正規化回路９０５の出力と上記
量子化器９０１の出力が差分器９０２に送られる。すな
わち、当該差分器９０２では、量子化器９０１の入力と
出力の差（量子化誤差）が取られる。この差分器９０２
からの出力は、さらに正規化回路９０６を介して第２の
量子化器９０３に送られる。

【００８５】当該第２の量子化器９０３では、例えば２
ビットが各サンプル毎に使用される。この時のフローテ
ィング係数は、第１の量子化器９０１で用いられたフロ
ーティング係数と語長から自動的に決定される。

【００８６】すなわち、この図１９の構成のエンコーダ
側では、第１の量子化器９０１で用いられた語長が例え
ばＮビットであったときには（２＊＊Ｎ）で第２の量子
化器９０３で用いられるフローティング係数が得られ
る。

【００８７】また、上記付加ビット配分のための第２の
量子化器９０３では、上記基礎ビット配分のための第１
の量子化器９０１と同じように四捨五入処理を含むビッ
ト配分を行う。このようにして２つの量子化により、２
つのビット配分に分けられる。

【００８８】ここで、もし付加ビット配分のためのワー
ドレングスが固定的でない場合でも、前に述べたように
付加ビット配分の成分の大きさは基礎ビット配分のスケ
ールファクタとワードレングスから付加ビット配分のス
ケールファクタを算出できるので、ワードレングスのみ
がデコーダに必要とされる。本実施例では、付加ビット
配分のワードレングスは２ビットと固定されているの
で、付加ビット配分のためのワードレングスさえ必要で
はない。このようにして量子化器９０１及び９０３の出
力がそれぞれ四捨五入された効率の高い量子化が実現さ
れることになる。

【００８９】なお、量子化器９０１及び９０３の出力ビ
ットレ−トは、両者とも固定にすると、ディスク、テ−
プ等のメディアに記録するときにシステムを簡単にする
ことができる。また、両者を可変としながら、トータル
で一定とすることもできる。もちろん一部の量子化器の
出力ビットレートのみを一定としてもよい。

【００９０】なお、図１９の構成（エンコーダ）に対応
する構成（デコーダ）では、上記正規化回路９０５，９
０６に対応する逆正規化処理を行う逆正規化回路９０
８，９０７が設けられ、回路９０８，９０７の出力が加
算器９０４で加算される。その加算出力が出力端子９１
０から取りだされることになる。

【００９１】図２０は、このようにして高能率符号化さ
れた信号を再び復号化するための基本的な本発明実施例
の復号化装置を示している。

【００９２】この図２０において、各帯域の量子化され
たＭＤＣＴ係数は復号化装置入力端子１２２、１２４、
１２６に与えられ、使用されたブロックサイズ情報は入
力端子１２３、１２５、１２７に与えられる。復号化回
路１１６、１１７、１１８では適応ビット配分情報を用
いてビット割当を解除する。

【００９３】次に、ＩＭＤＣＴ回路１１３、１１４、１
１５では周波数領域の信号が時間領域の信号に変換され
る。これらの部分帯域の時間領域信号は、ＩＱＭＦ回路
１１２、１１１により、全体域信号に復号化される。

【００９４】すなわち、前記基礎ビット配分の１２８ｋ
ｂｐｓのビット配分と前記付加ビット配分の６４ｋｂｐ
ｓのそれぞれが上記復号化回路１１６、１１７、１１８
で復号化される。そしてこれらの２つの復号化部分は夫
々が復号化された後夫々の時間軸上サンプルが加算され
て精度の高いサンプルとなる。

【００９５】もちろん図２０において、ＩＭＤＣＴ回路
１１３、１１４、１１５の各出力について基礎ビット配
分出力及び付加ビット配分をそれぞれ計算してから合成
し、ＩＱＭＦ回路１１２、１１１に送ることもできる。

【００９６】さらには復号化回路１１６、１１７、１１
８において基礎ビット配分及び付加ビット配分を正規化
処理を解いた後に加算し、それをＩＭＤＣＴ，ＩＱＭＦ
処理して最終出力を得るようにすることもできる。

【００９７】次に、本発明実施例の説明に供する記録メ
ディアは、上述したような量子化装置が適用される高能
率符号化装置により量子化及び符号化された信号が記録
されるものであり、記録メディアとしては例えば光ディ
スク，光磁気ディスク，磁気ディスク等のディスク状の
記録媒体に上記符号化信号が記録されたものや、磁気テ
ープ等のテープ状記録媒体に上記符号化信号が記録され
たもの、或いは、符号化信号が記録された半導体メモ
リ、いわゆるＩＣカードなどを挙げることができる。

【００９８】なお、本発明実施例の説明に供する記録メ
ディアにおけるデータの並べ方については、図２１に示
すようになる。すなわち、１つのシンクブロックは、シ
ンク情報と、サブ情報（スケールファクタ，ワードレン
グス）と、基礎ビット配分と、付加ビット配分とからな
るものとする。

【００９９】この場合、時間領域サンプル若しくは周波
数領域サンプルを量子化した後、１サンプルづつ単独
で、前段の量子化誤差を更に量子化するような少なくと
も１箇の量子化機能により、少なくとも２箇の語に分解
し、１つのシンクブロックの中に各量子化出力毎に分離
して記録若しくは伝送し、その後復号再生することは、
ビットレートを下げて再生する場合に除去すべきビット
列部分を一括して除去できるという点で有効である。

【０１００】また、別の方法として、時間領域サンプル
若しくは周波数領域サンプルを量子化した後、１サンプ
ルづつ単独で、前段の量子化誤差を更に量子化するよう
な少なくとも１箇の量子化機能により、少なくとも２箇
の語に分解し、１つのシンクブロックの中に各量子化出
力を周波数又は時間順に交互に記録若しくは伝送し、時
間領域サンプル若しくは周波数領域サンプルから復号再
生することは、ビットレートを下げて再生する場合に周
波数帯域を制限する形で除去すべきビット列部分を一括
して除去できるという点で有効である。

【０１０１】以上のようなビット配列は、特に光磁気デ
ィスクや光ディスクを用いた例えばいわゆるミニディス
ク（Mini Disc ）や、磁気テ−プメディア、通信メディ
アなどに応用できる。

【０１０２】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明においては以下の効果を得ることができる。すなわ
ち、（１）エンコード時に使用されたビットレートよりも低
いビットレートを用いてデコードする時、例えばエンコ
ード側でエンコード処理後のビットの一部を別のデータ
転送用に流用するとき、音質劣化を最小に止める。（２）既に低いビットレートで再生する再生機が使われ
ている時には、より高いビットレートを用いた音質の良
いシステムを導入するに当たっては既に用いられていた
低いビットレートで再生する再生機とバックワードの互
換性を有するシステムを提供できる。（３）高価な記憶デバイス例えばＩＣカードを用いた記
憶媒体に記録を行ないたいときに、記録時間を初期の設
定から延長したいときに記録済み若しくは記録中のエン
コード情報のビットレートを適宜減らして記録時間を延
ばし且つこの時の音質劣化を最小化できる。（４）高音質のデコーダを、安価な通常良く使われるよ
りビットレートの低いビット配分を行うデコーダを複数
個使用して作成することができ、このことにより新たな
デコーダ用ＬＳＩの作成が不要となり安価に目的を達成
することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明実施例の説明に供する量子化量子化装置
が適用される高能率符号化装置の構成例を示すブロック
回路図である。

【図２】本発明実施例の説明に供する装置での信号の周
波数及び時間分割を示す図である。

【図３】本実施例のビット配分ストラテジを示す図であ
る。

【図４】トーナリティをスケールファクタから計算する
方法を説明するための図である。

【図５】トーナリティからビット配分(1) のビット配分
量を求める方法を説明するための図である。

【図６】ビット配分(2) において均一配分の時のノイズ
スペクトルを示す図である。

【図７】ビット配分(2) において情報信号の周波数スペ
クトル及びレベルに対する依存性を持たせた聴覚的な効
果を得るためのビット配分によるノイズスペクトルの例
を示す図である。

【図８】ビット配分(2) において均一配分を示す図であ
る。

【図９】ビット配分(2) において情報信号の周波数スペ
クトル及びレベルに対する依存性を持たせた聴覚的な効
果を得るためのビット配分を用いたビット配分手法を示
す図である。

【図１０】本発明実施例の基礎ビット配分機能の構成例
を示すブロック回路図である。

【図１１】本発明実施例の聴覚マスキングスレッショー
ルド算定機能の構成例を示すブロック回路図である。

【図１２】各臨界帯域信号によるマスキングを示す図で
ある。

【図１３】各臨界帯域信号によるマスキングスレショー
ルドを示す図である。

【図１４】情報スペクトル、マスキングスレショール
ド、最小可聴限を示す図である。

【図１５】信号スペクトルが平坦な情報信号に対する信
号レベル依存及び聴覚許容雑音レベル依存のビット配分
を示す図である。

【図１６】信号スペクトルのトナリティが高い情報信号
に対する信号レベル依存及び聴覚許容雑音レベル依存の
ビット配分を示す図である。

【図１７】信号スペクトルが平坦な情報信号に対する量
子化雑音レベルを示す図である。

【図１８】トーナリティが高い情報信号に対する量子化
雑音レベルを示す図である。

【図１９】基礎ビット配分と付加ビット配分の分割を行
う具体的構成を示すブロック回路図である。

【図２０】本発明実施例の復号化装置の構成例を示すブ
ロック回路図である。

【図２１】本発明実施例の説明に供する記録メディアに
おけるビット配列の構成例を示す図である。

【符号の説明】

１０・・・入力端子１１、１２・・・帯域分割フィルタ１３、１４、１５・・・ＭＤＣＴ回路１６、１７、１８・・・適応ビット配分符号化回路１９、２０、２１・・・ブロックサイズ決定回路２２、２４、２６・・・符号化出力端子２３、２５、２７・・・ブロックサイズ情報出力端子１２２、１２４、１２６・・・符号化入力端子１２３、１２５、１２７・・・ブロックサイズ情報入力
端子１１６、１１７、１１８・・・適応ビット配分復号化回
路１１３、１１４、１１５・・・ＩＭＤＣＴ回路１１２、１１１・・・ＩＱＭＦ回路１１０・・・出力端子５２０・・・許容雑音算出回路５２１・・・許容雑音算出回路入力端子５２２・・・帯域毎のエネルギ検出回路５２３・・・畳込みフィルタ回路５２４・・・引算器５２５・・・ｎ−ａｉ関数発生回路５２６・・・割算器５２７・・・合成回路５２８・・・減算器５３０・・・許容雑音補正回路５３２・・・最小可聴カーブ発生回路５３３・・・補正情報出力回路８０１・・・ＭＤＣＴ回路出力入力端子８０２・・・使用可能総ビット発生回路８０３・・・帯域毎のエネルギ算出回路８０４・・・エネルギ依存のビット配分回路８０５・・・聴覚許容雑音レベル依存のビット配分回路８０６・・・アダー８０７・・・各帯域のビット割当量出力端子８０８・・・スペクトルの滑らかさ算出回路８０９・・・ビット分割率決定回路８１１、８１２・・・マルチプライヤ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩＨ０４Ｎ 5/928 Ｈ０４Ｎ 5/92 Ｅ 7/24 7/13 Ｚ (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 7/30 G11B 20/10 301 G10L 13/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】信号の時間領域サンプル若しくは周波数
領域サンプルを第１の量子化器で量子化し、各サンプル
の量子化誤差を求めて第２の量子化器で量子化し、上記
第１の量子化器及び上記第２の量子化器の出力を符号化
することにより生成された信号を復号化する復号化装置
であって、当該符号化された上記第１の量子化器及び上記第２の量
子化器の出力を復号化する復号化手段と、同一時間若しくは同一周波数の当該復号化された上記第
１の量子化器及び上記第２の量子化器の出力から出力サ
ンプルを合成する合成手段とを有することを特徴とする
復号化装置。
【請求項２】信号の時間領域サンプル若しくは周波数
領域サンプルをブロックフローティング処理して第１の
量子化器で量子化し、各サンプルの量子化誤差をブロッ
クフローティング処理して第２の量子化器で量子化し、
上記第１の量子化器及び上記第２の量子化器の出力を符
号化することにより生成された信号を復号化する復号化
装置であって、当該符号化された上記第１の量子化器及び上記第２の量
子化器の出力を復号化する復号化手段と、当該復号化された上記第１の量子化器及び上記第２の量
子化器の出力をそれぞれ逆ブロックフローティングする
逆ブロックフローティング手段と、同一時間若しくは同一周波数の当該逆ブロックフローテ
ィングされた上記第１の量子化器及び上記第２の量子化
器の出力から出力サンプルを合成する合成手段とを有す
ることを特徴とする復号化装置。
【請求項３】復号化された第２の量子化器の出力を逆
ブロックフローティングするためのスケールファクタ
を、復号化された第１の量子化器の出力を逆ブロックフ
ローティングするためのスケールファクタに基づいて求
めることを特徴とする請求項２記載の復号化装置。