JPH04302538A - ディジタル信号符号化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、入力ディジタル信号に
対していわゆるブロックフローティング処理を行うよう
なディジタル信号符号化装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】オーディオ信号等をビット圧縮して符号
化する技術の一つとして、入力データを所定ワード数毎
にブロック化し、このブロック単位でフローティング処
理を行うような、いわゆるブロックフローティング技術
が知られている。

【０００３】このブロックフローティング技術は、ブロ
ック内の各ワードの絶対値の内で最も大きいもの（最大
絶対値）を探し出し、この最大絶対値を当該ブロック内
の全ワードに対して共通のフローティング係数としてフ
ローティング処理を行うものである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
ブロックフローティング処理における上述の最大絶対値
を探し出すためには、１ブロック内の全ワードに対して
、現在のワードの絶対値が過去のワードの最大絶対値よ
り大きいか否かを判断してゆくような手順が必要となり
、処理プログラムのステップ数が多く、時間もかかる。

【０００５】すなわち、図１１は従来のブロックフロー
ティング処理プログラムの概略工程を示すものである。 この図１１において、ステップＳ１で現在のワードの絶
対値を算出し、次のステップＳ２に進んで（当該ブロッ
ク内での過去の）最大絶対値と比較し、大きいときはス
テップＳ３にて現在の絶対値を最大絶対値と入れ換えて
次のステップＳ４に進み、小さいときは直接ステップＳ
４に進む。ステップＳ４においては当該ブロック内の全
ワードが終了したか否かを判別し、ＮＯのときはステッ
プＳ１に戻り、ＹＥＳのときは次のステップＳ５以降の
フローティング処理に進む。

【０００６】ステップＳ５では、得られた最大絶対値を
１ビット左シフトし、次のステップＳ６で最上位の“１
”が検出されるまでシフトを続ける。“１”が検出され
るとこのときのシフト量を記憶しておき、次のステップ
Ｓ７で各ワードを正規化、すなわち上記記憶されたシフ
ト量だけ各ワードを左シフトする。次のステップＳ８で
全ワードが終了したか否かを判別し、ＮＯのときはステ
ップＳ７に戻り、ＹＥＳのときは処理を終了する。

【０００７】このような処理工程において、ステップＳ
２の現在の絶対値といままでの最大絶対値との比較が各
ワードに対して必要とされ、処理プログラムのステップ
数が増加し、時間もかかるという欠点がある。

【０００８】本発明は、このような実情に鑑みて提案さ
れたものであり、ブロックフローティング処理のための
フローティング係数を短いステップ数で確定し得るよう
なディジタル信号符号化装置を提供することを目的とす
る

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル
信号符号化装置は、入力ディジタル信号を複数ワード毎
にブロック化し、これらの各ブロック単位でフローティ
ング処理を行うようなディジタル信号符号化装置におい
て、フローティング係数を、上記ブロック内の各ワード
の絶対値の論理和に基づいて決定することにより、上述
の課題を解決するものである。

【００１０】

【作用】ブロック内最大絶対値を求めなくともブロック
内の各ワードの絶対値の論理和をとるだけでフローティ
ング係数（シフト量等）を決定することができ、少ない
ステップ数でブロックフローティング処理を実現できる
。

【００１１】

【実施例】以下、本発明の一実施例について図１を参照
しながら説明する。図１において、入力端子１には、例
えばオーディオＰＣＭ信号等のディジタル信号が供給さ
れている。このディジタル信号は、絶対値算出回路２に
送られて各ワードの絶対値が算出され、フローティング
係数を求めるための論理和（ＯＲ）回路３に送られる。 ＯＲ回路３からの論理和出力データは、ラッチあるいは
レジスタとして１ワードを記憶するメモリ４に送られ、
このメモリ４からの出力データがＯＲ回路３に戻されて
、上記絶対値算出回路２からの現在ワードの絶対値と論
理和演算される。すなわち、ＯＲ回路３からの論理和演
算出力がメモリ４で１ワード遅延されて入力された現在
のワードと論理和されることにより、順次累積的に各ワ
ードの論理和がとられることになる。メモリ４は１ブロ
ックのＮワードのデータが入力される毎にリセット（ゼ
ロクリア）され、結果として、１ブロックＮワードの各
絶対値全体についての論理和がとられることになる。

【００１２】ＯＲ回路３からの論理和出力データは、シ
フト量検出回路５に送られる。このシフト量検出回路５
では、最上位から下位に向かって各ビットを見るときに
初めて“１”が表れるまでの桁数、あるいは論理和出力
データを左シフトして最上位ビット（ＭＳＢ）に初めて
“１”が表れるまでのシフト量を検出する。すなわち１
ブロック中の各ワードの絶対値の論理和出力の各桁の値
としては、いずれかのワードに“１”がある桁は“１”
となり、いずれのワードも“０”である桁のみが“０”
となるから、論理和出力の最上位から順に“０”となっ
ている桁はいずれのワードも当該桁が“０”であること
になる。これは、論理和出力の有効桁数（最上位からの
“０”を無視した桁数）がブロック内最大絶対値の有効
桁数と等しくなることである。従って、上記シフト量は
ブロック内最大絶対値に基づくシフト量と等しいものと
なる。

【００１３】また、上記入力端子１からのディジタル信
号は、フローティング処理の時間合わせのためのＮワー
ド遅延回路６を介し、正規化（シフトあるいはフローテ
ィング）回路７に送られており、この正規化回路７にシ
フト量検出回路５からのシフト量情報が送られている。 正規化回路７は、入力された１ブロックＮワードの各デ
ータを上記検出されたシフト量だけ左シフトすることに
よって正規化あるいはフローティング処理を行う。この
後、例えば再量子化器等により上位から一定ビットを取
り出すようにしてもよい。この正規化回路７からのデー
タは端子８を介して取り出される。

【００１４】ここで図２は、上記論理和処理をソフトウ
ェア的に実現する際の手順を示すフローチャートであり
、上記絶対値算出回路２に相当する工程としては、ステ
ップＳ１１で各ワードの絶対値を算出している。次のス
テップＳ１２では、ＯＲ回路３と同様に、論理和演算を
行っており、次のステップＳ１３で１ブロック内の全ワ
ード（Ｎワード）が終了したか否かを判別している。 全ワードの論理和演算が終了していない（ＮＯ）ときは
ステップＳ１１に戻り、全ワードの論理和演算が終了し
た（ＹＥＳ）ときは次のステップＳ１４に進んでいる。

【００１５】ステップＳ１４及びステップＳ１５は上記
シフト量検出回路５での動作に対応するものであり、ス
テップＳ１４で左シフトし、ステップＳ１５でシフト結
果の最上位ビット（ＭＳＢ）が“１”となることを検出
したか否かを判別している。このステップＳ１５でＭＳ
Ｂに“１”が検出されない（ＮＯ）ときはステップＳ１
４に戻り、“１”が検出された（ＹＥＳ）ときは次のス
テップＳ１６に進む。ステップＳ１６、Ｓ１７は上記正
規化回路７に対応し、ステップＳ１６で各ワードを正規
化し、ステップＳ１７で１ブロック内のＮワード全てを
正規化したか否かを判別しており、ＮＯのときはステッ
プＳ１６に戻り、ＹＥＳ（全ワード正規化終了）のとき
は処理を終了している。

【００１６】このような実施例によれば、従来のように
ブロック内の最大絶対値を検出するという複雑な処理が
不要となり、ブロック内の絶対値の論理和をとるだけの
単純な処理により、フローティング係数、すなわち上記
シフト量を求めることができる。これは、マイクロプロ
グラムによりソフトウェア的に実現する際のステップ数
を少なくでき、その分高速処理が図れることにもなる。

【００１７】次に、本発明の実施例を適用可能な具体的
な装置の一例について、図面を参照しながら説明する。 本発明を適用可能なディジタル信号符号化装置は、オー
ディオ等の入力ディジタル信号を、例えば帯域分割符号
化（ＳＢＣ）や、適応変換符号化（ＡＴＣ）、適応ビッ
ト割当て（ＡＰＣ−ＡＢ）等により高能率符号化するも
のである。そのため、本具体例装置では、入力ディジタ
ル信号を複数の周波数帯域に分割すると共に、高い周波
数帯域ほどバンド幅を広く選定している。すなわち、後
述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（
クリティカルバンド）で上記入力ディジタル信号を分割
している。

【００１８】先ず、図３に示すように、入力端子１０に
は例えば０〜２０ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給
されている。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦフ
ィルタ等の帯域分割フィルタ１１により０〜１０ｋＨｚ
帯域と１０ｋ〜２０ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１０
ｋＨｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の
帯域分割フィルタ１２により０〜５ｋＨｚ帯域と５ｋ〜
１０ｋＨｚ帯域とに分割される。帯域分割フィルタ１１
からの１０ｋ〜２０ｋＨｚ帯域の信号は直交変換回路で
ある高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１３に送られ、帯
域分割フィルタ１２からの５ｋ〜１０ｋＨｚ帯域の信号
はＦＦＴ回路１４に送られ、帯域分割フィルタ１２から
の０〜５ｋＨｚ帯域の信号はＦＦＴ回路１５に送られる
ことにより、それぞれＦＦＴ処理される。

【００１９】ここで、各ＦＦＴ回路１３、１４、１５に
供給する各帯域毎のブロック化の具体例を図４に示す。 この図４の具体例においては、高域側ほど周波数帯域を
広げると共に時間分解能を高め（ブロック長を短くし）
ている。すなわち、低域側の０〜５ｋＨｚ帯域の信号に
対しては１ブロックＢＬＬ　を例えば１０２４サンプル
とし、また中域の５ｋ〜１０ｋＨｚ帯域の信号に対して
は、上記低域側の長さＴＢＬのブロックＢＬＬ　のそれ
ぞれ半分の長さＴＢＬ／２のブロックＢＬＭ１、ＢＬＭ
２でブロック化し、高域側の１０ｋ〜２０ｋＨｚ帯域の
信号に対しては、上記低域側のブロックＢＬＬ　のそれ
ぞれ１／４の長さＴＢＬ／４のブロックＢＬＨ１、ＢＬ
Ｈ２、ＢＬＨ３及びＢＬＨ４でブロック化している。な
お、入力信号として０〜２２ｋＨｚの帯域を考慮する場
合には、低域が０〜５．５ｋＨｚ、中域が５．５ｋ〜１
１ｋＨｚ、高域が１１ｋ〜２２ｋＨｚとなる。

【００２０】再び図３において、各ＦＦＴ回路１３、１
４、１５にてＦＦＴ処理されて得られた周波数軸上のス
ペクトルデータあるいはＦＦＴ係数データは、いわゆる
臨界帯域（クリティカルバンド）毎にまとめられて適応
ビット割当符号化回路１８に送られている。このクリテ
ィカルバンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割され
た周波数帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ強さ
の狭帯域バンドノイズによって当該純音がマスクされる
ときのそのノイズの持つ帯域のことである。このクリテ
ィカルバンドは、高域ほど帯域幅が広くなっており、上
記０〜２０ｋＨｚの全周波数帯域は例えば２５のクリテ
ィカルバンドに分割されている。

【００２１】許容雑音算出回路２０は、上記クリティカ
ルバンド毎に分割されたスペクトルデータに基づき、い
わゆるマスキング効果等を考慮した各クリティカルバン
ド毎の許容ノイズ量を求め、この許容ノイズ量と各クリ
ティカルバンド毎のエネルギあるいはピーク値等に基づ
いて、各クリティカルバンド毎に割当ビット数を求めて
、適応ビット割当符号化回路１８により各クリティカル
バンド毎に割り当てられたビット数に応じて各スペクト
ルデータ（あるいはＦＦＴ係数データ）を再量子化する
ようにしている。このようにして符号化されたデータは
、出力端子１９を介して取り出される。

【００２２】ここで、上記適応ビット割当符号化回路１
８での適応ビット割当処理の際に上記ブロックフローテ
ィング処理が施され、フローティング係数はブロック内
の各ワードの論理和に基づき求められることは前述した
通りである。

【００２３】次に、図５は上記許容雑音算出回路２０の
一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。この
図５において、入力端子２１には、上記各ＦＦＴ回路１
３、１４、１５からの周波数軸上のスペクトルデータが
供給されている。このデータとしては、ＦＦＴ演算をし
て得られるＦＦＴ係数データの実数成分と虚数成分とに
基づいて算出された振幅値と位相値との内の振幅値を用
いるようにしている。これは、一般に人間の聴覚は周波
数軸上の振幅（レベル、強度）には敏感であるが位相に
ついてはかなり鈍感であることを考慮したものである。

【００２４】この周波数軸上の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路２２に送られて、上記クリティカルバ
ンド（臨界帯域）毎のエネルギが、例えば当該バンド内
での各振幅値の総和を計算すること等により求められる
。この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピー
ク値、平均値等が用いられることもある。このエネルギ
算出回路２２からの出力として、例えば各バンドの総和
値のスペクトルは、一般にバークスペクトルと称されて
いる。図６はこのような各クリティカルバンド毎のバー
クスペクトルＳＢを示している。ただし、この図６では
、図示を簡略化するため、上記クリティカルバンドのバ
ンド数を１２バンド（Ｂ１　〜Ｂ１２）で表現している
。

【００２５】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するために、該バー
クスペクトルＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算す
るような畳込み（コンボリューション）処理を施す。こ
のため、上記総和検出回路１４の出力すなわち該バーク
スペクトルＳＢの各値は、畳込みフィルタ回路２３に送
られる。該畳込みフィルタ回路２３は、例えば、入力デ
ータを順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素
子からの出力にフィルタ係数（重み付け関数）を乗算す
る複数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗
算器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから
構成されるものである。この畳込み処理により、図６中
点線で示す部分の総和がとられる。なお、上記マスキン
グとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によって
他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象をいうもの
であり、このマスキング効果には、時間軸上のオーディ
オ信号による時間軸マスキング効果と、周波数軸上の信
号による同時刻マスキング効果とがある。これらのマス
キング効果により、マスキングされる部分にノイズがあ
ったとしても、このノイズは聞こえないことになる。こ
のため、実際のオーディオ信号では、このマスキングさ
れる範囲内のノイズは許容可能なノイズとされる。

【００２６】ここで、上記畳込みフィルタ回路２３の各
乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示すと
、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とすると
き、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で係
数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．０００００
８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２で
係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各遅
延素子の出力に乗算することにより、上記バークスペク
トルＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２
５の任意の整数である。

【００２７】次に、上記畳込みフィルタ回路２３の出力
は引算器２４に送られる。該引算器２４は、上記畳込ん
だ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対応する
レベルαを求めるものである。なお、当該許容可能なノ
イズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベルαは
、後述するように、逆コンボリューション処理を行うこ
とによって、クリティカルバンドの各バンド毎の許容ノ
イズレベルとなるようなレベルである。ここで、上記引
算器２４には、上記レベルαを求めるための許容関数（
マスキングレベルを表現する関数）が供給される。この
許容関数を増減させることで上記レベルαの制御を行っ
ている。当該許容関数は、次に説明するような（ｎ−ａ
ｉ）関数発生回路２５から供給されているものである。

【００２８】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（１）式で求めるこ
とができる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）　　　　・・・（１）この（１）
式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込み処理さ
れたバークスペクトルの強度であり、（１）式中（ｎ−
ａｉ）が許容関数となる。本実施例ではｎ＝３８，ａ＝
１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符号化
が行えた。

【００２９】このようにして、上記レベルαが求められ
、このデータは、割算器２６に伝送される。当該割算器
２６では、上記畳込みされた領域での上記レベルαを逆
コンボリューションするためのものである。したがって
、この逆コンボリューション処理を行うことにより、上
記レベルαからマスキングスペクトルが得られるように
なる。すなわち、このマスキングスペクトルが許容ノイ
ズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリューション
処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例では簡略
化した割算器２６を用いて逆コンボリューションを行っ
ている。

【００３０】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路２７を介して減算器２８に伝送される。ここで、当
該減算器２８には、上記帯域毎のエネルギ検出回路２２
からの出力、すなわち前述したバークスペクトルＳＢが
、遅延回路２９を介して供給されている。したがって、
この減算器２８で上記マスキングスペクトルとバークス
ペクトルＳＢとの減算演算が行われることで、図７に示
すように、上記バークスペクトルＳＢは、該マスキング
スペクトルＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキング
されることになる。

【００３１】当該減算器２８からの出力は、許容雑音補
正回路３０を介し、出力端子３１を介して取り出され、
例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯＭ等（
図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減算回路
２８から許容雑音補正回路３０を介して得られた出力（
上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定手段の
出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎の割当ビッ
ト数情報を出力する。この割当ビット数情報が上記適応
ビット割当符号化回路１８に送られることで、ＦＦＴ回
路１３、１４、１５からの周波数軸上の各スペクトルデ
ータがそれぞれのバンド毎に割り当てられたビット数で
量子化されるわけである。

【００３２】すなわち要約すれば、適応ビット割当符号
化回路１８では、上記クリティカルバンドの各バンドの
エネルギと上記ノイズレベル設定手段の出力との差分の
レベルに応じて割当てられたビット数で上記各バンド毎
のスペクトルデータを量子化することになる。なお、遅
延回路２９は上記合成回路２７以前の各回路での遅延量
を考慮してエネルギ検出回路２２からのバークスペクト
ルＳＢを遅延させるために設けられている。

【００３３】ところで、上述した合成回路２７での合成
の際には、最小可聴カーブ発生回路３２から供給される
図８に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最小可
聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスペクト
ルＭＳとを合成することができる。この最小可聴カーブ
において、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ以下な
らば該雑音は聞こえないことになる。この最小可聴カー
ブは、コーディングが同じであっても例えば再生時の再
生ボリュームの違いで異なるものとなが、現実的なディ
ジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナミックレ
ンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがないので、例
えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波数帯域の
量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数帯域では
この最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音は聞こえ
ないと考えられる。したがって、このように例えばシス
テムの持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑音が聞こ
えない使い方をすると仮定し、この最小可聴カーブＲＣ
とマスキングスペクトルＭＳとを共に合成することで許
容ノイズレベルを得るようにすると、この場合の許容ノ
イズレベルは、図８中の斜線で示す部分までとすること
ができるようになる。なお、本実施例では、上記最小可
聴カーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビット相当
の最低レベルに合わせている。また、この図８は、信号
スペクトルＳＳも同時に示している。

【００３４】また、上記許容雑音補正回路３０では、補
正情報出力回路３３から送られてくる例えば等ラウドネ
スカーブの情報に基づいて、上記減算器２８からの出力
における許容雑音レベルを補正している。ここで、等ラ
ウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する特性曲線
であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに聞こえる
各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだもので、ラ
ウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの等ラウド
ネス曲線は、図８に示した最小可聴カーブＲＣと略同じ
曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線において
は、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのところより音圧
が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大きさに聞こ
え、逆に、５０ｋＨｚ付近では１ｋＨｚでの音圧よりも
約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえない。このた
め、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑音（許容ノ
イズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じたカーブで
与えられる周波数特性を持つようにするのが良いことが
わかる。 このようなことから、上記等ラウドネス曲線を考慮して
上記許容ノイズレベルを補正することは、人間の聴覚特
性に適合していることがわかる。

【００３５】ここで、補正情報出力回路３３として、上
記適応ビット割当符号化回路１８での量子化の際の出力
情報量（データ量）の検出出力と、最終符号化データの
ビットレート目標値との間の誤差の情報に基づいて、上
記許容ノイズレベルを補正するようにしてもよい。これ
は、全てのビット割当単位ブロックに対して予め一時的
な適応ビット割当を行って得られた総ビット数が、最終
的な符号化出力データのビットレートによって定まる一
定のビット数（目標値）に対して誤差を持つことがあり
、その誤差分を０とするように再度ビット割当をするも
のである。すなわち、目標値よりも総割当ビット数が少
ないときには、差のビット数を各単位ブロックに割り振
って付加するようにし、目標値よりも総割当ビット数が
多いときには、差のビット数を各単位ブロックに割り振
って削るようにするわけである。

【００３６】このようなことを行うため、上記総割当ビ
ット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デー
タに応じて補正情報出力回路３３が各割当ビット数を補
正するための補正データを出力する。ここで、上記誤差
データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロック
当たり多くのビット数が使われることで上記データ量が
上記目標値よりも多くなっている場合を考えることがで
きる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示すデ
ータとなる場合は、上記単位ブロック当たり少ないビッ
ト数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少なくな
っている場合を考えることができる。したがって、上記
補正情報出力回路３３からは、この誤差データに応じて
、上記減算器２８からの出力における許容ノイズレベル
を、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データに基づい
て補正させるための上記補正値のデータが出力されるよ
うになる。上述のような補正値が、上記許容雑音補正回
路３０に伝送されることで、上記減算器２８からの許容
ノイズレベルが補正されるようになる。

【００３７】なお、上述した最小可聴カーブの合成処理
を行わない構成としてもよい。すなわちこの場合には、
最小可聴カーブ発生回路３２、合成回路２７が不要とな
り、上記引算器２４からの出力は、割算器２６で逆コン
ボリューションされた後、直ちに減算器２８に伝送され
ることになる。

【００３８】ところで、上記直交変換の際の演算量を低
減するために、直交変換前の時間軸上の入力データをブ
ロックフローティング処理してビット圧縮し、直交変換
後に上記ブロックフローティングを解除することが考え
られている。

【００３９】すなわち、図９において、前記図３に示し
たような帯域分割フィルタ１１、１２から得られた各帯
域の時間軸上のデータを、ブロックフローティング処理
回路１６に供給して、前記図４に示したような各ブロッ
クＢＬを単位としてブロックフローティング処理を行わ
せており、各直交変換回路（図９の例ではＤＦＴ、すな
わち離散フーリエ変換回路）１３、１４、１５にてこの
ようなブロックフローティング処理されたデータに対し
て直交変換処理の演算を施した後、フローティング解除
回路１７により上記ブロックフローティングを解除して
いる。このフローティング解除の際には、ブロックフロ
ーティング処理回路１６からのフローティング情報が用
いられている。このようなブロックフローティング処理
の際のフローティング係数を求める場合にも、前述した
ようなブロック内の各ワードの絶対値の論理和をとるこ
とができる。なお図９の他の部分については前記図３と
同様であるため、対応する部分に同じ参照番号を付して
説明を省略する。

【００４０】また、図１０に示すように、デコーダ側で
の逆直交変換（図１０の例ではＩＤＦＴ、すなわち逆離
散フーリエ変換）の前後でブロックフローティング処理
及びフローティング解除処理を行わせる場合に、ブロッ
ク内の各ワードの絶対値の論理和をとることによりフロ
ーティング係数を求めるようにすることもできる。

【００４１】図１０において、入力端子５１には、図９
の出力端子１９から得られるような周波数軸上の符号化
データが供給されており、この符号化データは、適応ビ
ット割当の復号化回路５２に送られて復号処理される。 これらの適応ビット割当復号化処理された周波数軸上の
データは、ブロックフローティング処理回路５６に送ら
れてブロック単位のフローティング処理が施された後、
逆直交変換（図１０の例ではＩＤＦＴ、すなわち逆離散
フーリエ変換）回路５３、５４、５５にて上記図９の各
直交変換回路１３、１４、１５での処理に対するそれぞ
れ逆の処理が施される。これらの逆直交変換回路５３、
５４、５５からの出力はフローティング解除回路５７に
送られ、上記ブロックフローティング処理回路５６から
のフローティング情報に基づいてブロック単位のフロー
ティング解除が行われる。フローティング解除回路５７
からの各帯域の出力は、合成フィルタ５８、５９により
、図９の帯域分割フィルタ１１、１２の逆の処理が施さ
れて各帯域が合成され、出力端子６０より取り出される
。

【００４２】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、オーディオＰＣＭ信号のみな
らず、ディジタル音声（スピーチ）信号やディジタルビ
デオ信号等の信号処理装置にも適用可能である。

【００４３】

【発明の効果】本発明のディジタル信号符号化装置によ
れば、所定ワード数のブロック毎にフローティングを行
うようなブロックフローティングにおけるフローティン
グ係数を、ブロック内の各ワードの絶対値の論理和に基
づいて決定しているため、従来のようにブロック内最大
絶対値を求めなくとも、論理和をとるだけの簡単な処理
によりフローティング係数（シフト量等）を求めること
ができる。従って、ブロックフローティングをマイクロ
プログラムによりソフトウェア的に実現する際のステッ
プ数を少なくでき、その分高速処理が図れることにもな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のディジタル信号符号化装置
の要部を概略的に示すブロック回路図である。

【図２】該実施例の動作を説明するためのフローチャー
トである。

【図３】本発明の一実施例が適用可能なディジタル信号
符号化装置の具体例の概略構成を示すブロック回路図で
ある。

【図４】図３の装置における分割帯域及び各帯域での時
間軸方向のブロック化の具体例を示す図である。

【図５】図３の装置の許容雑音算出回路１８の具体例を
示すブロック回路図である。

【図６】バークスペクトルを示す図である。

【図７】マスキングスペクトルを示す図である。

【図８】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合成
した図である。

【図９】本発明実施例が適用可能なエンコーダの具体例
を示すブロック図である。

【図１０】本発明実施例が適用可能なデコーダの具体例
を示すブロック図である。

【図１１】従来のブロックフーティング処理の手順の例
を示すフローチャートである。

【符号の説明】

２・・・・・・・・絶対値算出回路 ３・・・・・・・・論理和（ＯＲ）回路４・・・・・・
・・メモリ（１ワード遅延回路）５・・・・・・・・シ
フト量検出回路 ６・・・・・・・・Ｎワード遅延回路 ７・・・・・・・・正規化回路 １１、１２・・・・・・・・帯域分割フィルタ１３、１
４、１５・・・・・・・・直交変換回路１６、５６・・
・・・・・・ブロックフローティング回路１７、５７・
・・・・・・・フローティング解除回路１８・・・・・
・・・適応ビット割当符号化回路２０・・・・・・・・
許容雑音算出回路２２・・・・・・・・帯域毎のエネル
ギ検出回路２３・・・・・・・・畳込みフィルタ回路２
４・・・・・・・・引算器 ２５・・・・・・・・ｎ−ａｉ関数発生回路２６・・・
・・・・・割算器 ２７・・・・・・・・合成回路 ２８・・・・・・・・減算器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　入力ディジタル信号を複数ワード毎に
   ブロック化し、これらの各ブロック単位でフローティン
   グ処理を行うようなディジタル信号符号化装置において
   、フローティング係数を、上記ブロック内の各ワードの
   絶対値の論理和に基づいて決定することを特徴とするデ
   ィジタル信号符号化装置。