JPH0435123A - ディジタル信号符号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力ディジタル信号の符号化を行うディジタ
ル信号符号化装置に関するものである。

〔発明の概要〕

本発明は、入力ディジタル信号を高い周波数帯域はどバ
ンド幅が広くなるように複数帯域に分割し、各バンド毎
のエネルギに基づいた第１の許容ノイズレベルと、注目
バンドの時間的に隣接する信号のエネルギに基づいた第
２の許容ノイズレベルとを設定し、これらを合成して得
られた出力と各バンドのエネルギとの差のレベルに応じ
たビット数で各バンドの量子化を行うことにより、音質
劣化を最小限にしてピットリダクション量の増大を図る
ことができるディジタル信号符号化装置を提供するもの
である。

〔従来の技術］ オーディオ、音声等の信号の高能率符号化においては、
オーティオ、音声等の入力信号を時間軸又は周波数軸で
複数のヂャン不ルに分割すると共に、各ヂャン不ル毎の
ビット数を適応的に割当てるヒツトアロケーション（ヒ
ツト害１］当て）による符号化技術がある。例えば、オ
ーディオ信号等の上記ヒント割当てによる希号化技術に
は、時間軸上のオーディオ信号等を複数の周波数帯域に
分割して符号化する帯域分割符号化（サブ・バンド・コ
ーディング：５ＢＣ）や、時間軸の信号を周波数軸上の
信号に変換（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し
各帯域毎で適応的に符号化するいわゆる適応変換符号化
（ＡＴＣ）、或いは、上記ＳＢＣといわゆる適応予測符
号化（ＡＰＣ）とを組み合わせ、時間軸の信号を帯域分
割して各帯域信号をベースバンド（低域）に変換した後
複数次の線形予測分析を行って予測符号化するいわゆる
適応ビット割当て（ＡＰＣ−ＡＢ）等の符号化技術があ
る。

このような高能率符号化では、近年人間の聴覚上の特性
におりｉるいわゆるマスキング特性を考慮した高能率符
号化の手法か盛んに試みられている。

該マスキングの効果とは、ある信号によって他の信号が
マスクされて聞こえなくなる現象をいうものであり、こ
のマスキング効果には、時間軸上のオーディオ信号に対
するマスキング効果と周波数軸上の信号に対するマスキ
ング効果とがある。

上記周波数軸上のオーディオ信号に対するマスキング効
果について述べる。例えば、ある周波数ｆ５の正弦波Ｗ
、があった場合、人間の聴覚によるマスキング効果を表
現するマスキングスペクトル（マスキングカーブ）ＭＳ
は、第９図のようになり、このマスキングスペクトルＭ
Ｓによって、図中斜線部で示す部分かマスキングされる
ごとになる。すなわち、言亥マスキングスペクトルＭＳ
内にノイズがあったとしても聞こえなくなるため、実際
のオーディオ信号では、該マスキングスペクトルＭＳ内
のノイズは許容可能となる。このようなことから、上記
正弦波ＷＳの場合の許容可能なノイズレベルは、第９図
中ｊで示ずレベル以下のレベルとなる。また、このとき
、当該正弦波ｗ３の周波数ｒ５でマスキングの効果が最
も高く、該正弦波Ｗ、の周波数ｆ、、から離れるにした
がってマスキングの効果が低くなる。

更に、上記時間軸上のオーディオ信号に対するマスキン
グ効果には、テンポラルマスキング効果と同時刻マスキ
ング効果等がある。上記同時刻マスキング効果とは、あ
る大きな音と同時刻に発止する小さな音（或いはノイズ
）が当該大きな音によってマスクされて聞こえなくなる
ような効果であり、上記テンポラルマスキング効果とは
、第１０図に示すように、大きな音（図中大レベル信号
部Ｃ）の時間的な前後の小さな音（ノイズ）が、該大き
な音にマスクされて聞こえなくなるような効果である。

該テンポラルマスキング効果において、上記大きな音の
時間的に後方のマスキングはフォワードマスキングと呼
ばれ、また、時間的に前方のマスキングはハックワード
マスキングと呼ばれている。また、Ｊ亥テンポラルマス
キングにおいては、人間の聴覚特性から、第１０図中フ
ォヮドマスキングＦＭの効果は長時間（例えば１００ｍ
５ｅｃ程度）効くようになっているのに対し、ハックワ
ードマスキングＢＭの効果は短時間（例えば５　ｍ５ｅ
ｃ程度）となっている。更に、上記マスキング効果のレ
ベル（マスキング量）は、フォワードマスキングが２０
ｄＢ程度で、ハックワードマスキングが３０ｄＢ程度と
なっている。

〔発明が解決しようとする課題］ ところで、上記高能率符号化では、よりピッＩ・圧縮率
を高める（ピントリダクション量を増加させる）ことが
望まれているが、一般に、上述のようなマスキング効果
を利用してビット圧縮を行う高能率符号化においては、
上記周波数軸」二の信号に対するマスキング効果或いは
時間軸上の信号に対するマスキング効果の何れか一方の
みの利用に止まっており、両者のマスキング効果を有効
に利用することがなされていない。

そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案され
たものであり、周波数軸上の信号に対するマスキング効
果と時間軸」二の信号に対するマスキング効果の両者を
有効に利用することで、よりビットリダクション量を増
大させる（ビットレートを低くする）ことができるよう
になると共に、低ピントレートであっても音質劣化を最
小限に抑えることができるディジタル信号符号化装置を
提供することを目的とするものである。

〔課題を解決するだめの手段〕

本発明のディジタル信号符号化装置は、上述の目的を達
成するために提案されたものであり、入力ディジタル信
号を複数の周波数帯域に分割すると共に、高い周波数帯
域はどバンド幅を広く選定し、当該各バンド毎のエネル
ギに基づいて各バンド単位の第１の許容ノイズレベルを
設定する第１のノイズレベル設定手段と、量子化すべき
注目バンドの時間的に隣接する信号のエネルギに基づい
て第２の許容ノイズレベルを設定する第２のノイズレベ
ル設定手段と、上記第１及び第２のノイズレベル設定手
段の出力許容ノイズレベルを合成する合成手段と、上記
各バンドのエネルギと上記合成手段の出力の差のレベル
に応したビット数で上記各バンドの成分を量子化する量
子化手段とを有してなるものである。

〔作用〕

本発明によれば、量子化すべき注目バンドの信号に対し
て、第１のノイズレベル設定手段によって周波数軸上の
マスキングを考慮した許容ノイズレベルを設定すると共
に、第２のノイズレベル設定手段によって注目バンドの
時間的に隣接する信号でのテンポラルマスキングを考慮
した許容ノイズレベルを設定している。

〔実施例〕

以下、本発明を適用した実施例について図面を参照しな
がら説明する。

本実施例のディジタル信号符号化装置は、第１図に示す
ように、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割
すると共に、高い周波数帯域ほどバンド幅を広く選定し
、当該各バンド毎のエネルギに基づいて各バンド単位の
第１の許容ノイズレベルを設定する第１のノイズレベル
設定手段としての帯域分割回路１３．総和検出回路１４
及びフィルタ回路１５から合成回路１８までの各構成要
素と、量子化すべき注目バンドの時間的に隣接する信号
のエネルギに基づいて第２の許容ノイズレベルを設定す
る第２のノイズレベル設定手段としてのメモリ５１．５
２及び係数乗算器５３，５４゜合成回路５５と、上記第
１及び第２のノイズレベル設定手段の出力許容ノイズレ
ベルを合成する合成手段である合成回路５６と、上記各
バンドのエネルギと上記合成回路５６の出力の差のレベ
ルに応じたビット数で上記各バンドの成分を量子化する
量子化回路２４とを有してなるものである。すなわち、
本実施例装置では、量子化すべき注目バンドの信号に対
して、第１のノイズレベル設定手段によって周波数軸上
のマスキング（及び最小可聴カーブ）を考慮した第１の
許容ノイズレベルを設定すると共に、第２のノイズレベ
ル設定手段によって注目バンドの時間的に隣接する信号
でのテンポラルマスキングを考慮した第２の許容ノイズ
レベルを設定するようにしている。上記量子化回路２４
からの量子化出力は、バッファメモリ２５を介して本実
施例のディジタル信号符号化装置の出力端子２から出力
されるようになる。

ここで、第１図の本実施例装置は、オーディオ信号等を
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して時間軸の信号を周波数
軸に変換した後、符号化（再量子化）を行ういわゆる適
応変換符号化（ＡＴＣ）を適用したものである。すなわ
ち第１図において、入力端子１には、例えばオーディオ
信号が供給されており、この時間軸上のオーディオ信号
が高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１１に伝送される。

該高速フーリエ変換回路１１では、上記時間軸上のオー
ディオ信号が所定時間（例えば５１２サンプル）毎に周
波数軸上の信号に変換されることで、実数成分値Ｒｅと
虚数成分値ＩｍとからなるＦＦＴ係数が得られる。これ
らＦＦＴ係数は振幅位相情報発生回路１２に伝送され、
該振幅位相情報発生回路１２では上記実数成分値Ｒｅと
虚数成分値ｌｍとから振幅値Δｍと位相値とが得られて
、該振幅値Ａｍの情報が本実施例装置への入力ディジク
ル信号となっている。すなわち、一般に人間の聴覚は周
波数領域の振幅（パワー）には敏感であるが、位相につ
いてはかなり鈍感であるため、上記振幅位相情報発生回
路１２の出力から上記振幅（ｌ！Ａｍのみを取り出し、
これを上記入力ディジタル信号としている。

このようにして得られた振幅値Ａｍ等の入力ディジタル
信号は、帯域分割回路１３に伝送される。

該帯域分割回路１３では、上記振幅値Ａｍで表現された
入力ディジタル信号を例えばいわゆる臨界帯域幅（クリ
ティカルバンド）に分割している。

該クリティカルバンドとは、人間の聴覚特性（周波数分
析能力）を考慮したものであり、例えばＯ〜２４ｋｌｌ
ｚを２４バンドに分け、高い周波数帯域はどバンド幅を
広く選定しているものである。すなわち、人間の聴覚は
、一種のバントパスフィルタのような特性を有していて
、この各フィルタによって分けられたバンドを臨界帯域
と呼んでいる。

ここで、第２図に上記クリティカルバンドを示ず。

ただし、当該第２図では図示を簡略化するため、上記ク
リティカルバンドのパン１−数を１２バンド（Ｂｌ〜Ｂ
　＋２）で表現している。

上記帯域分割回路１３でクリティカルバンドに分割され
た各バンド（例えば２４バンド）毎の−に起振幅値Ａｍ
は、それぞれ」―記総和検出回路１４に伝送される。当
該総和検出回路１４では、」二記各バンド毎のエネルギ
（各バンドでのスペクトル強度）が、各バンド内のそれ
ぞれの振幅値Ａ　ｍの総和（振幅値Ａｍのピーク又は平
均或いはエネルギ総和）をとることにより求められる。

該総和検出回路１４の出力すなわち各バンドの総和のス
ペク１〜ルは、一般にハークスペクトルと呼ばれ、この
各バンドのハークスペクトルＳＢは例えば第３図に示す
よ・うになる。

ここで、上記ハークスペクトルＳＢのマスキングに於け
る影響を考慮するため、上記ハークスペクトルＳＢに所
定の重みづけの関数を畳込む（コンボリューション）。

このため、上記総和検出回路１４の出力すなわち上記ハ
ークスペクトルＳＢの各個は、例えば５１２サンプルず
つの上記総和検出回路１４の出力の書込／読出をするメ
モリ５］を介してフィルタ回路１５に送られる。該フィ
ルタ回路１５は、例えば第４図に示すように、入力デー
タを順次遅延させる遅延（ｚ−’）素子・・１０１□−
２〜１０１．、、・・と、各遅延素子からの出ツノにフ
ィルタ係数（重みづけの関数）を乗算する乗算器・・１
０２　ｍ−３〜１０２．。３・・と、総和加算器１０４
とから構成されるものである。この時上記各乗算器１０
２□−３〜１０２１．３において、例えば乗算器１０２
．、てフィルタ係数０．０００００８６を、乗算器１０
２．Ｉ−２でフィルタ係数０．００１９を、乗算器１０
２゜−１でフィルタ係数０．１５を、乗算器１０２、で
フィルタ係数１を、乗算器１０２．Ｉ。

でフィルタ係数０．４を、更に乗算器１０２．。２でフ
ィルタ係数０．０６を、乗算器１０２イ。３でフィルタ
係数０．００７を各遅延素子の出力に乗算することによ
り、−■−記ハークスペクトルＳＢの畳込み処理か行わ
れる。該畳込め処理により、第３図中点線で示す部分の
総和（総和加算器１０４での加算）がとられ、出力端子
１０５から出力される。

ところで、上記パークスペクトルＳＢのマスキングスペ
クトル（許容可能なノイズスペクＩ・ル）を算出する場
合の第１の許容ノイズレベルに対応するレベルαにおい
ては、このレベルαが小さいと周波数軸上の信号に対す
るマスキングスペクトル（マスキングカーブ）が下降す
ることになり、結果として量子化回路２４の量子化の際
に割り当てるビット数を増やさなければならないように
なる。逆に、上記レベルαが大きいとマスキングスペク
トルが上昇することになり、結果として量子化の際の割
り当てるビット数を減少することができるようになる。

なお、上記第１の許容ノイズレベルに対応するレベルα
とは、後述するように逆コンボリューション処理を行う
ことによってクリティカルバンドの各バンド毎の」二記
第１の許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ま
た、般にオーディオ信号等では、高域部分のスペクトル
強度（エネルギ）が小さい。したかって本実施例におい
ては、これらのことを考慮して、エネルギの小さい高域
にいく程、上記レベルαを大きくし、該高域部分のビッ
ト割当て数を減らすようにしている。このようなことか
ら、上記第１のノイズレベル設定手段では高い周波数程
同−のエネルギに対する上記レベルαを高く設定してい
る。

すなわち、本実施例装置では、上記第１の許容ノイズレ
ベルに対応するレベルαを算出し、該レベルαが高域程
高くなるように制御している。このため、上記フィルタ
回路１５の出力は引算器１６に送られる。該引算器１６
は、上記畳込んだ領域でのレベルαを求めるものである
。ここで、上記引算器１６には、上記レベルαを求める
ための許容関数（マスキングレベルを表現する関数）が
供給される。該許容関数を増減させることで上記レベル
αの制御を行っている。該許容関数は、関数発生回路２
９から供給されている。

すなわち、許容ノイズレベルに対応するレベルαは、ク
リティカルバンドのバンドの低域から順に与えられる番
号をｉとすると、第（１）式で求めることができる。

α−５−（ｎ−ａｉ）・・・・・・（１）この第（１）
式において、ｎ、ａは定数でａ＞ＯｌＳは畳込み処理後
のハークスペクトルの強度であり、第（１）式中（ｎ−
ａｉ）が許容関数となる。ここで、上述した様に、エネ
ルギの少ない高域からビット数を減らず方が全体のビッ
ト数削減に有利であるため、本実施例ではｎ＝３８．ａ
＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符号
化が行えた。

このようにして、上記レベルαが求められ、このデータ
は、割算器１７に伝送される。当該割算器１７では、上
記畳込み処理された領域でのレベルαを逆コンボリュー
ションするためのものである。したがって、この逆コン
ボリューション処理を行うことにより、上記レベルαか
ら、マスキングスペクトルが得られるようになる。すな
わち、このマスキングスペクトルが各バンド毎に求めら
れた許容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボ
リューション処理は、複雑な演算を必要とするが、本実
施例では簡略化した割算器１７を用いて逆コンボリュー
ションを行っている。

次に、上記マスキングスペクトルは、合成回路１８及び
合成回路５６を介して減算器１９に供給される。ここで
、当該減算器１９には、上記総和検出回路１４の出力す
なわち前述の総和検出回路１４からのハークスペクトル
ＳＢが、遅延回路２１を介して供給されている。したが
って、この減算器１９で上記マスキングスペクトルとハ
ークスペクトルＳＢとの減算演算が行われることで、第
５図に示すように、上記ハークスペクトルＳＢは、該マ
スキングスペクトルＭＳの各レベルで示ずレベル以下が
マスキングされることになる。

該減算器１９の出力は、ＲＯＭ２０を介して量子化回路
２４に供給されている。該量子化回路２４では、この減
算器１９の出力に応じた割当てビット数で、遅延回路２
３を介して供給されている振幅値Ａｍの量子化を行って
いる。すなわち換言すれば、該量子化回路２４では、上
記クリティカルバンドの各バンドのエネルギと上記合成
回路５６の出力の差のレベルに応じて割当てられたビッ
ト数で上記各バンドの成分を量子化することになる。な
お、上記遅延回路２１は上記合成回路５６以前の各回路
での遅延量を考慮して上記総和検出回路１４からのハー
クスペクトルＳＢを遅延させ、上記遅延回路２３は上記
ＲＯＭ２０以前の各回路での遅延量を考慮して上記振幅
値Ａｍを遅延させるために設けられている。また、上記
ＲＯＭ２０は、量子化回路２４での量子化の際の割当て
ヒント数情報を格納しており、上記減算器１９の出力に
応じた該割当てビット数情報を出力するものである。

ここで、上記合成回路１８での合成の際には、最小可聴
カーブ発生回路２２から供給される第６図に示すような
人間の聴覚特性であるいわゆる最小可聴カーブ（等ラウ
ドネス曲線）ＲＣを示すデータと、上記マスキングスペ
クトルＭＳとを合成することができる。したがって、該
最小可聴カーブＲＣとマスキングスペクトルＭＳとを共
に合成することで、許容ノイズレベルはこの図中斜線で
示ず部分ま−Ｃとするごとがてき、量子化の際に図中斜
線で示す部分の割当てヒント数を減らずことができるよ
うになる。なおこの第６図は、前述の第２図に示したク
リティカルバンドで表されており、信−号スベクトルＳ
Ｓも同時に示している。

上述したように、本実施例のディジクル信号符号化装置
においては、一般にエネルギの小さい高域にいく程、許
容ノイズレベルを大きくし、当該高域部分のビット割当
て数を減らすようにすると共に、各バンド毎の信号の周
波数軸上のマスキングを考慮した割当てビット数で量子
化しているため、ピントリダクション量を増加（ピント
レートを低’Ｆ）させるごとができるようになる。

また、本実施例装置においては、上述した周波数軸上の
マスキングを考慮した足了化割当てビット数の決定と共
に、量子化すべき注目バンドの時間的に隣接する信号の
エネルギに基づいて、当該注目ハン１の上記第２の許容
ノイズレベルを設定することで、時間軸上のテンポラル
マスキングを考慮した量子化割当てビット数の決定も同
時に行うようにしている。すなわち、」二記第１のノイ
ズレベル設定手段において第１の許容ノイズレベルが設
定されている任意のバンド（注目バンド）の現時点の信
号に対して、その注目バンドの現時点の信号に時間軸上
で隣接する前後の信号によるテンポラルマスキングを考
慮して、当該現時点の注目ハンＩ・の許容ノイズレベル
（第２の許容ノイズレベル）も設定するよ・うにしてい
る。このため、上記合成回路５６には、合成回路１８の
出力と共に、上記第２のノイズレベル設定手段の合成回
路５５の出力も供給されるようになっている。

すなわち、合成回路５５には、」二記第２の許容ノイズ
レベルの信号として上記注目バンドの現時点の信号に対
して時間的に前後の信号のエネルギに基づくテンポラル
マスキングのレベルがそれぞれ算出されて供給されてお
り、これら時間的に前後の信号による許容ノイズレベル
が該合成回路５５て合成されて出力されるようになって
いる。

このような第２の許容ノイズレベルを得る為に、本実施
例装置では、上記総和検出回路１４の出力を５１２サン
プル毎に書込／読出するメモリ５１及び該メモリ５１と
同様のメモリ５２と、係数乗算器５３．５４．合成回路
５５とを設けている。

すなわち、上記メモリ５１の出力が得られる時点を上記
現時点Ｔ。とすると、上記メモリ５１に上記総和検出回
路１４の出力が供給される時点が当該現時点Ｔ。の時間
的に後（現時点Ｔ。に対しては未来の時間となる）の後
時点］゛、１となり、上記メモリ５２から出力される時
点か上記現時点Ｔ。

の時間的に前（現時点Ｔ。に対しては過去の時間となる
）の前時点Ｔ−，となる。

上記後時点Ｔ４１の信号すなわち総和検出回路１４の出
力は、係数乗算器５３に供給される。該係数乗算器５３
では、該係数乗算器５３に信号が供給された該後時点Ｔ
。１での上記注目バンドの信号による上記現時点Ｔ。の
注目バンドの信号に対するテンポラルマスキング（ハッ
クワードマスキング）を考慮して決定された乗算係数が
、上記後時点Ｔ。１の信号に乗算される。すなわち、ご
の乗算係数は、合成回路５５及び５６での影響を考慮し
て設定される係数であり、例えば上記後時点′Ｆ。

の信号を正規化して１とした場合、該後時点Ｔ４の信号
によるハンクワードマスキングカ月二記現時点Ｔ。の信
号に対して作用するレベルに対応した乗算係数ｋＢが、
該後時点Ｔ。、の信号に乗算される。また、上記前時点
Ｔ−，の信号すなわちメモリ５２の出力は、係数乗算器
５４に供給される。該係数乗算器５４では、該係数乗算
器５４に信号が供給された該前時点Ｔ　−＋での上記注
目バンドの信号による上記現時点Ｔ。の注目バンドの信
号に対するテンポラルマスキング（フォワードマスギン
グ）を考慮して決定された乗算係数が、上記前時点Ｔ−
，の信号に乗算される。すなわち該乗算係数は、上述同
様に合成回路５５．５６での影響を考慮して設定され、
例えば前時点Ｔ−，の信号を正規化した場合、該前時点
Ｔ、の信号によるフォラ１−マスキングが上記現時点Ｔ
。の信号に対して作用するレベルに対応した乗算係数ｋ
Ｆが、該前時点Ｔ−，の信号に乗算される。これら各係
数乗算器５３．５４の出力が合成回路５５で合成されて
得られた出力が、上記第２の許容ノイズレベルとなる。

なお、上記合成回路５５での合成は、例えば各係数乗算
器５３．５４の出力を加算するような処理が行われる。

このようにして得られた合成回路５５の出力が上記合成
回路５６に送られる。

当該合成回路５６では、例えば、上記合成回路５５の出
力と合成回路１８の出力のうち例えば大きい方を選ぶよ
うな合成処理、或いは、各合成回路５５．１８の出力を
それぞれ所定の重み付けを行って加算するような合成処
理が行われる。また、この加算による合成処理の時は、
例えば全帯域のエネルギを考慮した上記第２の許容ノイ
ズレベルを求めて加算するようにしてもよい。

なお、本実施例においては、上述した最小可聴カーブの
合成処理を行わない構成とすることもできる。この場合
は、第１図の構成で最小可聴カーブ発生回路２２と合成
回路１８が不要となり、このため上記引算器１６からの
出力は、割算器１７で逆コンポリューシジンされた後、
すぐに上記合成回路５６に伝送されることになる。

上述したように、本実施例のディジタル信号符号化装置
においては、量子化すべき注目バンドの信号に対して、
第１のノイズレベル設定手段によって周波数軸上のマス
キングを考慮した第１の許容ノイズレベルを設定すると
共に、第２のノイズレベル設定手段によって注目バンド
の時間的に隣接する信号でのテンポラルマスキングを考
慮した第２の許容ノイズレベルを設定するようにしてお
り、これら第１．第２の許容ノイズレベルに基づいて各
バンド毎に量子化回路２４での量子化割当てビットを決
定しているため、音質を劣化させることなくビットリダ
クション量の増加（ビットレートの低下）が可能となる
。

また、本発明は、上述した第１図のように、適応変換符
号化を行う装置の他に、例えば第７図に示すように、帯
域分割符号化を行う装置にも適用することができる。

すなわち、この第７図において、入力端子６１には、時
間軸上のオーディオ信号が供給されており、このオーデ
ィオ信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６２．〜６
２３にそれぞれ供給される。

上記ＢＰＦ６２．は入力オーディオ信号の０〜６ｋＨｚ
を通過帯域とし、ＢＰＦ６２２は６ｋＨｚ〜１２ｋＨｚ
を、ＢＰＦ６２３は１２　ｋＨｚ〜２４　ｋＨｚを通過
帯域とするものである。これら各ＢＰＦの出力はそれぞ
れ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路６３、〜６３３に送
られ、上記ＦＦ７回路６３．では例えば１２８サンプル
毎のＦＦＴ処理が、ＦＦＴ回路６３□、６３３では例え
ば６４サンプル毎のＦＦＴ処理がなされる。これら、各
ＦＦ７回路の出力は、上記第１図の高速フーリエ変換回
路１１以降と同様の構成の各量子化処理回路６４□〜６
４３に送られ、前述同様の処理が行われる。その後、合
成回路６５で合成されて出力端子６６から出力される。

この第７図の構成によっても第１回の装置同様に、音質
劣化を最小限にしてピットリダクション量を増加するこ
とができる。

ここで、第８図に、第７図で示した他の実施例装置にお
ける周波数領域と時間領域での分解能を示す。この第８
図では、上述した帯域分割、高速フーリエ変換等の処理
の１単位を示し、ｂ（ｍｎ）におけるｍ、ｎの２つのバ
ラメークにより、ブロックが指定されている。ｍは帯域
尤ンパーを、ｎは時間ナンバーを示している。該第８図
においで、０〜６ｋＨｚの低域では、各帯域の１ブロツ
クが１０．６７　ｍ５ｅｃの時間長（時間分解能）とな
ることを示している。また、６ＫＩｌｚ〜１２ｋｌｌｚ
の中域では１ブロツクの時間長が５．３　ｍ５ｅｃとな
ることを、１２ｋＨｚ〜２４ｋＨｚの高域では１ブロツ
クの時間長が２．６７　ｍ５ｅｃとなることを示してい
る。

〔発明の効果〕

本発明のディジタル信号符号化装置においては、入力デ
ィジタル信号を複数の周波数帯域に分割すると共に、高
い周波数帯域ほどバンド幅を広く選定して当該各バンド
毎のエネルギに基づいて各バンド単位の第１の許容ノイ
ズレベルを設定し、量子化すべき注目バンドの時間的に
隣接する信号のエネルギに基づいて第２の許容ノイズレ
ベルを設定して、これら第１及び第２の許容ノイズレベ
ルを合成して得られた出力と各バンドのエネルギの差の
レベルに応したビット数で上記各バンドの成分を量子化
することにより、注目バンドにおいて周波数ψｄ＋　ｊ
二の信号に対するマスキング効果と時間軸上のマスキン
グ効果とを有効に利用することができることとなり、ピ
ントリダクション量を増大させる（ビン１−レートを低
減する）ことができ、少ないヒノ）Ｉであっても音質劣
化を最小限に抑えることができることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の−・実施例のディジタル信号符号化装
置の概略構成を示すブロック回路図、第２図はクリティ
カルバンドを示す図、第３図はハタスペクトルを示す図
、第４図はフィルタ回路を示す回路図、第５図はマスキ
ング効果ク［・ルを示ず図、第６同は最小可聴カーブ、
マスキングスペクトルを合成した図、第７図は本発明の
他の実施例装置の概略構成を示すブロック回路図、第８
図は周波数領域と時間領域の分解能を示す図、第９図は
オーディオ信号のスペクＩ・ルを示す特性図、第１０図
はテンポラルマスキングを説明するための図である。 ３・・・・・・・・帯域分割回路 ４・・・・・・・・総和検出回路 ５・・・・・・・・フィルタ回路 ６・・・・・・・・引算器 ７・・・・・・・・割算器 ９・・・・・・・減算器 ０・・・・・・・・ＲＯＭ ４・・・・・・・・量子化回路 ５・・・・・・・・バッファメモリ ９・・・・・・・・関数発生回路 １．５２・・メモリ ３．５４・・係数乗算器 ８．５５．５６・・合成回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割すると共
   に、高い周波数帯域ほどバンド幅を広く選定し、当該各
   バンド毎のエネルギに基づいて各バンド単位の第１の許
   容ノイズレベルを設定する第１のノイズレベル設定手段
   と、 量子化すべき注目バンドの時間的に隣接する信号のエネ
   ルギに基づいて第２の許容ノイズレベルを設定する第２
   のノイズレベル設定手段と、上記第１及び第２のノイズ
   レベル設定手段の出力許容ノイズレベルを合成する合成
   手段と、上記各バンドのエネルギと上記合成手段の出力
   の差のレベルに応じたビット数で上記各バンドの成分を
   量子化する量子化手段とを有してなることを特徴とする
   ディジタル信号符号化装置。