JPH03117919A - ディジタル信号符号化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力ディジタル信号の符号化を行うディジタ
ル信号符号化装置に関するものである。

〔発明の概要〕

本発明は、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分
割すると共に、高い周波数帯域ほどハンド幅を広く選定
し、各バンド毎のエネルギに基づいて各バンド単位の許
容ノイズレベルを設定し、周波数に応じた最小可聴カー
ブを設定し、許容ノイズレベルと最小可聴カーブの出力
を合成し、各バンドのエネルギと合成出力との差のレベ
ルに応じたピント数で各バンドの成分を量子化するディ
ジタル信号符号化装置において、量子化後の出力情報量
を検出し、該検出出力に応じて許容ノイズレベルを制御
して所定期間における情報量を一定化するようにしたこ
とにより、簡単な構成で、信号劣化の目立たないピント
レート調整（ビットバンキング）を行うことができるデ
ィジクル信号符号化装置を提供するものである。

〔従来の技術〕

オーディオ、音声等の信号の高能率符号化においては、
オーディオ、音声等の入力信号を時間軸又は周波数軸で
複数のチャンネルに分割すると共に、各チャンネル毎の
ビット数を適応的に割当てるビットアロケーション（ビ
ット割当て）による符号化技術がある。例えば、オーデ
ィオ信号等の上記ビット割当てによる符号化技術には、
時間軸上のオーディオ信号等を複数の周波数帯域に分割
して符号化する帯域分割符号化（サブ・バンド・コーデ
ィング：５ＢＣ）や、時間軸の信号を周波数軸上の信号
に変換（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し各帯
域毎で適応的に符号化するいわゆる適応変換符号化（Ａ
ＴＣ）、或いは、上記ＳＢＣといわゆる適応予測符号化
（ＡＰＣ）とを組み合わせ、時間軸の信号を帯域分割し
て各帯域信号をベースバンド（低域）に変換した後複数
次の線形予測分析を行って予測符号化するいわゆる適応
ビット割当て（ＡＰＣ−ＡＢ）等の符号化技術がある。

ここで、例えば上記帯域分割符号化においては、圧縮効
率を上げるために、一定の単位時間ブロック毎のビット
レートを一定に保らながら、帯域分割した各バンドに与
えるビット数を信号スペクトル強度の時間変動に応じて
ダイナミックに（適応的に）変化させている。また、上
記適応変換符号化においては、周波数軸上でダイナミッ
クに割当てビット数を変化させている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述のようなビット数を適応的に割当てる高能率符号化
においては、ビット数の割当ての仕方しだいで単位ブロ
ック（単位時間ブロック或いは単位周波数ブロック）当
たりのビットレートが一定にならない場合が生じ、ピン
トの過不足が起こる場合がある。すなわち、与えられた
ビットレートに対して、時間軸上或いは周波数軸上で信
号レベルの低い所ではビットが余り、信号レベルの高い
所ではビットが足りないという現象が起こることがある
。

このようなビット数の過不足があった場合には、効果的
にビット数を調整するようなビットレート調整（いわゆ
るビットバッキング）の手法を用いる必要があった。

このピノトレー日周整とは、単位ブロックでピントが余
ったときには、該単位ブロックに与えるビット数を減ら
し、ビットが足りないときには与えるビット数を増加さ
せるようにすることにより、全体のピントレートを一定
に調整するものである。

当該ピントレート調整は、例えば第８図に示すような機
能ブロックを用いて行うことができると考えられる。こ
の第８図において、人力ディジタル信号に対して、割当
てビット数決定機能ブロック９０で計子化の際の割当て
ビット数を決定し、ビットレートｇ整機能ブロック９１
で、入力ディジタル信号の単位ブロックのスペクトル強
度に応じたとソトレートの調整（ビットバッキング）を
行う。その後、ピットレート１ｍ整されて決定されたビ
ット数を用いて符号化機能ブロンク９２で符号化（再量
子化）が行われて出力される。

ところが、上記ビットレート調整機能ブロック９２で行
われるビットレートの調整としては、未だ、簡単でかつ
信号の劣化が目立たない効果的な方法がなく、このため
、従来より、効果的なビットレート調整の方法の確立が
望まれている。

そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案され
たものであり、簡単な構成で、信号の劣化の目立たない
ビットレート８周整（ビットバッキング）を行うことが
できるディジタル信号符号化装置を提供することを目的
とするものである。

〔課題を解決するための手段］ 本発明のディジタル信号符号化装置は、上述の目的を達
成するために提案されたものであり、例えば、第１図に
示すように、入カディジタル信号を複数の周波数帯域に
分割すると共に、高い周波数帯域ほどハンド幅を広く選
定し、当該各バンド毎のエネルギに基づいて各バンド単
位の許容ノイズレベルを設定するノイズレベル設定手段
としての総和検出回路１４及びフィルタ回路１５と、周
波数に応じた最小可聴カーブを設定する最小可聴カーブ
設定回路２２と、上記ノイズレベル設定手段と最小可聴
カーブ設定回路２２の出力を合成する合成回路１８と、
上記各バンドのエネルギと上記合成回路１８との差のレ
ベルに応じたピント数で上記各バンドの成分を量子化す
る量子化回路２４とを有するディジタル信号符号化装置
において、上記量子化回路２４の出力情報量を検出し、
該検出出力に応じて上記ノイズレベル設定手段を制御し
て所定期間における情報量を一定化するようにしたもの
である。

Ｃ作用〕 本発明によれば、量子化手段の出力情報量の検出出力に
応じて許容ノイズレベルを変更することでビットレート
が一定に保たれている。

〔実施例〕

以下、本発明を適用した実施例について図面を参照しな
がら説明する。

本実施例のディジタル信号符号化装置は、オーディオ或
いは音声等の入力ディジタル信号を、例えば、帯域分割
符号化（ＳＢＣ）や、適応変換符号化（ＡＴＣ）　、適
応ビット割当て（ＡＰＣ−ＡＢ）等により高能率符号化
するものである。そのため、本実施例装置では、入力デ
ィジクル信号を複数の周波数帯域に分割すると共に、高
い周波数帯域ほどバンド幅を広く選定している。すなわ
ち、後述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯
域幅（クリティカルバンド）で上記入力ディジタル信号
を分割している。また、第１図に示すように、当８亥ク
リティカルバンドの各ハンド毎のエネルギ（又はピーク
値８平均値）に基づいて各バンド単位の許容ノイズレベ
ルを設定するノイズレベル設定手段としての総和検出回
路１４及びフィルタ回路Ｉ５と、周波数すなわち人間の
周波数分析能力に応じた最小可聴カーブ設定回路２２と
、上記ノイズレベル設定手段と最小可聴カーブ設定回路
２２の出力を合成する合成回路１８と、上記各ハンドの
エネルギと上記合成回路１８との差のレベルに応じて割
当てられたピント数で上記各バンドの成分を量子化する
量子化回路２４とを有するものである。ここで、上記量
子化回路２４の出力情報量を後述するデータ量演算回路
２６で検出し、該検出出力に応じて上記ノイズレベル設
定手段を、後述する許容関数制御回路２８に制御ｌされ
る許容関数発生回路２９からの許容関数により制御して
、所定期間における情報量を一定化するようにしている
。すなわち、本実施例装置においては、上記許容関数を
変化させることにより、後述する第７図Ａ及び第７図Ｂ
に示すように、許容ノイズレベルを変化させ、全体のビ
ットレートが一定になるように調整している。

また、上記量子化回路２４からの量子化出力は、バッフ
ァメモリ２５を介して本実施例のディジタル信号符号化
装置の出力端子２から出力されるようになる。

ここで、第１図に示す本実施例のディジタル信号符号化
装置は、オーディオ信号、音声信号等を高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）して、時間軸の信号を周波数軸に変換し、
符号化（再量子化）を行うものである。

すなわち、第１図において、入力端子１には、例えばオ
ーディオ信号が供給されており、この時間軸上のオーデ
ィオ信号が高速フーリエ変換回路１１に伝送される。こ
の高速フーリエ変換回路１１では、上記時間軸上のオー
ディオ信号が所定時間（単位ブロック）毎に周波数軸上
の信号に変換され、実数成分値Ｒｅと虚数成分値１ｍと
からなるＦＦＴ係数が得られる。これらＦＦＴ係数は振
幅位相情報発生回路１２に伝送され、当該振幅位相情報
発生回路１２では上記実数成分値Ｒｅと虚数成分値１ｍ
とから振幅値Ａｍと位相値とが得られて、この振幅値Ａ
ｍの情報が出力されるようになる。すなわち、一般に人
間の聴覚は周波数領域の振幅（パワー）には敏感である
が、位相についてはかなり鈍感であるため、本実施例で
は上記振幅位相情報発生回路１２の出力から上記振幅値
Ａｍのみを取り出し、これを本発明実施例での入力ディ
ジタル執行としている。

このようにして得られた振幅（１ｉ　Ａ　ｍ等の入力デ
ィジタル信号は、帯域分割回路１３に伝送される。

この帯域分割回路１３では、上記振幅値Ａｍで表現され
た入力ディジタル信号をいわゆるＲ８界帯域幅（クリテ
ィカルバンド）に分割している。当該クリティカルバン
ドとは、人間の聴覚特性（周波数分析能力）を考慮した
ものであり、例えば０〜１６　ｋ　Ｈｚを２４ハンドに
分け、高い周波数帯域ほどバンド幅を広く選定している
ものである。すなわち人間の聴覚は、一種のバンドパス
フィルタのような特性を有していて、この各フィルタに
よって分けられたバンドを臨界帯域と呼んでいる。ここ
で、第２図に上記クリティカルバンドを示す。

ただし、この第２図では図示を簡略化するため、上記ク
リティカルバンドのバンド数を１２バンド（Ｂｌ〜Ｂ１
□）で表現している。

上記帯域分割回路１３でクリティカルハンドに分割され
た各バンド（例えば２４バンド）毎の上記振幅値Ａｍは
、各々上記総和検出回路１４に伝送される。この総和検
出回路１４では、各バンド毎のエネルギ（各バンドでの
スペクトル強度）が、各バンド内のそれぞれの振幅値Ａ
ｍの総和（振幅値Ａｍのピーク又は平均或いはエネルギ
総和）をとることにより求められる。該総和検出回路１
４の出力すなわち各バンドの総和スペクトルは、般にパ
ークスペクトルと呼ばれ、この各バンドのパークスペク
トルＳＢは例えば第３図に示すようになる。

ここで、上記パークスペクトルＳＢのマスキングに於け
る影響を考慮するため、該パークスペクトルＳＢに所定
の重みづけの関数を畳込む（コンボリューション）。こ
のため、上記総和検出回路１４の出力すなわち上記パー
クスペクトルＳＢの多値は、フィルタ回路１５に送られ
る。該フィルタ回路１５は、第４図に示すように、入力
端子１００からの入力データを順次遅延させる遅延素子
（ｚ−’）　１０１＋、　１０１ｇ・・・・１０１゜−
２〜１０１−、ｓ−・１ｏ　１ｔ３．　１０１ｚ４（ク
リティカルバンドに対応じた例えば２４個の遅延素子）
と、各遅延素子１０１．〜１０１□４からの出力にフィ
ルタ係数（重みづけの関数）を乗算する例えば２４個の
乗算器１０２．．１０２□・・・・１０２□、〜１０２
、、、・・・・１０２ｔ３．　１０２ｚ４と、総和加算
器１０４とから構成されるものである。この時、上記乗
算器１０２□、〜１０２□、において、例えば、乗算器
１０２　ｍ−ｓ　テア　イルク係数０．０００００８６
を、乗算器１０２□２でフィルタ係数０．００１９を、
乗算器１０２．、でフィルタ係数０．１５を、乗算器１
０２、でフィルタ係数１を、乗算器１０２□１でフィル
タ係数０．４を、乗算器１０２□２でフィルタ係数０．
０６を、乗算器１０２□３でフィルタ係数０．００７を
各遅延素子の出力に乗算することにより、上記パークス
ペクトルＳＢの畳込み処理が行われる。この畳込み処理
により、第３図中点線で示す部分の総和がとられる。な
お、上記マスキングとは、人間の聴覚上の特性により、
ある信号によって他の信号がマスクされて間こえなくな
る現象をいうものであり、該マスキング効果には、時間
軸上のオーディオ信号に対するマスキング効果と周波数
軸上の信号に対するマスキング効果とがある。すなわち
、該マスキング効果により、マスキングされる部分にノ
イズが合ったとしても、このノイズは間こえないことに
なる。このため実際のオーディオ信号では、このマスキ
ングされる部分内のノイズは許容可能なノイズとされる
。

その後、上記フィルタ回路１５の出力は引算器１６に送
られる。該引算器１６は、上記畳込んだ領域での後述す
る許容ノイズレベルに対応するレベルαを求めるもので
ある。なお、上記許容可能なノイズレベルに対応するレ
ベルαとは、後述するように、逆コンボリューション処
理を行うことによってクリティカルバンドの各バンド毎
の許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで
、上記引３Ｅ器１６には、上記レベルαを求めるための
許容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給さ
れる。この許容関数を増減させることで、上記レベルα
の制御を行っている。当該許容関数は、後述する関数制
御回路２８によって制御された関数発生回路２９から供
給されている。

すなわち、許容ノイズレベルに対応するレベルαは、ク
リティカルバンドのバンドの低域から順に与えられる番
号をｉとすると、第（１）式で求めることができる。

α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）・・・・・・・（１）この第（１
）式において、ｎ、ａは定数でａ＞ＯｌＳは畳込み処理
後のパークスペクトルの強度であり、第（１）式中（ｎ
−ａｉ）が許容関数となる。ここで、この許容関数を変
化させることで上記レベルαが制御されて、ビットレー
ト調整が行われるようになるため、結果としてビットレ
ートが一定となるように当該許容関数が制御される０本
実施例においては、例えばｎ＝３８．ａ＝Ｌ或いは、ｎ
＝２４、ａ＝ｆとすることで、ビットレートの調整が行
われる。

上述のようにして、上記レベルαが求められ、このデー
タは、割算器１７に伝送される。該割算器１７では、上
記畳込み処理された領域での上記レベルαを逆コンボリ
ューションするためのものである。したがって、この逆
コンボリューション処理を行うことにより、上記レベル
αからマスキングスペクトルが得られるようになる。す
なわち、このマスキングスペクトルが許容ノイズレベル
となる。なお、上記逆コンボリューション処理は複雑な
演算を必要とするが、本実施例装置では、前略化した割
算器１７を用いて逆コンボリューションを行っている。

このようにして求められたマスキングスペクトルＭＳを
第５図に示す。すなわち、後述するように、上記パーク
スペクトルＳＢは、該マスキングスペクトルＭＳの各レ
ベルで示すレベル以下がマスキングされることになる。

次に、当該割算器１７の出力は、合成回路１８に伝送さ
れる。当該合成回路１８には、最小可聴カーブ設定回路
２２からの出力も供給されている。

したがって、上記合成回路１８での合成の際には、最小
可聴カーブ発生回路２２から供給される第６図に示すよ
うな人間の聴覚特性であるいわゆる最小可聴カーブ（等
ラウドネス曲線）ＲＣを示すデータと、上記割算器１７
の出力すなわちマスキングスペクトルＭＳとを合成する
ことになる。したがって、この最小可聴カーブＲＣとマ
スキングスペクトルＭＳとを共に合成することで、許容
ノイズレベルは図中斜線で示す部分までとすることがで
きるようになり、量子化の際に図中斜線で示す部分の割
当てビット数を減らすことができるようになる。なお、
この第６図は、前述の第２図に示したクリティカルバン
ドで表されており、信号スペクトルＳＳも同時に示して
いる。

ここで、上記バッファメモリ２５からのデータは、デー
タ量演算回路２６によってデータ量が求められた後、比
較回路２７に送られる。当該比較回路２７では、上記デ
ータ量と端子３からのビットレート調整のためのビット
レートの目標値のデータとが比較され、その比較結果が
上述した関数制御回路２８に伝送されている。該関数制
御回路２８で上記関数発生回路２８が制御されることに
より、前述した引算器Ｉ６に供給される上記レベルαを
求めるための許容関数が計算され、この許容関数が変化
することによって、第６図のマスキングスペクトルＭＳ
が上下に平行移動することになる。すなわち、該マスキ
ングスペクトルＭＳが平行移動することにより、第７図
Ａ及び第７図Ｂに示すようになる。この第７図Ａには、
第６図のマスキングスペクトルＭＳの各レベルが増加す
る方向に平行移動したマスキングスペクトルＭＳを、第
７図Ｂには、第６図のマスキングスペクトルＭＳの各レ
ベルが減少する方向に平行移動したマスキングスペクト
ルＭＳやを示している。

その後、上記合成回路１８の出力は減算器１９に伝送さ
れる。ここで、当該減算器１９には、上記総和検出回路
１４の出力すなわち上記パークスペクトルＳＢが、遅延
回路２１を介して供給されている。したがって、この減
算器１９で上記マスキングスペクトルＭＳとパークスペ
クトルＳＢとの減算演算が行われることで、上述の第５
図で示したように、パークスペクトルＳＢのマスキング
されるレベルが求められることになる。

当該減算器１９の出力は、ＲＯＭ−２０を介して量子化
回路２４に供給されている。上記量子化回路２４では、
この減算器１９の出力に応じた割当てられたビット数で
、遅延回路２３を介して供給されている振幅値Ａｍの冊
子化を行っている。すなわち、換言すれば、当ｇｌＷｋ
子化回路２４では、上記クリティカルバンドの各バンド
のエネルギと上記合成回路工８との差のレベルに応じて
割当てられたビット数で上記各バンドの成分を量子化す
ることになる。なお、上記遅延回路２１は上記合成回路
１８以前の各回路での遅延量を考慮して上記総和検出回
路１４からのパークスペクトルＳＢを遅延させ、上記遅
延回路２３は上記ＲＯＭ２０以前の各回路での遅延量を
考慮して上記振幅値Ａｍを遅延させるために設けられて
いる。また、上記ＲＯＭ２０は量子化の際の所定時間毎
の上記減算器１９の出力を一時格納して送り出すために
設けられている。

上述のことから、本実施例のディジタル信号符号化装置
においては、上記量子化回路２４の出力情報量を検出し
、該検出出力に応じて上記ノイズレベル設定手段を制御
して所定期間（単位時間ブロック、フレーム）における
情報量を一定化すなわちピントレート調整を行っている
。そのため、最小可聴カーブを固定したままでピントレ
ートを可変にでき、或いは、マスキングスペクトルを越
えてしまうノイズに対して、その分布をレベルに応じて
変えることも可能となる。

本発明は、上述した第１図の実施例のように、入力ディ
ジタル信号を高速フーリエ変換して処理するいわゆる適
応変換符号化の他に、例えば、帯域分割符号化（Ｓ　Ｂ
　Ｃ）を行う装置にも適用することができる。この場合
は、信号をバンドパスフィルタ等で帯域分割して、この
各チャンネルに割り当てるビット数をｉ子化手段の出力
情報量の検出出力に応じて許容ノイズレベルを一定増減
させるものとなる。当該帯域分割符号化の場合も上述同
様の効果を得ることができる。

〔発明の効果〕

本発明のディジタル信号符号化装置においては、量子化
後の出力情報量を検出し、該検出出力に応じて許容ノイ
ズレベルを制御して所定期間における情報量を一定化す
るようにしたことにより、簡ｍな構成で、信号の劣化の
目立たないビットレート調整（ビットバッキング）を行
うことが可能となる。したがって、例えば、冊子化のピ
ント数を減らしても音質劣化を最小限に抑えることがで
きることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のディジタル信号符号化装置
の概略構成を示すブロンク回路図、第２図はクリティカ
ルバンドを示す図、第３図はパークスペクトルを示す図
、第４図はフィルタ回路を示す回路図、第５図はマスキ
ングスペクトルを示す図、第６図は最小可聴カーブ、マ
スキングスペクトルを合成した図、第７図Ａはレベル変
化（増加）したマスキングスペクトルの合成された図、
第７図Ｂはレベル変化（減少）したマスキングスペクト
ルの合成された図、第８図はビットレート調整のための
機能ブロック図である。 １・・・・・・・・高速フーリエ変換回路２・・・・・
・、・振幅位相情報発生回路３・・・・・・・・帯域分
割回路 ４・・・・・・・・総和検出回路 ５・・・・・・・・フィルタ回路 ６・・・・・・・・引算器 ７・・・・・・・・割算器 ８・・・・・・・・合成回路 ９・・・・・・・・減算器 ０・・・・・・・・ＲＯＭ １．２３・・遅延回路 ２・・・・・・・・最小可聴カーブ発生回路４・・・・
・・・・量子化回路 ５・・・・・・・・バッファメモリ ２６・・・・・・・・データ量演算回路２７・・・・・
・・・比較回路 ２８・・・・・・・・関数制御回路 ２９・・・・・・・・関数発生回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割すると共
   に、高い周波数帯域ほどバンド幅を広く選定し、当該各
   バンド毎のエネルギに基づいて各バンド単位の許容ノイ
   ズレベルを設定するノイズレベル設定手段と、 周波数に応じた最小可聴カーブを設定する最小可聴化設
   定手段と、 上記ノイズレベル設定手段と最小可聴カーブ設定手段の
   出力を合成する合成手段と、 上記各バンドのエネルギと上記合成手段との差のレベル
   に応じたビット数で上記各バンドの成分を量子化する量
   子化手段とを有するディジタル信号符号化装置において
   、 上記量子化手段の出力情報量を検出し、該検出出力に応
   じて上記ノイズレベル設定手段を制御して所定期間にお
   ける情報量を一定化するようにしたことを特徴とするデ
   ィジタル信号符号化装置。