JP3186292B2 - 高能率符号化方法及び装置 - Google Patents
高能率符号化方法及び装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
- H04B1/665—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using psychoacoustic properties of the ear, e.g. masking effect
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、いわゆる高能率符号化
によって入力ディジタルデータの符号化を行うための高
能率符号化方法及び装置に関するものである。
によって入力ディジタルデータの符号化を行うための高
能率符号化方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】オーデイオ或いは音声等の信号の高能率
符号化の方法には種々あるが、例えば、時間軸上のオー
デイオ信号等をブロツク化しないで、複数の周波数帯域
に分割して符号化する非ブロツク化周波数帯域分割方式
である、帯域分割符号化（サブ・バンド・コーデイン
グ：ＳＢＣ）や、時間軸の信号を周波数軸上の信号に変
換（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し、各帯域
毎に符号化するブロツク化周波数帯域分割方式、いわゆ
る変換符号化等を挙げることができる。また、上述の帯
域分割符号化と変換符号化とを組み合わせた高能率符号
化の方法も考えられており、この場合には、例えば、上
記帯域分割符号化で帯域分割を行った後、該各帯域毎の
信号を周波数軸上の信号に直交変換し、この直交変換さ
れた各帯域毎に符号化が施される。
符号化の方法には種々あるが、例えば、時間軸上のオー
デイオ信号等をブロツク化しないで、複数の周波数帯域
に分割して符号化する非ブロツク化周波数帯域分割方式
である、帯域分割符号化（サブ・バンド・コーデイン
グ：ＳＢＣ）や、時間軸の信号を周波数軸上の信号に変
換（直交変換）して複数の周波数帯域に分割し、各帯域
毎に符号化するブロツク化周波数帯域分割方式、いわゆ
る変換符号化等を挙げることができる。また、上述の帯
域分割符号化と変換符号化とを組み合わせた高能率符号
化の方法も考えられており、この場合には、例えば、上
記帯域分割符号化で帯域分割を行った後、該各帯域毎の
信号を周波数軸上の信号に直交変換し、この直交変換さ
れた各帯域毎に符号化が施される。
【０００３】ここで上述したフイルターとしては、例え
ばクアドラチヤー・ミラー・フイルター（Quadrature M
irror filter: 以下ＱＭＦという）があり、1976 R.E.C
rochiere Digital coding of speech in subbands Bel
l Syst.Tech. J. Vol.55,No.8 1976に、述べられてい
る。またICASSP 83, BOSTON Polyphase Quadrature fil
ters-A new subband coding technique Joseph H. Roth
weilerにはポリフエーズ・クアドラチヤー・フイルター
（Polyphase Quadrature filter ）等バンド幅のフイル
ター分割方法が述べられている。
ばクアドラチヤー・ミラー・フイルター（Quadrature M
irror filter: 以下ＱＭＦという）があり、1976 R.E.C
rochiere Digital coding of speech in subbands Bel
l Syst.Tech. J. Vol.55,No.8 1976に、述べられてい
る。またICASSP 83, BOSTON Polyphase Quadrature fil
ters-A new subband coding technique Joseph H. Roth
weilerにはポリフエーズ・クアドラチヤー・フイルター
（Polyphase Quadrature filter ）等バンド幅のフイル
ター分割方法が述べられている。
【０００４】ここで、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーデイオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロツク化し、当該ブロツク毎に高速フーリエ変換(FF
T) 、コサイン変換(DCT) 、モデイフアイドDCT 変換(MD
CT)等を行うことで時間軸を周波数軸に変換するような
直交変換がある。MDCTについてはICASSP 1987 Subband/
Transform Coding Using Filter Bank Designs Based o
n Time Domain AliasingCancellation J.P.Princen A.
B.Bradley Univ. of Surrey Royal Melbourne Inst.of
Tech. に述べられている。また、本出願人による特願平
４年１６３９５１号特許出願において、その具体的手法
が詳細に開示されている。
ば、入力オーデイオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロツク化し、当該ブロツク毎に高速フーリエ変換(FF
T) 、コサイン変換(DCT) 、モデイフアイドDCT 変換(MD
CT)等を行うことで時間軸を周波数軸に変換するような
直交変換がある。MDCTについてはICASSP 1987 Subband/
Transform Coding Using Filter Bank Designs Based o
n Time Domain AliasingCancellation J.P.Princen A.
B.Bradley Univ. of Surrey Royal Melbourne Inst.of
Tech. に述べられている。また、本出願人による特願平
４年１６３９５１号特許出願において、その具体的手法
が詳細に開示されている。
【０００５】更に、周波数帯域分割された各周波数成分
を量子化する周波数分割幅としては、例えば人間の聴覚
特性を考慮した帯域分割が行われる。すなわち、一般に
臨界帯域（クリテイカルバンド）と呼ばれている高域程
帯域幅が広くなるような帯域幅で、オーデイオ信号を複
数（例えば２５バント）の帯域に分割することがある。
また、この時の各帯域毎のデータを符号化する際には、
各帯域毎に所定のビツト割当或いは、各帯域毎に適応的
なビツト割当て（ビツトアロケーシヨン）による符号化
が行われる。例えば、上記MDCT処理されて得られた係数
データを上記ビツトアロケーシヨンによって符号化する
際には、上記各ブロツク毎のMDCT処理により得られる各
帯域毎のMDCT係数データに対して、適応的な割当てビツ
ト数で符号化が行われることになる。ビツト割当方法と
しては、次の２方法が知られている。
を量子化する周波数分割幅としては、例えば人間の聴覚
特性を考慮した帯域分割が行われる。すなわち、一般に
臨界帯域（クリテイカルバンド）と呼ばれている高域程
帯域幅が広くなるような帯域幅で、オーデイオ信号を複
数（例えば２５バント）の帯域に分割することがある。
また、この時の各帯域毎のデータを符号化する際には、
各帯域毎に所定のビツト割当或いは、各帯域毎に適応的
なビツト割当て（ビツトアロケーシヨン）による符号化
が行われる。例えば、上記MDCT処理されて得られた係数
データを上記ビツトアロケーシヨンによって符号化する
際には、上記各ブロツク毎のMDCT処理により得られる各
帯域毎のMDCT係数データに対して、適応的な割当てビツ
ト数で符号化が行われることになる。ビツト割当方法と
しては、次の２方法が知られている。
【０００６】IEEE Transactions of Accoustics, Speec
h, and Signal Processing, vol.ASSP-25, No.4, Augus
t 1977では、各帯域毎の信号の大きさをもとに、ビツト
割当を行なっている。この方式では、量子化雑音スペク
トルが平坦となり、雑音エネルギー最小となるが、聴感
覚的にはマスキング効果が利用されていないために実際
の雑音感は最適ではない。
h, and Signal Processing, vol.ASSP-25, No.4, Augus
t 1977では、各帯域毎の信号の大きさをもとに、ビツト
割当を行なっている。この方式では、量子化雑音スペク
トルが平坦となり、雑音エネルギー最小となるが、聴感
覚的にはマスキング効果が利用されていないために実際
の雑音感は最適ではない。
【０００７】叉ICASSP 1980 The critical band coder-
-digital encoding of the perceptual requirements o
f the auditory system M. A. Kransner MITでは、聴覚
マスキングを利用することで、各帯域毎に必要な信号対
雑音比を得て固定的なビツト割当を行なう方法が述べら
れている。しかしこの方法ではサイン波入力で特性を測
定する場合でも、ビツト割当が固定的であるために特性
値が、それほど良い値とならない。
-digital encoding of the perceptual requirements o
f the auditory system M. A. Kransner MITでは、聴覚
マスキングを利用することで、各帯域毎に必要な信号対
雑音比を得て固定的なビツト割当を行なう方法が述べら
れている。しかしこの方法ではサイン波入力で特性を測
定する場合でも、ビツト割当が固定的であるために特性
値が、それほど良い値とならない。
【０００８】以上述べた方法は、特に入力情報信号の時
間に関する変動などの時間特性を考慮していない。この
ため入力情報信号の振幅が急激に変わった場合、特に小
さい情報信号から大きい情報信号へと変わったときに耳
につきやすいプリエコー（Pre echo）の問題を解決でき
ていない。Pre echoとは小さい情報信号から大きい情報
信号へと急激に情報信号が変わったときその直前に生じ
た量子化雑音がBackward Maskingでカバーされないで聞
こえてしまう現象であり、音質の劣化を引き起こす。
間に関する変動などの時間特性を考慮していない。この
ため入力情報信号の振幅が急激に変わった場合、特に小
さい情報信号から大きい情報信号へと変わったときに耳
につきやすいプリエコー（Pre echo）の問題を解決でき
ていない。Pre echoとは小さい情報信号から大きい情報
信号へと急激に情報信号が変わったときその直前に生じ
た量子化雑音がBackward Maskingでカバーされないで聞
こえてしまう現象であり、音質の劣化を引き起こす。
【０００９】このようなPre echoを聴覚できないよう程
度に減少させる方法として、本出願人は、先に特開平３
年５２３３２号公報において、ブロツク長を適応的に可
変する方法を提案している。この方法は、Pre echoの発
生が予測される急振な信号の存在するブロツクにおい
て、そのブロツクを時間軸方向に細分化するものであ
る。この方法によれば、Pre echoを効果的に抑止できる
ものの、細分化されたブロツク内では、聴覚できない程
度ではあるものの、依然としてPre echoは存在してい
た。
度に減少させる方法として、本出願人は、先に特開平３
年５２３３２号公報において、ブロツク長を適応的に可
変する方法を提案している。この方法は、Pre echoの発
生が予測される急振な信号の存在するブロツクにおい
て、そのブロツクを時間軸方向に細分化するものであ
る。この方法によれば、Pre echoを効果的に抑止できる
ものの、細分化されたブロツク内では、聴覚できない程
度ではあるものの、依然としてPre echoは存在してい
た。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】このように、周波数特
性のみを考慮してビツト割当を行なった場合には、急激
な情報信号の変化の時にPre echoによって生じる音質劣
化の回避が困難である。よって、Pre echoを更に効果的
に抑止する方法が求められていた。本発明は、このよう
な実情に鑑みてなされたものであり、聴覚的にPre echo
の生じない良好なビツト割当方法の提供を目的とする。
性のみを考慮してビツト割当を行なった場合には、急激
な情報信号の変化の時にPre echoによって生じる音質劣
化の回避が困難である。よって、Pre echoを更に効果的
に抑止する方法が求められていた。本発明は、このよう
な実情に鑑みてなされたものであり、聴覚的にPre echo
の生じない良好なビツト割当方法の提供を目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明に係る高能率符号
化装置は、ビツト割当に使用できる全ビツトの内少なく
とも一部が複数のチヤネル間で音響信号の時間的変化の
大きさに依存して、音響信号の時間的変化の大きさが大
きいチヤネルに優先的にビツトを割当しPre echoの発生
を防ぐものである。この時音響信号の時間的変化の大き
さを、音響信号の周波数成分の正規化情報であるスケー
ルフアクターの時間的変化により検出判断することは、
このパラメーターがエンコーダーからデコーダーに送ら
れるサブ情報の一部をなすものであることから新たな新
しい演算を避けるうえで有効である。
化装置は、ビツト割当に使用できる全ビツトの内少なく
とも一部が複数のチヤネル間で音響信号の時間的変化の
大きさに依存して、音響信号の時間的変化の大きさが大
きいチヤネルに優先的にビツトを割当しPre echoの発生
を防ぐものである。この時音響信号の時間的変化の大き
さを、音響信号の周波数成分の正規化情報であるスケー
ルフアクターの時間的変化により検出判断することは、
このパラメーターがエンコーダーからデコーダーに送ら
れるサブ情報の一部をなすものであることから新たな新
しい演算を避けるうえで有効である。
【００１２】また、別の方法としては、スケールフアク
ターを有するブロツクの時間幅を更に分割した時間軸上
のサブブロツクの振幅情報の時間的変化により検出及び
判断することは更に性能上好ましいことである。またチ
ヤネル間だけではなくチヤネル内で隣接した時間のブロ
ツク間での音響信号情報の時間的変化によりチヤネル内
でのビツト割当を変更することはPre echoを更に低減さ
せるうえで有効である。
ターを有するブロツクの時間幅を更に分割した時間軸上
のサブブロツクの振幅情報の時間的変化により検出及び
判断することは更に性能上好ましいことである。またチ
ヤネル間だけではなくチヤネル内で隣接した時間のブロ
ツク間での音響信号情報の時間的変化によりチヤネル内
でのビツト割当を変更することはPre echoを更に低減さ
せるうえで有効である。
【００１３】また本発明は時間軸上の音響信号を周波数
軸上に分解するためにフイルター等の非ブロツク化周波
数分析、直交変換等のブロツク化周波数分析で周波数軸
上に展開した構造を使うことができる。さらにビツト割
当に当たってはビツト割当に用いることができる全ビツ
トのうち、ある部分を各チヤネルの音響信号スペクトル
に応じた第１のビツト割当とし、残りのビツトを更にそ
れに付加するように使うことにより音質の向上を図るこ
とができる。この付加分のビツトのなかで音響信号の時
間特性にあわせたチヤネル内及びチヤネル間のビツト割
当を行う。この時各チヤネルの音響信号スペクトルに応
じたビツト割当と付加分のビツト割当の比率を音響信号
の時間的変化に依存させることは更に音質的に望ましい
ビツト割当を得ることができる。
軸上に分解するためにフイルター等の非ブロツク化周波
数分析、直交変換等のブロツク化周波数分析で周波数軸
上に展開した構造を使うことができる。さらにビツト割
当に当たってはビツト割当に用いることができる全ビツ
トのうち、ある部分を各チヤネルの音響信号スペクトル
に応じた第１のビツト割当とし、残りのビツトを更にそ
れに付加するように使うことにより音質の向上を図るこ
とができる。この付加分のビツトのなかで音響信号の時
間特性にあわせたチヤネル内及びチヤネル間のビツト割
当を行う。この時各チヤネルの音響信号スペクトルに応
じたビツト割当と付加分のビツト割当の比率を音響信号
の時間的変化に依存させることは更に音質的に望ましい
ビツト割当を得ることができる。
【００１４】又ビツト割当にチヤネル間の割当を行うと
同時に、直交変換のブロツクサイズを音響信号の時間特
性に依存さして適応的に変化させることは音響信号が準
定常的な場合は周波数分解能を上げるようにブロツク長
を長く出来、反対に音響信号が非定常的な場合には時間
分解能を上げてPre echoの発生時間長を短くすることで
音質劣化を防ぐうえで有効である。
同時に、直交変換のブロツクサイズを音響信号の時間特
性に依存さして適応的に変化させることは音響信号が準
定常的な場合は周波数分解能を上げるようにブロツク長
を長く出来、反対に音響信号が非定常的な場合には時間
分解能を上げてPre echoの発生時間長を短くすることで
音質劣化を防ぐうえで有効である。
【００１５】本発明によれば、複数の音声若しくはオー
デイオ信号チヤネルを持つシステムにおいて、高能率符
号で生じやすいpre echoによる音質劣化を少なくするこ
とが出来、特に高品質の音質を必要とするオーデイオシ
ステムや映画の音声記録再生に好適なシステムを与える
ことができる。
デイオ信号チヤネルを持つシステムにおいて、高能率符
号で生じやすいpre echoによる音質劣化を少なくするこ
とが出来、特に高品質の音質を必要とするオーデイオシ
ステムや映画の音声記録再生に好適なシステムを与える
ことができる。
【００１６】
【実施例】オーデイオPCM 信号等の入力デイジタル信号
を、帯域分割符号化(SBC) 、適応変換符号化(ATC) 及び
適応ビツト割当て(APC-AB)の各技術を用いて高能率符号
化する技術について、図１を参照しながら説明する。図
１に示す具体的な高能率符号化装置では、入力デイジタ
ル信号をフイルターなどにより複数の周波数帯域に分割
すると共に、各周波数帯域毎に直交変換を行って、得ら
れた周波数軸のスペクトルデータを、後述する人間の聴
覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリテイカルバ
ンド）毎に適応的にビツト割当して符号化している。こ
の時高域では臨界帯域幅を更に分割した帯域を用いる。
もちろんフイルターなどによる非ブロツキングの周波数
分割幅は等分割幅としてもよい。
を、帯域分割符号化(SBC) 、適応変換符号化(ATC) 及び
適応ビツト割当て(APC-AB)の各技術を用いて高能率符号
化する技術について、図１を参照しながら説明する。図
１に示す具体的な高能率符号化装置では、入力デイジタ
ル信号をフイルターなどにより複数の周波数帯域に分割
すると共に、各周波数帯域毎に直交変換を行って、得ら
れた周波数軸のスペクトルデータを、後述する人間の聴
覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリテイカルバ
ンド）毎に適応的にビツト割当して符号化している。こ
の時高域では臨界帯域幅を更に分割した帯域を用いる。
もちろんフイルターなどによる非ブロツキングの周波数
分割幅は等分割幅としてもよい。
【００１７】さらに、本発明実施例においては、直交変
換の前に入力信号に応じて適応的にブロツクサイズ（ブ
ロツク長）を変化させると共に、クリテイカルバンド単
位もしくは高域では臨界帯域幅（クリテイカルバンド）
を更に細分化したブロツクでフローテイング処理を行っ
ている。このクリテイカルバンドとは、人間の聴覚特性
を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純音の周
波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって当該
純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域のこと
である。このクリテイカルバンドは、高域ほど帯域幅が
広くなっており、上記０〜22kHz の全周波数帯域は例え
ば２５のクリテイカルバンドに分割されている。
換の前に入力信号に応じて適応的にブロツクサイズ（ブ
ロツク長）を変化させると共に、クリテイカルバンド単
位もしくは高域では臨界帯域幅（クリテイカルバンド）
を更に細分化したブロツクでフローテイング処理を行っ
ている。このクリテイカルバンドとは、人間の聴覚特性
を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純音の周
波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって当該
純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域のこと
である。このクリテイカルバンドは、高域ほど帯域幅が
広くなっており、上記０〜22kHz の全周波数帯域は例え
ば２５のクリテイカルバンドに分割されている。
【００１８】すなわち、図１において、入力端子１０に
は例えば０〜22kHz のオーデイオPCM 信号が供給されて
いる。この入力信号は、例えばいわゆるQMF 等の帯域分
割フイルタ１１により０〜11kHz 帯域と11k 〜22kHz 帯
域とに分割され、０〜11kHz帯域の信号は同じくQMF 帯
域分割フイルタ１２により０〜5.5kHz帯域と5.5.k 〜11
kHz 帯域とに分割される。帯域分割フイルタ１１からの
11k 〜22kHz 帯域の信号は直交変換回路の一例であるMo
dified Discrete Cosine Transform（MDCT）回路１３に
送られ、帯域分割フイルタ１２からの5.5k〜11kHz 帯域
の信号はMDCT回路１４に送られ、帯域分割フイルタ１２
からの０〜5.5 kHz 帯域の信号はMDCT回路１５に送られ
ることにより、それぞれMDCT処理される。
は例えば０〜22kHz のオーデイオPCM 信号が供給されて
いる。この入力信号は、例えばいわゆるQMF 等の帯域分
割フイルタ１１により０〜11kHz 帯域と11k 〜22kHz 帯
域とに分割され、０〜11kHz帯域の信号は同じくQMF 帯
域分割フイルタ１２により０〜5.5kHz帯域と5.5.k 〜11
kHz 帯域とに分割される。帯域分割フイルタ１１からの
11k 〜22kHz 帯域の信号は直交変換回路の一例であるMo
dified Discrete Cosine Transform（MDCT）回路１３に
送られ、帯域分割フイルタ１２からの5.5k〜11kHz 帯域
の信号はMDCT回路１４に送られ、帯域分割フイルタ１２
からの０〜5.5 kHz 帯域の信号はMDCT回路１５に送られ
ることにより、それぞれMDCT処理される。
【００１９】ここで、各MDCT回路１３、１４、１５のブ
ロツクサイズの具体例を図２に示す。この図２の具体例
においては、３つのフイルター出力は、それぞれ２つの
直交変換ブロツクサイズを持つ。すなわち、低域側の０
〜5.5kHz帯域の信号及び中域の5.5k〜11kHz 帯域の信号
に対しては長いブロツク長の場合（図２Ａ）は 128サン
プルとし、短いブロツクが選ばれた場合（図２Ｂ）には
32サンプルごとのブロツクとしている。これに対して高
域側の11k 〜22kHz 帯域の信号に対しては、長いブロツ
ク長の場合（図２Ａ）は 256サンプルとし、短いブロツ
クが選ばれた場合には（図２Ｂ）32サンプルごとのブロ
ツクとしている。このようにして短いブロツクが選ばれ
た場合には各帯域の直交変換ブロツクサンプル数を同じ
として高域程時間分解能を上げ、直且つ使用するウイン
ドウの種類を減らしている。
ロツクサイズの具体例を図２に示す。この図２の具体例
においては、３つのフイルター出力は、それぞれ２つの
直交変換ブロツクサイズを持つ。すなわち、低域側の０
〜5.5kHz帯域の信号及び中域の5.5k〜11kHz 帯域の信号
に対しては長いブロツク長の場合（図２Ａ）は 128サン
プルとし、短いブロツクが選ばれた場合（図２Ｂ）には
32サンプルごとのブロツクとしている。これに対して高
域側の11k 〜22kHz 帯域の信号に対しては、長いブロツ
ク長の場合（図２Ａ）は 256サンプルとし、短いブロツ
クが選ばれた場合には（図２Ｂ）32サンプルごとのブロ
ツクとしている。このようにして短いブロツクが選ばれ
た場合には各帯域の直交変換ブロツクサンプル数を同じ
として高域程時間分解能を上げ、直且つ使用するウイン
ドウの種類を減らしている。
【００２０】再び図１において、各MDCT回路１３、１
４、１５にてMDCT処理されて得られた周波数軸上のスペ
クトルデータあるいはMDCT係数データは、いわゆる臨界
帯域（クリテイカルバンド）叉は高域では更にクリテイ
カルバンドを分割した帯域毎にまとめられて適応ビツト
割当符号化回路１６、１７、１８に送られている。適応
ビツト割当符号化回路１６、１７、１８により臨界帯域
（クリテイカルバンド）又は高域では更にクリテイカル
バンドを分割した帯域毎に、割り当てられたビツト数に
応じて各スペクトルデータ（あるいはMDCT係数データ）
を再量子化するようにしている。このようにして符号化
されたデータは、出力端子２２、２４、２６を介して取
り出される。このときどのような信号の大きさに関する
正規化がされたかを示す、スケールフアクターとどのよ
うなビツト長で量子化がされたかをしめすビツト長情報
が同時に送られる。
４、１５にてMDCT処理されて得られた周波数軸上のスペ
クトルデータあるいはMDCT係数データは、いわゆる臨界
帯域（クリテイカルバンド）叉は高域では更にクリテイ
カルバンドを分割した帯域毎にまとめられて適応ビツト
割当符号化回路１６、１７、１８に送られている。適応
ビツト割当符号化回路１６、１７、１８により臨界帯域
（クリテイカルバンド）又は高域では更にクリテイカル
バンドを分割した帯域毎に、割り当てられたビツト数に
応じて各スペクトルデータ（あるいはMDCT係数データ）
を再量子化するようにしている。このようにして符号化
されたデータは、出力端子２２、２４、２６を介して取
り出される。このときどのような信号の大きさに関する
正規化がされたかを示す、スケールフアクターとどのよ
うなビツト長で量子化がされたかをしめすビツト長情報
が同時に送られる。
【００２１】図１における各MDCT回路１３、１４、１５
の出力は、上記臨界帯域（クリテイカルバンド）又は高
域では更にクリテイカルバンドを分割した帯域毎のエネ
ルギが、例えば当該バンド内での各振幅値の２乗平均の
平方根を計算すること等により求められる。もちろんス
ケールフアクターそのものを以後のビツト割当の為に用
いてもよい。この場合には新たなエネルギー計算が不要
になるため、ハード規模の節約となる。さらに各バンド
毎のエネルギーの代わりに、振幅値のピーク値、平均値
等が用いられることもある。
の出力は、上記臨界帯域（クリテイカルバンド）又は高
域では更にクリテイカルバンドを分割した帯域毎のエネ
ルギが、例えば当該バンド内での各振幅値の２乗平均の
平方根を計算すること等により求められる。もちろんス
ケールフアクターそのものを以後のビツト割当の為に用
いてもよい。この場合には新たなエネルギー計算が不要
になるため、ハード規模の節約となる。さらに各バンド
毎のエネルギーの代わりに、振幅値のピーク値、平均値
等が用いられることもある。
【００２２】適応ビツト割当回路の動作を図３で説明す
る。この実施例では全チヤネル数は８チヤネルである
が、便宜上、図３ではチヤネル１とチヤネル８のみを記
載し、他のチヤネルを省略している。各チヤネルの共通
部についてチヤネル１を用いて説明すると、チヤネル１
の入力情報信号は入力端子３１に与えられる。この入力
情報信号はマツピング機能３２により時間軸上の信号か
ら周波数軸上に展開される。この場合フイルターによる
場合にはサブバンド信号は時間軸上サンプルとなり、直
交変換出力の場合には周波数軸上サンプルが得られる。
これらのサンプルはブロツキング機能３３により複数サ
ンプル毎にまとめられる。この場合フイルターによる場
合には時間軸上の複数サンプルがまとめられ、直交変換
出力の場合には周波数軸上の複数サンプルがまとめられ
る。図１の実施例ではマツピングの途中のMDCT入力時間
軸上信号の時間変化を図３の時間変化算出機能４４によ
り算出する。
る。この実施例では全チヤネル数は８チヤネルである
が、便宜上、図３ではチヤネル１とチヤネル８のみを記
載し、他のチヤネルを省略している。各チヤネルの共通
部についてチヤネル１を用いて説明すると、チヤネル１
の入力情報信号は入力端子３１に与えられる。この入力
情報信号はマツピング機能３２により時間軸上の信号か
ら周波数軸上に展開される。この場合フイルターによる
場合にはサブバンド信号は時間軸上サンプルとなり、直
交変換出力の場合には周波数軸上サンプルが得られる。
これらのサンプルはブロツキング機能３３により複数サ
ンプル毎にまとめられる。この場合フイルターによる場
合には時間軸上の複数サンプルがまとめられ、直交変換
出力の場合には周波数軸上の複数サンプルがまとめられ
る。図１の実施例ではマツピングの途中のMDCT入力時間
軸上信号の時間変化を図３の時間変化算出機能４４によ
り算出する。
【００２３】ブロツキング機能３３により複数のサンプ
ル毎にブロツクにまとめられたサンプルは正規化機能３
７で正規化される。正規化のための係数であるスケール
フアクターはスケールフアクター算出機能３５で得られ
る。得られたスケールフアクターからは同時にトーナリ
テイーの大きさがトーナリテイー算出機能３６で算出さ
れる。以上で求まるパラメーターはビツト割当機能３８
でビツト割当のために使用される。今MDCT係数を表現し
て伝送叉は記録に使えるビツト数を、全チヤネルで800k
bpsとすると、実施例では、まずそのうち第１のビツト
割当に使うべきビツト量を確定する。
ル毎にブロツクにまとめられたサンプルは正規化機能３
７で正規化される。正規化のための係数であるスケール
フアクターはスケールフアクター算出機能３５で得られ
る。得られたスケールフアクターからは同時にトーナリ
テイーの大きさがトーナリテイー算出機能３６で算出さ
れる。以上で求まるパラメーターはビツト割当機能３８
でビツト割当のために使用される。今MDCT係数を表現し
て伝送叉は記録に使えるビツト数を、全チヤネルで800k
bpsとすると、実施例では、まずそのうち第１のビツト
割当に使うべきビツト量を確定する。
【００２４】そのためには(a) 信号情報のスペクトル情
報のうちトーナリテイー情報及び(b) 信号情報の時間変
化情報を使用する。まずトーナリテイー情報について説
明すると指標としては、信号スペクトルの隣接値間の差
の絶対値の和を、信号スペクトル数で割った値を、指標
として用いている。もっと簡単にはブロツクフローテイ
ングの為のブロツクごとのスケールフアクターの、隣接
スケールフアクター指標の間の差の平均値を用いる。ス
ケールフアクター指標は、概略スケールフアクターの対
数値に対応している。実施例では第１のビツト割当に使
うべきビツト量をこのトーナリテイーを表す値に対応さ
して最大600kbps 最小300kbps と設定している。
報のうちトーナリテイー情報及び(b) 信号情報の時間変
化情報を使用する。まずトーナリテイー情報について説
明すると指標としては、信号スペクトルの隣接値間の差
の絶対値の和を、信号スペクトル数で割った値を、指標
として用いている。もっと簡単にはブロツクフローテイ
ングの為のブロツクごとのスケールフアクターの、隣接
スケールフアクター指標の間の差の平均値を用いる。ス
ケールフアクター指標は、概略スケールフアクターの対
数値に対応している。実施例では第１のビツト割当に使
うべきビツト量をこのトーナリテイーを表す値に対応さ
して最大600kbps 最小300kbps と設定している。
【００２５】トーナリテイー計算は次のように行なう。 Tm=1/WLmax( ΣABS(SFn-SFn-1)) Tav=(1/Ch)ΣTm ここでTm：各チヤネルのトーナリテイー m ：チヤネル番号 WLmax ：ワードレングス最大値=16 Ch：チヤネル数 SFn ：スケールフアクター指標で概略ピーク値の対数に
対応している。
対応している。
【００２６】 n ：ブロツクフローテイングバンド番号 Tav ：チヤネル平均トーナリテイー このようにして求められたTav と第１のビツト割当量と
は図１２に示すように対応付けられる。これと共に本実
施例では第１のビツト割当パターンへの割当とそれに付
加するその他の少なくとも１つのビツト割当との分割率
は、情報信号の時間変化特性に依存する。本実施例で
は、直交変換時間ブロツクサイズを更に分割した時間区
間毎に信号情報のピーク値を隣接ブロツク毎に比較する
ことにより情報信号の振幅が急激に大きくなる時間領域
を検出してその大きくなり方の程度により分割率を決定
する。
は図１２に示すように対応付けられる。これと共に本実
施例では第１のビツト割当パターンへの割当とそれに付
加するその他の少なくとも１つのビツト割当との分割率
は、情報信号の時間変化特性に依存する。本実施例で
は、直交変換時間ブロツクサイズを更に分割した時間区
間毎に信号情報のピーク値を隣接ブロツク毎に比較する
ことにより情報信号の振幅が急激に大きくなる時間領域
を検出してその大きくなり方の程度により分割率を決定
する。
【００２７】時間変化率計算は次のように行なう。 Vt= ΣVm Vav=(1/Vmax)*(1/Ch)Vt ここでVt：各チヤネルの時間サブブロツクのピーク値の
小から大への変化をdB値で表したもののチヤネルに関す
る和。
小から大への変化をdB値で表したもののチヤネルに関す
る和。
【００２８】 Vm：各チヤネルの時間サブブロツクのピーク値の小から
大への変化をdB値で表したもので一番大きいものの大き
さ。但し最大値を30dBに制限しVmaxで表す。 m ：チヤネル番号 Ch：チヤネル数 Vav ：時間サブブロツクのピーク値の小から大への変化
をdB値で表したもののチヤネル平均。 このようにして求められたVav と第１のビツト割当量と
は図１３に示すように対応付けられる。
大への変化をdB値で表したもので一番大きいものの大き
さ。但し最大値を30dBに制限しVmaxで表す。 m ：チヤネル番号 Ch：チヤネル数 Vav ：時間サブブロツクのピーク値の小から大への変化
をdB値で表したもののチヤネル平均。 このようにして求められたVav と第１のビツト割当量と
は図１３に示すように対応付けられる。
【００２９】最終的に第１のビツト割当量は次の式で求
められる。 B=1/2(Bf+Bt) ここでB ：最終的な第１のビツト割当量 Bf：Tav よりもとまったビツト割当量 Bt：Vav よりもとまったビツト割当量 このようにして第１のビツト割当に使用されるビツト量
が決定されたら、第１のビツト割当の各チヤネルに対し
て割当が行なわれる。
められる。 B=1/2(Bf+Bt) ここでB ：最終的な第１のビツト割当量 Bf：Tav よりもとまったビツト割当量 Bt：Vav よりもとまったビツト割当量 このようにして第１のビツト割当に使用されるビツト量
が決定されたら、第１のビツト割当の各チヤネルに対し
て割当が行なわれる。
【００３０】この場合信号の性質により、種々の選択を
することが出来る。もちろんスケールフアクターの周波
数軸上の分布をみて適応的にビツト割当を行なってもよ
い。この場合、全チヤネルのスケールフアクターの周波
数軸上の分布をみてチヤネル間でのビツト割当を行なう
ことで有効なビツト割当を行なうことができる。この場
合複数チヤネルの信号情報がスピーカーの場合のように
同一音場のなかで混合されて左右の耳に達するとすると
全チヤネル信号の加算されたものでマスキングがきくと
考えてよいから図５に示すように、各チヤネルが同一の
ノイズレベルになるようにビツト割当を行なうことが有
効である。このためにはスケールフアクター指標の大き
さに比例したビツト割当を行なえばよい。
することが出来る。もちろんスケールフアクターの周波
数軸上の分布をみて適応的にビツト割当を行なってもよ
い。この場合、全チヤネルのスケールフアクターの周波
数軸上の分布をみてチヤネル間でのビツト割当を行なう
ことで有効なビツト割当を行なうことができる。この場
合複数チヤネルの信号情報がスピーカーの場合のように
同一音場のなかで混合されて左右の耳に達するとすると
全チヤネル信号の加算されたものでマスキングがきくと
考えてよいから図５に示すように、各チヤネルが同一の
ノイズレベルになるようにビツト割当を行なうことが有
効である。このためにはスケールフアクター指標の大き
さに比例したビツト割当を行なえばよい。
【００３１】 Bm=B* ΣSFn/S S=Σ( ΣSFn) ここでBm：各チヤネルへの第１のビツト割当量 B ：全チヤネルへの第１のビツト割当量 SFn ：スケールフアクター指標で概略ピーク値の対数に
対応している。
対応している。
【００３２】 n ：ブロツクフローテイングバンド番号 m ：チヤネル番号 S ：全チヤネルのスケールフアクター指標の和 次に第１のビツト割当で使われなかったビツトについて
の割当に移る。ここでは多種のビツト割当が行なわれ
る。
の割当に移る。ここでは多種のビツト割当が行なわれ
る。
【００３３】(1) 全てのサンプル値に対する均一割当に
ついて この場合のビツト割当に対する量子化雑音スペクトルを
図６に示す。全周波数帯域で均一の雑音レベル低減が行
える。 (2) 信号情報の周波数スペクトル及びレベルに対する依
存性を持たした聴覚的な効果を得るためのビツト割当に
ついて この場合のビツト割当に対する量子化雑音スペクトルの
１例を図７に示す。この例では情報信号のスペクトルに
依存さしたビツト割当を行っていて、とくに情報信号の
スペクトルの低域側にウエイトをおいたビツト割当を行
い広域側に比して起きる低域側でのマスキング効果の減
少を補償している。これは隣接臨界帯域間でのマスキン
グを考慮してスペクトルの低域側を重視したマスキング
カーブの非対象性に基づいている。
ついて この場合のビツト割当に対する量子化雑音スペクトルを
図６に示す。全周波数帯域で均一の雑音レベル低減が行
える。 (2) 信号情報の周波数スペクトル及びレベルに対する依
存性を持たした聴覚的な効果を得るためのビツト割当に
ついて この場合のビツト割当に対する量子化雑音スペクトルの
１例を図７に示す。この例では情報信号のスペクトルに
依存さしたビツト割当を行っていて、とくに情報信号の
スペクトルの低域側にウエイトをおいたビツト割当を行
い広域側に比して起きる低域側でのマスキング効果の減
少を補償している。これは隣接臨界帯域間でのマスキン
グを考慮してスペクトルの低域側を重視したマスキング
カーブの非対象性に基づいている。
【００３４】また夫々のビツト割当の様子を図８、９に
示す。トーナリテイーの低い入力信号（全帯域に信号ス
ペクトルが滑らかに存在する）の場合、図８に示すよう
に、第１のビツト配分のビツト量に多くのビツトが割当
られる様子が示されている。これに対して、トーナリテ
イーの高い入力信号の場合、図９に示すように、第１の
ビツト配分のビツト量が減少し、逆に第２のビツト配分
のビツト量が増大することにより、レベルの大きい信号
スペクトルに多くのビツトが割当られることとなる。
示す。トーナリテイーの低い入力信号（全帯域に信号ス
ペクトルが滑らかに存在する）の場合、図８に示すよう
に、第１のビツト配分のビツト量に多くのビツトが割当
られる様子が示されている。これに対して、トーナリテ
イーの高い入力信号の場合、図９に示すように、第１の
ビツト配分のビツト量が減少し、逆に第２のビツト配分
のビツト量が増大することにより、レベルの大きい信号
スペクトルに多くのビツトが割当られることとなる。
【００３５】図７、９では低域を重視した第２のビツト
割当が行なわれている。実施例では、第２のビツト割当
用として、短い時間のブロツクのビツト量を各周波数に
分布させた、種々のパターンを持つ。とくに本実施例で
は、中低域と高域とのビツト割当率を違えたパターンを
複数個用意している。そして、信号の大きさが、小さい
ほど、高域への割当量が少ないパターンを選択するよう
にする。このようにして、小さい信号の時ほど高域の感
度が低下するラウドネス効果を生かせる。このときの信
号の大きさとしては、全帯域の信号の大きさを使用する
ことも出来るが、さらにはフイルタなどが用いられてい
る、非ブロツキング周波数分割回路の出力、もしくはMD
CT出力を利用する。そして最終的に第１のビツト割当と
第１のビツト割当に付加されるビツト割当の値の和が図
３のビツト割当機能３８でとられる。
割当が行なわれている。実施例では、第２のビツト割当
用として、短い時間のブロツクのビツト量を各周波数に
分布させた、種々のパターンを持つ。とくに本実施例で
は、中低域と高域とのビツト割当率を違えたパターンを
複数個用意している。そして、信号の大きさが、小さい
ほど、高域への割当量が少ないパターンを選択するよう
にする。このようにして、小さい信号の時ほど高域の感
度が低下するラウドネス効果を生かせる。このときの信
号の大きさとしては、全帯域の信号の大きさを使用する
ことも出来るが、さらにはフイルタなどが用いられてい
る、非ブロツキング周波数分割回路の出力、もしくはMD
CT出力を利用する。そして最終的に第１のビツト割当と
第１のビツト割当に付加されるビツト割当の値の和が図
３のビツト割当機能３８でとられる。
【００３６】本発明では以上に加えて、各チヤネルの信
号の時間変化特性を検出して、この指標によってチヤネ
ル毎のビツト割当量を変えるプロセスを持つ。この時間
変化を表す指標は次のようにして求められる。図１０に
示すように今チヤネルが８チヤネルあるとそれぞれのチ
ヤネルの情報入力信号についてビツト割当の時間単位で
あるビツト割当時間ブロツクを時間的に４分割し、それ
ぞれの時間ブロツクのピーク値を得る。そして各サブブ
ロツクのピーク値が小から大へと変わる差分の大きさに
応じてチヤネル間でビツトを分け合う。今このビツト割
当のために８チヤネル合計でC bit 使えるとき、各チヤ
ネルの各サブブロツクのピーク値が小から大へと変わる
差分の大きさが夫々a, b, c, d, e, f, g, h dB とする
と、各々 C*a/T, C*b/T, ・・・C*h/T bit と割当るこ
とができる。ここでT=a+b+c+d+e+f+g+h である。信号情
報が大きくなる程度が大である程そのチヤネルに対して
のビツト割当量が大きくなる。最終的なビツト割当は以
上の各ビツト割当の和として与えられる。
号の時間変化特性を検出して、この指標によってチヤネ
ル毎のビツト割当量を変えるプロセスを持つ。この時間
変化を表す指標は次のようにして求められる。図１０に
示すように今チヤネルが８チヤネルあるとそれぞれのチ
ヤネルの情報入力信号についてビツト割当の時間単位で
あるビツト割当時間ブロツクを時間的に４分割し、それ
ぞれの時間ブロツクのピーク値を得る。そして各サブブ
ロツクのピーク値が小から大へと変わる差分の大きさに
応じてチヤネル間でビツトを分け合う。今このビツト割
当のために８チヤネル合計でC bit 使えるとき、各チヤ
ネルの各サブブロツクのピーク値が小から大へと変わる
差分の大きさが夫々a, b, c, d, e, f, g, h dB とする
と、各々 C*a/T, C*b/T, ・・・C*h/T bit と割当るこ
とができる。ここでT=a+b+c+d+e+f+g+h である。信号情
報が大きくなる程度が大である程そのチヤネルに対して
のビツト割当量が大きくなる。最終的なビツト割当は以
上の各ビツト割当の和として与えられる。
【００３７】さらに、各ビツト割当に使用できるビツト
数がC bit である時、特にPre echo対策として、t ビツ
トを別に確保しておくこともできる。即ちC-t bit が８
チヤネルで使用できるビツト数とし、各チヤネルの各サ
ブブロツクのピーク値が小から大へと変わる差分の大き
さが夫々a, b, c, d, e, f, g, h dB とすると、各々(C
-t)*a/T, (C-t)*b/T, ・・・(C-t)*h/T bit と割当てる
こととする。
数がC bit である時、特にPre echo対策として、t ビツ
トを別に確保しておくこともできる。即ちC-t bit が８
チヤネルで使用できるビツト数とし、各チヤネルの各サ
ブブロツクのピーク値が小から大へと変わる差分の大き
さが夫々a, b, c, d, e, f, g, h dB とすると、各々(C
-t)*a/T, (C-t)*b/T, ・・・(C-t)*h/T bit と割当てる
こととする。
【００３８】そして、各チヤネルについて、最もPre ec
ho量が大きい（a, b, c, d, e, f,g, hのうち、最大値
が存在する）チヤネルについて、このt bit を優先して
集中的に割当るようにする。よってそのチヤネルには、
t bit 多くビツトが割当られることとなり、Pre echoが
大幅に減少することとなる。特にこの方法において、本
技術を映画のサウンド・トラツクに使用する場合に、前
方主信号（FR・FL）が重要であることを鑑み、この何れ
かに割当るようにしても良い。又は低音用のチヤンネル
に割当るようにしても良い。
ho量が大きい（a, b, c, d, e, f,g, hのうち、最大値
が存在する）チヤネルについて、このt bit を優先して
集中的に割当るようにする。よってそのチヤネルには、
t bit 多くビツトが割当られることとなり、Pre echoが
大幅に減少することとなる。特にこの方法において、本
技術を映画のサウンド・トラツクに使用する場合に、前
方主信号（FR・FL）が重要であることを鑑み、この何れ
かに割当るようにしても良い。又は低音用のチヤンネル
に割当るようにしても良い。
【００３９】図１１はこのようにして高能率符号化され
た信号を再び復号化するための復号回路を示している。
各帯域の量子化されたMDCT係数は、復号回路入力１２
２、１２４、１２６に与えられ、使用されたブロツクサ
イズ情報は、入力１２３、１２５、１２７に与えられ
る。復号化回路１１６、１１７、１１８では適応ビツト
割当情報を用いてビツト割当を解除する。次にIMDCT 回
路１１３、１１４、１１５で周波数軸上の信号が時間軸
上の信号に変換される。これらの部分帯域の時間軸上信
号は、IQMF回路１１２、１１１により、全体域信号に復
号化される。
た信号を再び復号化するための復号回路を示している。
各帯域の量子化されたMDCT係数は、復号回路入力１２
２、１２４、１２６に与えられ、使用されたブロツクサ
イズ情報は、入力１２３、１２５、１２７に与えられ
る。復号化回路１１６、１１７、１１８では適応ビツト
割当情報を用いてビツト割当を解除する。次にIMDCT 回
路１１３、１１４、１１５で周波数軸上の信号が時間軸
上の信号に変換される。これらの部分帯域の時間軸上信
号は、IQMF回路１１２、１１１により、全体域信号に復
号化される。
【００４０】
【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係るビツト割当方法は、マルチチヤネルシステムに
おける時間的に変動する音響信号の圧縮に対して聴覚的
にも望ましいビツト割当方法の提供を行うことができ
る。
明に係るビツト割当方法は、マルチチヤネルシステムに
おける時間的に変動する音響信号の圧縮に対して聴覚的
にも望ましいビツト割当方法の提供を行うことができ
る。
【図１】本発明に係る高能率符号化装置の構成例を示す
ブロツク回路図である。
ブロツク回路図である。
【図２】該実施例装置の信号の周波数及び時間分割を示
す図である。
す図である。
【図３】該実施例装置のマルチチヤネルでのビツト割当
用パラメーターを求める一例を示す図である。
用パラメーターを求める一例を示す図である。
【図４】トーナリテイーの算出を示す図である。
【図５】第１のビツト割当を示す図である。
【図６】第２のビツト割当において。均一割当の時のノ
イズスペクトルを示す図である。
イズスペクトルを示す図である。
【図７】情報信号の周波数スペクトル及びレベルに対す
る依存性を持たした聴覚的な効果を得るためのビツト割
当によるノイズスペクトルの例を示す図である。
る依存性を持たした聴覚的な効果を得るためのビツト割
当によるノイズスペクトルの例を示す図である。
【図８】第２のビツト割当において。均一割当の時のビ
ツト割当を示す図である。
ツト割当を示す図である。
【図９】情報信号の周波数スペクトル及びレベルに対す
る依存性を持たした聴覚的な効果を得るためのビツト割
当の例を示す図である。
る依存性を持たした聴覚的な効果を得るためのビツト割
当の例を示す図である。
【図１０】チヤネル間での情報信号の時間特性を考慮し
たビツト割当の為のパラメーターの求め方を示す図であ
る。
たビツト割当の為のパラメーターの求め方を示す図であ
る。
【図１１】本発明に係る高能率復号化装置の構成例を示
すブロツク回路図である。
すブロツク回路図である。
【図１２】第１のビツト割当量とチヤネル平均でのトー
ナリテイーとの間の関係を示す図である。
ナリテイーとの間の関係を示す図である。
【図１３】第１のビツト割当量とチヤネル平均での時間
変化率との間の関係を示す図である。
変化率との間の関係を示す図である。
１０ 高能率符号化回路入力 １１、１２ QMF 回路 １３、１４、１５ MDCT回路 １６、１７、１８ 適応ビツト割当符号化回路 １９、２０、２１ ブロツクサイズ決定回路 ２２、２４、２６ 符号化出力 ２３、２５、２７ ブロツクサイズ情報出力 ３１、４１ 各チヤネル情報信号入力端子 ３２、４２ マツピング機能 ３３、４３ ブロツキング機能 ３４、４４ 時間変化算出機能 ３５、４５ スケールフアクター算出機能 ３６、４６ トーナリテイー算出機能 ３７、４７ 正規化機能 ３８ ビツト割当 １２２、１２４、１２６ 符号化入力 １２３、１２５、１２７ ブロツクサイズ情報入力 １１６、１１７、１１８ 適応ビツト割当復号化回路 １１３、１１４、１１５ IMDCT 回路 １１２、１１１ IQMF回路 １１０ 高能率復号化回路出力
Claims (6)
- 【請求項１】 複数のチヤネルのデジタル音響信号に所
定のビツト割当を行い、割り当てられたビツトにより符
号化情報信号を得る高能率符号化方法において、各チヤネルの音響信号のスペクトルに応じたビツト割当
を行うチヤネル内ビツト割当ステツプと、 各チヤネルの音響信号の時間的変化に基づいて、チヤネ
ル間のビツト割当を行うチヤネル間ビツト割当ステツプ
とを具備することを特徴とする高能率符号化方法。 - 【請求項２】 上記チヤネル間ビツト割当ステツプは、
上記各チヤネルのデジタル情報信号の振幅情報の時間的
変化により、チヤネル間のビツト割当量を制限すること
を特徴とする請求項１記載の高能率符号化方法。 - 【請求項３】 上記チヤネル内ビツト割当ステツプは、
上記各チヤネルごとに時間的に隣接した複数のブロック
の振幅情報の時間的変化により、チヤネル内のビツト割
当量を制御することを特徴とする請求項１記載の高能率
符号化方法。 - 【請求項４】 複数のチヤネルのデジタル音響信号に所
定のビツト割当を行い、割り当てられたビツトにより符
号化情報信号を得る高能率符号化装置において、各チヤネルの音響信号のスペクトルに応じたビツト割当
を行うチヤネル内ビツト割当手段と、 各チヤネルの音響信号の時間的変化に基づいて、チヤネ
ル間のビツト割当を行うチヤネル間ビツト割当手段とを
具備することを特徴とする高能率符号化装置。 - 【請求項５】 上記チヤネル間ビツト割当手段は、上記
各チヤネルのデジタル制御信号の振幅情報の時間的変化
により、チヤネル間のビツト割当量を制御することを特
徴とする請求項４記載の高能率符号化装置。 - 【請求項６】 上記チヤネル内ビツト割当手段は、上記
各チヤネルごとに時間的に隣接した複数のブロツクの振
幅情報の時間的変化により、チヤネル内のビツト割当量
を制御することを特徴とする請求項４記載の高能率符号
化装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1549293A JP3186292B2 (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 高能率符号化方法及び装置 |
| US08/184,471 US5642111A (en) | 1993-02-02 | 1994-01-19 | High efficiency encoding or decoding method and device |
| EP19940300502 EP0610007B1 (en) | 1993-02-02 | 1994-01-24 | High efficiency encoding |
| DE1994631816 DE69431816T2 (de) | 1993-02-02 | 1994-01-24 | Kodierung mit hoher Wirksamkeit |
| KR1019940001254A KR100388730B1 (ko) | 1993-02-02 | 1994-01-25 | 고능률부호화및복호화장치 |
| CN94101748A CN1062097C (zh) | 1993-02-02 | 1994-02-02 | 高效编码和解码的方法及装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1549293A JP3186292B2 (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 高能率符号化方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06232761A JPH06232761A (ja) | 1994-08-19 |
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